Electronica -teorie Si Aplicatii

a

c ni

o

r ct

e

el

a

c ni

o

r ct

e

el

CONSTANTIN ST NESCU

ELECTRONIC . TEORIE I APLICA II

EDITURA UNIVERSIT 2009

II DIN PITE TI

ISBN: 978-973-690-948-1

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

Editura Universitãtii din Pitesti Str. Târgu din Vale, nr.1, 110040, Pite ti, jud. Arge tel/fax: 40248 21.64.48

Copyright © 2009 – Editura Universit ii din Pite ti Toate drepturile asupra acestei edi ii sunt rezervate Editurii Universit ii din Pite ti. Nici o parte din acest volum nu poate fi reprodus sub orice form , f permisiunea scris a autorilor.

Editor: lector univ. dr. Sorin FIANU Referen i tiin ifici:

- prof. univ. dr. Ion Iorga Sim n - conf. univ. dr. Dumitru Chirle an

ISBN: 978-973-690-948-1

2

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

CUPRINS CUVÂNT ÎNAINTE............................................................................................. 6 1. NO IUNI DE FIZICA SOLIDULUI ............................................................ 8 1.1. Re ele cristaline ...................................................................................... 8 1.2. Structura energetic a corpului solid ....................................................... 8 1.3. Concentra ia de purt tori în metale ....................................................... 12 1.4. Conduc ia electric la metale ................................................................ 15 1.5. Concentra ia de purt tori în semiconductori .......................................... 17 1.5.1. Semiconductori intrinseci .............................................................. 17 1.5.2. Semiconductori extrinseci .............................................................. 19 1.6. Conduc ia electric la semiconductori ................................................... 24 1.7. Curen i de difuzie în semiconductori..................................................... 24 1.8. Fenomene optice în semiconductori ...................................................... 28 1.9. Tehnici de ob inere a semiconductorilor intrinseci i extrinseci ............. 31 1.10. Aplica ii directe ale materialelor semiconductoare............................. 32 1.11. Aplica ii ............................................................................................ 33 1.11.1. No iuni introductive pentru laboratorul de electronic ................ 33 1.11.2. Elemente pasive de circuit .......................................................... 36 1.11.3. Tuburi electronice ...................................................................... 40 2. DIODA SEMICONDUCTOARE ................................................................ 48 2.1. Jonc iunea p – n .................................................................................... 48 2.2. Parametrii diodei semiconductoare ....................................................... 56 2.3. Schema echivalent a diodei semiconductoare ...................................... 58 2.4. Metode de ob inere a jonc iunilor semiconductoare............................... 59 2.5. Tipuri de diode semiconductoare .......................................................... 60 2.6. Fenomene optice în jonc iunea p-n........................................................ 63 2.7. Aplica ii................................................................................................ 66 2.7.1. Dioda semiconductoare.................................................................. 66 3. CIRCUITE DE REDRESARE .................................................................... 71 3.1. Generalit i ........................................................................................... 71 3.2. Redresorul monoalternan monofazat cu sarcin rezistiv .................... 72 3.3. Redresorul monofazat bialternan cu sarcin rezistiv ......................... 74 3.4. Redresorul monofazat cu sarcin RL..................................................... 77 3.5. Redresorul monofazat cu sarcin RC .................................................... 78 3.6. Redresorul cu dublare de tensiune ......................................................... 79 3.7. Filtre de netezire a tensiunii redresate ................................................... 80 3.8. Stabilizatoare de tensiune ..................................................................... 81 3.8.1. Stabilizatoare parametrice .............................................................. 82 3.8.2. Stabilizatoare cu compensare ......................................................... 83 3.8.3. Stabilizatoare cu reac ie ................................................................. 84 3

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii 3.9. Aplica ii................................................................................................ 84 3.9.1. Redresarea curentului alternativ ..................................................... 84 3.9.2. Dioda stabilizatoare (ZENER) ....................................................... 89 4. TRANZISTORUL BIPOLAR ..................................................................... 94 4.1. Construc ie; principiu de func ionare .................................................... 94 4.2. Caracteristicile statice ale tranzistorului bipolar .................................... 98 4.3. Circuite echivalente statice liniarizate ................................................. 101 4.4. Polarizarea tranzistorului bipolar; stabilizarea termic ........................ 102 4.5. Parametrii de semnal mic ai tranzistorului bipolar; scheme echivalente108 4.5.1. Ecua iile i schema echivalent cu parametrii Z ........................... 108 4.5.2. Ecua iile i schema echivalent cu parametrii Y ........................... 109 4.5.3. Ecua iile i schema echivalent cu parametrii hibrizi, h................ 110 4.5.4. Circuitul echivalent natural (Giacoletto) ...................................... 111 4.6. Tranzistorul bipolar în regim de comuta ie .......................................... 112 4.7. Alte dispozitive semiconductoare cu jonc iuni .................................... 114 4.7.1. Tranzistorul unijonc iune (TUJ) ................................................... 114 4.7.2. Tiristorul ..................................................................................... 117 4.7.3. Triacul i diacul ........................................................................... 120 4.8. Aplica ii.............................................................................................. 122 4.8.1. Tranzistorul bipolar. Caracteristici statice .................................... 122 4.8.2. Tranzistorul bipolar. Parametrii hibrizi ........................................ 126 4.8.3. Repetorul pe emitor ..................................................................... 128 4.8.4. Tiristorul ..................................................................................... 131 5. TRANZISTORUL CU EFECT DE CÂMP ............................................... 137 5.1. Tranzistorul cu poart (gril ) jonc iune (TEC-J).................................. 137 5.1.1. Construc ia TEC-J ....................................................................... 137 5.1.2. Func ionarea TEC-J ..................................................................... 138 5.1.3. Caracteristicile TEC-J.................................................................. 143 5.2. Tranzistorul cu poart (gril ) izolat (TEC-MOS) ............................... 145 5.3. Parametrii de semnal mic ai TEC. Schema echivalent ....................... 148 5.4. Polarizarea TEC ................................................................................. 149 5.5. Aplica ii.............................................................................................. 150 5.5.1. Tranzistorul cu efect de câmp cu poart -jonc iune (TEC-J) .......... 150 5.5.2. Tranzistorul cu efect de câmp cu poart izolat (TEC-MOS) ....... 156 6. AMPLIFICATOARE ................................................................................ 160 6.1. No iuni generale. Clasificare ............................................................... 160 6.2. Parametrii amplificatoarelor................................................................ 161 6.3. Amplificatorul de semnal mic cu cuplaj RC ........................................ 162 6.4. Amplificatoare de putere..................................................................... 165 6.5. Principiul reac iei; reac ia în amplificatoare ........................................ 167 6.6. Influen a reac iei asupra parametrilor amplificatoarelor ...................... 169 6.7. Amplificatorul diferen ial ................................................................... 170 6.8. Amplificatoare opera ionale ................................................................ 172 4

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii 6.8.1. Descriere; func ionare .................................................................. 172 6.8.2. Aplica ii ale amplificatoarelor opera ionale .................................. 175 6.9. Aplica ii.............................................................................................. 178 6.9.1. Amplificatorul de tensiune cu tranzistor în montaj emitor comun. 178 6.9.2. Principiul reac iei. Reac ia negativ ............................................. 182 6.9.3. Amplificatorul diferen ial ............................................................ 186 6.9.4. Amplificatoare opera ionale ......................................................... 189 7. GENERATOARE DE SEMNAL .............................................................. 194 7.1. Oscilatoare ......................................................................................... 194 7.1.1. Parametri; clasificare ................................................................... 194 7.1.2. Oscilatoare cu reac ie ................................................................... 195 7.1.3. Oscilatoare cu rezisten negativ ................................................ 198 7.2. Impulsuri ............................................................................................ 200 7.2.1. Circuite de formare a impulsurilor ............................................... 200 7.2.2. Circuite basculante ...................................................................... 202 7.3. Aplica ii.............................................................................................. 207 7.3.1. Oscilatoare .................................................................................. 207 7.3.2. Circuite basculante ...................................................................... 210 C. Circuitul astabil ........................................................................................ 212 8. CIRCUITE LOGICE................................................................................. 214 8.1. Elemente de algebr boolean ............................................................. 214 8.2. Circuite logice cu dispozitive semiconductoare ................................... 218 8.3. Circuite basculante utilizate ca circuite logice ..................................... 221 8.4. Circuite logice secven iale .................................................................. 225 8.5. Aplica ii.............................................................................................. 227 8.5.1. Circuite logice ............................................................................. 227 8.5.2. Num toare i registre de deplasare ............................................ 231 C. Num toare............................................................................................. 235 9. MICROPROCESOARE I CALCULATOARE ELECTRONICE ............ 238 9.1. Calculatoare electronice numerice ...................................................... 238 9.2. Microprocesoare ................................................................................. 242 9.3. Scurt istorie a calculatoarelor electronice .......................................... 245

5

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

CUVÂNT ÎNAINTE

Prezenta lucrare a fost scris ini ial ca un curs destinat studen ilor care nu au ca specializare electronica din Facultatea de tiin e a Universit ii din Pite ti, devenind ulterior o carte cu acoperire mai larg , ce poate fi util i altor categorii, cum este cazul profesorilor care doresc s se perfec ioneze în vederea sus inerii unor concursuri i examene de grad precum i a tuturor celor care doresc s capete cuno tin ele de baz din domeniul electronicii. Evident, nu au fost abordate toate aspectele proceselor, acest lucru fiind datorat, în primul rând, faptului c lucrarea de fa î i propune s abordeze bazele electronicii fizice, f a intra în aspecte de detaliu. Am scris aceast lucrare având mereu în minte ideea de a o prezenta sub o form cât mai clar i cât mai simpl (nu simplificatoare), f a insista prea mult pe aspectul matematic al chestiunilor abordate, pornind de la ideea c înv area nu înseamn în primul rând achizi ionarea unui volum cât mai mare de date ci ob inerea unei viziuni de ansamblu cât mai corecte asupra fenomenelor care au loc. De aceea, am insistat cât mai pu in posibil pe aspectul formal al faptelor prezentate i, mai ales pe aspectul calitativ, fenomenologic al acestora. Este mult mai pu in important s memor m o formul decât s tim s o interpret m corect i s o folosim când este cazul. Din aceast cauz , s-ar putea ca, uneori, rigurozitatea prezent rii unor demonstra ii i aspecte formale s fi avut de suferit dar aceast eventual pierdere este compensat cu siguran de formarea unei imagini clare a fenomenelor. Pentru cei care doresc s aprofundeze domeniul, exist numeroase lucr ri (unele din ele indicate în bibliografia de la sfâr itul lucr rii) care detaliaz unele sau altele din problemele abordate. Fiec rei teme i-au fost ata ate i unele aplica ii experimentale, care pot fi realizate în laborator. Acestea sunt structurate în patru p i: - o prim parte cuprinde prezentarea sumar a unor no iuni teoretice, absolut necesare pentru desf urarea aplica iilor; - cea de-a doua parte prezint scopul aplica iei experimentale i descrierea montajului experimental utilizat i a celorlalte materiale, aparate etc. 6

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii necesare; în general, se folose te o machet de baz , care, împreun cu alte aparate, de obicei de fabrica ie industrial , permit desf urarea lucr rii; - a treia parte prezint , pe etape, modul de lucru, indicându-se opera iile necesare pentru atingerea scopului propus; în general, indica iile nu sunt rigide, l sând loc i laturii creative, euristice, a activit ii; - a patra parte cuprinde câteva întreb ri la care trebuie s se r spund , ele constituindu-se ca o concluzie final a activit ii; de i în mod evident, pentru a putea r spunde la aceste întreb ri, trebuie s se fi parcurs în prealabil materialul oferit de aplica ie, totu i, acesta nu este întotdeauna suficient, motiv pentru care este necesar i consultarea altor materiale bibliografice. Machetele tuturor aplica iilor au fost realizate i testate în cadrul laboratorului catedrei de fizic , folosindu-se numai piese recuperate din aparate defecte, de regul de fabrica ie româneasc . Tuturor celor care vor avea ocazia s consulte aceast lucrare le adresez rug mintea de a-mi transmite observa iile lor cu privire la diferitele aspecte ale lucr rii, mul umindu-le cu anticipa ie. Autorul

7

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii CAPITOLUL I

1. NO IUNI DE FIZICA SOLIDULUI 1.1.

Re ele cristaline

Starea solid cristalin este caracterizat prin leg turi stabile între fiecare particul constituent i cele vecine precum i printr-o ordonare la distan a acestor particule. Pentru descrierea structurii cristaline, se folose te o reprezentare spa ial a pozi iei particulelor constituente prin puncte, numite noduri, a c ror pozi ie este dat de vectorul de pozi ie: r m a 1 na 2 pa 3 (1. 1) unde a 1 , a 2 , a 3 sunt vectorii de pozi ie ai celui mai apropiat nod fa de nodul considerat drept origine, pe cele trei direc ii în sistemul tridimensional ales, numi i vectori fundamentali (de baz ), iar m, n, p sunt numere întregi. Poliedrul format de ace ti vectori fundamentali se nume te celul elementar (figura 1.1). Prin translatarea cu multipli întregi ai vectorilor fundamentali pe direc iile lor, a acestei celule, se ob ine o re ea tridimensional .

z a3 x a1

a2 y 1.2.

Fig.1.1

Structura energetic a corpului solid

Din considerente ce au fost ar tate pe larg în cursul de fizica corpului solid, structura energetic discret a atomului izolat, a a cum rezult ea din rezolvarea ecua iei Schrödinger, nu mai este valabil i pentru atomii grupa i în sisteme cristaline, când apar interac iuni, dintre care cele mai importante sunt cele dintre electronii periferici ai atomilor. Ca urmare a acestui fapt, teoria cuantic arat c fiecare nivel energetic discret se despic în mai multe subniveluri, foarte apropiate între ele, al c ror num r este egal cu num rul atomilor din re ea, aceste subniveluri formând o band energetic . Pentru un num r suficient de mare de atomi în re ea, se poate considera o distribu ie continu a nivelurilor energetice dintr-o band . turile electronice ale atomilor determin astfel de benzi energetice ocupate cu 8

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

electroni, separate între ele prin zone în care energia electronilor nu poate lua valori, numite benzi interzise. Dup modul de ocupare a benzilor energetice cu electroni, apare deosebirea dintre diferitele solide, fiind posibil i clasificarea acestora. Dac în solid sunt N celule elementare, fiecare având s atomi, num rul atomic al acestora fiind Z, num rul total de electroni din solid va fi atunci NsZ. Num rul st rilor energetice ( inând cont de dubla valoare a spinului electronic) este egal cu. Vom face, mai întâi, o analiz la T = 0 K. Atunci: dac electronii, în num r de NsZ, ocup complet un anumit num r de benzi (adic energia celui mai înalt nivel energetic ocupat coincide cu limita superioar a ultimei benzi ocupate), banda de deasupra acesteia, separat de ea printr-o band interzis , va fi complet goal (figura 1.2).

Pentru a crea un curent electric printr-un solid, ar trebui ca electronii (sau cel pu in o parte din ei) s treac în st ri energetice superioare celor în care se g sesc (ceea ce înseamn ruperea lor din leg turile pe care le au cu atomii c rora le apar in i trecerea lor în stare liber în solid), sub ac iunea unui câmp electric exterior. Procesul nu poate avea loc îns în cazul solidelor cu structura descris mai sus sub ac iunea unui câmp electric obi nuit, electronilor fiindu-le necesar o energie mare (cel pu in egal cu l rgimea benzii interzise, Eg ) pentru a „s ri”1 peste banda interzis i a trece într-o stare neocupat , aflat în banda de deasupra, ini ial goal (care se nume te band de conduc ie, deoarece în ea se pot afla ace ti electroni, care pot participa la conduc ia electric ). Ultima band complet ocupat se nume te band de valen , con inând electronii de valen ai atomilor solidului. Ca urmare a celor expuse, solidul este un dielectric (izolator), el neputând 1

De multe ori, pentru simplificare, se folose te expresia „trecerea electronului de pe un nivel energetic pe altul”, sau altele asem toare. Facem aici precizarea c este doar o exprimare formal , nefiind nicidecum vorba de un salt real, fizic, dintr-un loc în altul al electronului ci doar de o schimbare a st rii energetice a acestuia, care nu implic în mod necesar o modificare a pozi iei lui în spa iu.

9

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

permite trecerea unui curent electric decât în prezen a unui câmp electric foarte 8 intens (de ordinul a 10 V/m), când se produce fenomenul de str pungere electric . dac electronii nu ocup complet ultima band energetic , nivelul energetic cel mai înalt ocupat aflându-se în interiorul acesteia, atunci ei pot trece foarte u or, chiar i sub ac iunea unui câmp electric foarte slab, în st ri energetice superioare (aflate la valori infinit mici deasupra celor ini iale) ceea ce asigur trecerea lor în stare liber în cristal1 i posibilitatea de a forma un curent electric. Structura energetic în acest caz este prezentat în figura 1.3 i ea corespunde solidelor numite conductori, la care, la T = 0 K, ultima band ocupat (par ial) este banda de conduc ie. Nivelul energetic maxim al st rilor ocupate cu electroni este nivelul Fermi.

Deci, la T = 0 K, solidele sunt fie conductori fie dielectrici (izolatori). La T > 0 K, dielectricii cu o l rgime Eg a benzii interzise mic (< 3 eV), pot prezenta o conduc ie electric , datorit fluctua iilor termice, care permit ob inerea energiei necesare, de c tre unii electroni, pentru a trece în banda de conduc ie. La conduc ia electric a acestor solide particip i golurile formate în banda de valen prin trecerea unor electroni în st ri energetice superioare, din banda de conduc ie. Astfel de solide sunt numite semiconductori. Pentru un cristal cu un singur atom pe celul , num rul benzilor ocupate (rezultat ca raport dintre num rul total de st ri energetice ocupate, NZ/2, i num rul de st ri dintr-o band , N) este Z/2. Dac Z este impar, ultima band este incomplet ocupat , solidul respectiv fiind un conductor (metal), cum sunt, de exemplu, metalele monovalente: alcaline (Li, Na, K, Rb, Cs) i nobile (Cu, Ag, Au), care au o band ocupat pe jum tate, ca i cele trivalente (Al, Ga). Elementele cu Z par nu sunt îns întotdeauna dielectrici, a a cum ar rezulta, ca urmare a faptului c ultima band ocupat este complet ocupat . Astfel, datorit suprapunerii par iale a benzii de valen cu cea de conduc ie, elementele bivalente sunt, toate, metale (de exemplu, Be, Mg, Ca, Hg, Zn). Unele dintre acestea sunt 1

Electronul respectiv nu este complet liber ci se poate mi ca "liber" în câmpul periodic al re elei solidului, f a putea s -l p seasc (aceasta întâmplându-se numai în condi ii deosebite).

10

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii îns slabi conductori, ca urmare a unei suprapuneri mici a benzilor energetice. Tot datorit suprapunerii benzilor energetice, elementele pentavalente (As, Sb, Bi etc.) sunt metale, de i, având doi atomi în celula elementar , ultima band este complet ocupat . La aceste elemente se observ o conduc ie mixt (de electroni i de goluri), ele fiind semimetale. În aceste cazuri, nivelul Fermi este plasat în zona de suprapunere a benzilor (figura 1.4).

Elementele tetravalente sunt metale sau semiconductori, cazul cel mai interesant fiind cel al staniului, care, prezentând dou faze solide, este metal întruna i semiconductor în cealalt . De asemenea, carbonul, cu structura de diamant, este un izolator, pe când ca grafit este un semiconductor. Din aceea i categorie, a elementelor tetravalente, Ge i Si sunt semiconductori „standard”, iar Pb este metal. Cu excep ia cazurilor amintite, elementele cu Z par sunt dielectrici. O problem ce merit a fi amintit aici este i cea a a a-numitelor st ri locale, datorate unor defecte structurale ale re elei, de tipul celor descrise în cursul de fizica corpului solid. Aceste defecte determin apari ia, pe lâng benzile de energie permise, normale, ale solidului i a unor niveluri energetice discrete, plasate uneori în interiorul benzilor permise, alteori în interiorul benzilor interzise. Aceste niveluri energetice, corespunz toare st rilor locale, sunt foarte importante, întrucât electronii din aceste st ri pot fi excita i i pot trece în st ri din benzile permise, modificând concentra ia purt torilor de sarcin electric liberi în solid i, în acest fel, numeroase propriet i ale acestuia. Legat de aplica iile practice, cel mai cunoscut exemplu este cel al semiconductorilor cu impurit i (extrinseci). În concluzie, din punctul de vedere al conduc iei electrice, în func ie de structura celor trei benzi energetice (de valen - BV, de conduc ie - BC i interzis ), la temperaturi normale, cristalele se clasific în: 1. izolatori (dielectrici), la care l rgimea benzii interzise este cuprins între 3 i 10 eV; 2. semiconductori, care au banda interzis de l rgime mai mic decât 3 eV; 11

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii 3. conductori, la care banda interzis are o l rgime practic neglijabil sau, în unele cazuri, banda de valen i cea de conduc ie se suprapun par ial.

1.3.

Concentra ia de purt tori în metale

Considerând, pentru simplificare, o re ea unidimensional , energia poten ial în re ea poate fi reprezentat conform figurii 1.5, în care n1, n2,... reprezint nodurile re elei. Poten ialul la marginea cristalului a fost ales cu valoarea zero.

Se observ c un electron cu energia W1 nu poate fi liber în cristal, neputând si groapa de poten ial în care se afl . El poate trece doar la un atom vecin, pe acela i nivel energetic, fiind astfel un electron „legat”, care nu poate participa la conduc ia electric . În schimb, un electron cu energia W2 se poate deplasa liber în interiorul metalului, el fiind un electron de conduc ie. Pentru a putea p si metalul, unui electron nu îi este îns suficient energia W2, întrucât, dup cum se poate vedea în figur , el întâlne te la marginea cristalului o barier de poten ial. Numai electronii cu valori pozitive ale energiei, cum este W3, p sesc metalul devenind liberi în exteriorul acestuia. În mod obi nuit, electronii metalului nu au energii care s le permit p sirea acestuia. Electronii liberi din metal sunt distribui i pe diverse niveluri energetice din banda de conduc ie conform rela iei: dn = f(w) N(w) dw (1. 2) unde dn este concentra ia de electroni cu energii cuprinse în intervalul energetic dw, f(w) este probabilitatea ca starea cuantic de energie w s fie ocupat de un electron, iar N(w) este densitatea de st ri energetice din banda de conduc ie (num rul de st ri energetice din unitatea de volum i pe unitatea de energie).

12

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

consider m un metal de form cubic , de latur a, în interiorul c ruia poten ialul este considerat constant1, bariera de poten ial la marginea acestuia fiind suficient de înalt pentru ca nici un electron s nu poat p si cristalul. În acest caz, func ia de und asociat electronului (func ia Bloch2) este nul în exteriorul metalului ceea ce este posibil numai dac unda asociat este sta ionar , având un minim de amplitudine (nod) la capetele cristalului. Acest lucru impune ca dimensiunea cristalului, a, s fie un multiplu întreg al semilungimii de und a h undei asociate electronilor liberi din cristal, adic a = f i, cum p = , rezult : 2 h p=f (1. 3) 2a p2 f 2h2 w= (1. 4) 2 m 8ma 2 Pentru cele trei direc ii, rela ia 1.3 devine: px = fx h/2a, py = fy h/2a, pz = fz h/2a Electronii liberi din metal sunt caracteriza i deci de patru numere cuantice: fx, fy, fz i s (num rul cuantic de spin). Într-o reprezentare în spa iul impulsurilor, inând cont de principiul de excluziune al lui Pauli i de cele dou valori posibile ale lui s, densitatea 3 electronilor în acest spa iu este 2(2a/h) deci num rul electronilor cu impulsul cuprins în intervalul (p, p + dp) este: 1 2a 2 8 h

3

4 p 2 dp

8 a3 2 p dp h3

Cum p = 2mw , p dp = m dw i p2 dp = 2 m 3 w dw , se poate scrie:

8 p 2 dp N(w) dw = h3

4 2m h3

3 2

w dw

Dac se noteaz :

4 2m C= h3 rezult : N(w) = C

3 2

3

= 6,82 1027 eV 2 m 3 , (1. 5)

w

Trebuie precizat c în toat aceast discu ie, m reprezint masa efectiv a electronilor, a a cum a fost ea definit în cursul de fizica corpului solid. 1

În realitate el are forma din figura 1.5 dar, pentru electronii liberi din metal aproxima ia f cut este suficient de bun . 2 a se vedea cursul de fizica solidului.

13

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Electronii liberi ai metalului se supun statisticii Fermi-Dirac, astfel încât probabilitatea de ocupare a unui nivel energetic de energie w este dat de rela ia: 1 f(w) = (1. 6) w WF kT 1 e unde WF este energia Fermi, T - temperatura absolut a cristalului i k – constanta Boltzmann. Se vede c , la T = 0 K, pentru w > WF, f(w) = 0 i pentru w < WF, f(w) = 1, ceea ce semnific faptul c , la 0 K, toate st rile energetice aflate sub nivelul Fermi sunt ocupate, iar cele de deasupra sunt, toate, libere. La T > 0 K, când w = WF, f(w) = 1/2, ceea ce d posibilitatea unei alte interpret ri a nivelului Fermi (nivelul energetic a c rei probabilitate de ocupare este 50 %). În figura 1.6 este reprezentat grafic expresia f(w) N(w) la diferite temperaturi.

Num rul total de electroni din unitatea de volum (concentra ia de electroni) este: 1

3 2 (1. 7) C WF 2 0 3 Se constat c , la metale, concentra ia electronilor de conduc ie este practic constant , nedepinzând de temperatur . Rezult c , întrucât mobilitatea electronilor este invers propor ional cu temperatura, conductivitatea metalelor este i ea invers propor ional cu temperatura (rezistivitatea este direct propor ional cu temperatura). Pentru a scoate un electron din metal, dup cum s-a v zut anterior, este necesar ca energia sa s fie cel pu in egal cu în imea barierei de poten ial de la marginea cristalului. Energia electronilor la 0 K este îns cel mult egal cu energia Fermi. Ca atare, pentru extrac ia unui electron este nevoie, în medie, de o energie egal cu diferen a dintre nivelul barierei de poten ial de la marginea cristalului i energia Fermi, valoarea respectiv fiind o caracteristic a fiec rui metal, numit

n=

WF

Cw 2 dw

14

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

energie de extrac ie1. Aceast energie poate fi primit de unii din electronii de conduc ie ai metalului pe diferite c i. De exemplu, prin înc lzirea metalului, cum se poate vedea din figura 1.6, unii din electroni pot avea energii mai mari decât WF i pot dep i astfel bariera de poten ial, ie ind din metal. Din calcule, rezult c , prin emisia electronilor din metal ca urmare a înc lzirii acestuia la temperatura T (fenomen numit emisie termoelectronic ),se formeaz un curent termoelectronic a c rui densitate este dat de: 2

Wext kT

j = AT e Aceasta este legea emisiei termoelectronice, cunoscut legea Richardson-Dushman.

1.4.

(1. 8) i sub numele de

Conduc ia electric la metale

Din cele v zute anterior, rezult c , la temperaturi obi nuite, electronii de valen ai metalelor se g sesc în banda de conduc ie; acest lucru înseamn c ei sunt liberi s se mi te în interiorul cristalului, nemaiapar inând unui atom anume i constituind astfel purt tori de sarcin electric liberi. Ace ti electroni se comport ca un gaz în care este „scufundat ” re eaua cristalin . Sub ac iunea unui câmp electric exterior, de intensitate E , electronii de conduc ie cap o mi care ordonat , ce se constituie într-un curent electric de densitate: dQ E j (1. 9) dS dt E unde dQ este sarcina electric transportat în intervalul de timp dt prin suprafa a transversal de arie dS, pe direc ia câmpului electric. Aceast mi care dirijat se suprapune peste agita ia termic a purt torilor i are loc cu o vitez medie constant , numit vitez de drift. consider m un electron de conduc ie; asupra sa ac ioneaz câmpul electric exterior, de intensitate E , cu for a F eE , imprimându-i o accelera ie a . Ca urmare, viteza electronului cre te pân când acesta ciocne te plastic un ion al re elei, cedându-i întreaga energie, dup care mi carea se reia în acela i mod, cu o vitez ini ial nul . Presupunând c ciocnirile se succed la intervale de timp egale (acest lucru însemnând c distan a parcurs între dou ciocniri consecutive este egal cu drumul liber mediu), dependen a de timp a vitezei electronului este de forma din figura 1.7, în care tC este timpul dintre dou ciocniri consecutive, iar vmax este dat de rela ia: et C v max at C E mn 1

Adesea, se folose te termenul de lucru mecanic de extrac ie

15

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

Viteza medie a acestei mi vm

ri este dat de rela ia: v max et C E, 2 2m n

din care se vede c vm (care este viteza de drift) este constant , deci mi carea este uniform . În realitate, ciocnirile nu au loc la intervale egale de timp dar formula se poate folosi considerând o valoare medie a acestor intervale de timp dintre dou ciocniri consecutive, t Cm. Atunci, viteza de drift a electronilor de conduc ie are expresia: et C (1. 10) vn E nE 2m n rimea µn reprezint mobilitatea electronilor de conduc ie. Densitatea de curent va fi deci: dQ E en dS d E j env n en n E dS dt E dS dt E Înlocuind: 1 en n = = (1. 11) unde este conductivitatea electric a metalului, iar este rezistivitatea electric a acestuia, densitatea de curent se scrie sub forma: (1. 12) j E care reprezint forma local a legii lui Ohm. Acest model clasic d rezultate în concordan cu datele experimentale la temperaturi obi nuite. La temperaturi sc zute îns , acest model nu mai corespunde rezultatelor experimentale, fiind necesar o tratare cuantic .

16

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

1.5. Concentra ia de purt tori în semiconductori 1.5.1. Semiconductori intrinseci Dup cum s-a v zut în paragraful 1.2, la semiconductori, banda de valen este (la 0 K) complet ocupat i separat de banda de conduc ie (liber la 0 K) printr-o band interzis cu o l rgime de maxim 3 eV. În tabelul 1.1 este dat valoarea l rgimii benzii interzise pentru unele materiale semiconductoare. La temperaturi sc zute, semiconductorii se comport deci, ca un izolator, nedispunând de purt tori de sarcin electric liberi, care s formeze un curent electric sub ac iunea unui câmp electric exterior. TABELUL 1.1. L rgimea benzii interzise a unor semiconductori Semiconductor Eg (eV) Semiconductor Eg (eV) Si 1,1 CdS 2,4 Se 0,8 PbS 0,41 Ge 0,67 PbSe 0,23 Te 0,34 PbTe 0,6 Sn 0,1 GaP 2,24 InSb 0,32 GaAs 1,35 InAs 0,39 SiC 2,8 InP 1,25 HgSe 0,6 InSb 0,18 Al2O3 2,5 AlSb 1,5 Cu2O 1,5 CdSe 1,8 ZnO 3,2

Crescând îns temperatura, are loc a a-numitul proces de generare termic intrinsec a purt torilor de sarcin electric liberi, ca urmare a faptului c un anumit num r de electroni din banda de valen vor c ta suficient energie (prin intensificarea agita iei termice) pentru a rupe leg turile covalente la formarea rora particip i a deveni liberi în interiorul cristalului. Din punct de vedere energetic, acest lucru înseamn trecerea acestor electroni din banda de valen în banda de conduc ie, energia minim necesar fiind egal cu l rgimea benzii interzise. Este evident c , spre deosebire de metale, concentra ia electronilor de conduc ie la semiconductori depinde de temperatur , având în vedere c tocmai ea este cauza apari iei acestor electroni. Leg turile covalente corespunz toare electronilor trecu i în banda de conduc ie r mân nesatisf cute, echivalând cu o regiune de sarcin electric pozitiv , numit gol care, la rându-i, particip la conduc ie, ca urmare a deplas rii sale în sensul câmpului electric exterior. Acest proces are loc prin saltul pe care îl poate face un electron "legat" (situat energetic în banda de valen ) de la un atom vecin, electron care ocup golul (situat, de asemenea, în banda de valen ), ref când leg tura covalent rupt i l sând în locul s u un alt gol. Înlocuirea deplas rii reale a electronilor din banda de valen cu deplasarea în sens invers a 17

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii golurilor l sate de ace tia permite simplificarea studierii fenomenului de conduc ie electric la semiconductori. Deci generarea termic intrinsec const în apari ia electronilor de conduc ie (prin excitarea acestora din banda de valen în cea de conduc ie) concomitent cu formarea golurilor în banda de valen . Fiec rui electron din banda de conduc ie îi corespunde un gol în banda de valen ceea ce înseamn c i concentra ia electronilor de conduc ie este egal cu cea a golurilor, fapt caracteristic semiconductorilor puri (intrinseci), a c ror conduc ie electric este numit conduc ie intrinsec . Procesul de generare este dublat de un proces invers, de recombinare electron-gol, astfel încât, la o temperatur constant cele dou procese se echilibreaz , concentra ia (egal ) de electroni de conduc ie i de goluri, ni, numit concentra ie intrinsec , r mânând constant . Pentru determinarea concentra iei intrinseci se procedeaz ca în cazul metalelor cu precizarea c energia golurilor se m soar în sens invers ca cea electronilor de conduc ie. Conform figurii 1.8, energia cinetic a electronilor, Wkn, i cea a golurilor, Wkg, au expresiile: Wkn = w – WC, respectiv Wkg = WV – w, unde WC este limita inferioar a benzii de conduc ie, iar Wv este limita superioar a benzii de valen .

Atunci, densitatea st rilor energetice pentru electroni i goluri sunt date de expresiile: 3 1 1 4 Nn(w) = 3 2m n 2 w WC 2 C n w WC 2 h 3 1 1 4 Np(w) = 3 2m p 2 WV w 2 C p WV w 2 h Probabilitatea de ocupare a unei st ri este dat tot de func ia Fermi-Dirac. Pentru electronii din banda de conduc ie, expresia este tot cea dat de rela ia 1.6, care, la temperaturi obi nuite, întrucât f(w) << 1, se poate aproxima sub forma: 18

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

WF w kT

f w e , ceea ce ne arat c , în aceste condi ii, func ia de distribu ie se reduce la una de tip clasic (Maxwell-Boltzamnn). Concentra ia de electroni este:

n=

WC

N n w f w dw W

WC

F 3 2 2 e kT 2 m kT n h3 Analog, pentru goluri,

n=

p=

WV

Cn

NC e

WC

w WC e

w WF kT

WF WC kT

dw

(1. 13)

N p w f w dw , unde f’(w) = 1 – f(w),

ceea ce deriv din faptul c o stare energetic poate fi ocupat fie de un electron, fie de un gol, deci suma probabilit ilor de ocupare a acelei st ri cu un electron, respectiv de un gol este egal cu unitatea. Evident, cum f(w) << 1, f’(w) e

w WF kT

Atunci, WV WF WV WF 3 2 p = 3 2 m p kT 2 e kT N V e kT h Întrucât la un semiconductor extrinsec, n = p = ni, m n de unde rezult : mp W WC 3 kT ln WF = V 2 4 mn

3 2

e

WF WC kT

WV

Eg 2

(1. 14)

mp

3 2

e

WV WF kT

mp 3 kT ln 4 mn

,

(1. 15)

unde Eg = WC – WV este l rgimea benzii interzise. Din rela ia de mai sus, se vede c , dac mn = mp sau T = 0 K, nivelul Fermi este situat chiar la mijlocul benzii interzise; dac mn < mp, nivelul Fermi este mai aproape de banda de conduc ie, în timp ce, dac mn > mp, el este mai aproape de banda de valen . Calculând n p = n 2i , rezult concentra ia intrinsec : Eg

ni = N C N V e

2 kT

(1. 16)

1.5.2. Semiconductori extrinseci Introducerea unor impurit i în propor ie foarte redus într-un semiconductor se nume te dopare. Folosind drept impurit i elemente pentavalente, cum sunt Sb, As, P, Bi, numite impurit i donoare, se ob ine un semiconductor extrinsec de tip "n" în timp ce, folosind drept impurit i elemente trivalente, ca B, Al, Ga, In, numite impurit i acceptoare, se ob ine un semiconductor extrinsec de tip "p". Aceste impurit i fiind într-o concentra ie foarte redus (1014 – 1018 atomi/cm3) nu modific structura cristalin a semiconductorului, comportându-se ca impurit i substitu ionale, adic substituind în re ea atomii de semiconductor i 19

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii fiind deci obligate s se comporte ca ace tia (s formeze patru leg turi covalente cu cei patru atomi de semiconductor vecini). Atomii de impurit i donoare dispun astfel de un electron în plus fa de num rul necesar realiz rii configura iei electronice complete pe stratul de valen , electron care este foarte slab legat (energia de leg tur fiind de ordinul a 10–2 eV). Prezen a impurit ilor donoare determin apari ia unor st ri locale înso ite de un nivel energetic discret situat în banda interzis , în imediata apropiere a benzii de conduc ie, numit nivel energetic donor, c ruia îi corespunde energia WD. La 0 K, acest nivel este complet ocupat cu câte un electron provenit de la fiecare atom de impuritate donoare. Chiar i la temperaturi mai sc zute, unii din electronii afla i pe nivelul donor pot trece în banda de conduc ie, întrucât energia de care au nevoie pentru aceasta, numit energie de activare, este foarte mic , în compara ie cu energia necesar procesului de generare intrinsec . Evident, afla i în banda de conduc ie, electronii respectivi sunt electroni de conduc ie îns locul gol, l sat de ace tia pe nivelul donor nu este un gol care s poat participa la conduc ia electric . Acest proces, de apari ie a electronilor de conduc ie prin excitarea electronilor de pe nivelul donor în banda de conduc ie (proces neînso it de apari ia, corespunz tor fiec rui electron de conduc ie, a unui gol în banda de valen , ca la conduc ia intrinsec ) se nume te generare termic extrinsec a electronilor de conduc ie. Fizic, procesul const în ruperea electronului slab legat de atomul c ruia îi apar ine, el devenind astfel liber în cristal. Concomitent cu acest proces, are loc i procesul invers, de trecere a electronilor de conduc ie pe nivelul donor, astfel încât, la o temperatur constant , concentra ia electronilor de conduc ie genera i extrinsec se men ine constant , ca urmare a stabilirii unui echilibru dinamic în cristal. În cazul impurific rii semiconductorului cu impurit i acceptoare, acestea au o leg tur nesatisf cut , ca urmare a faptului c nu dispun decât de trei electroni de valen , care, împreun cu cei patru pu i în comun de cei patru atomi vecini, nu pot asigura configura ia electronic complet , de octet. Aceast leg tur nesatisf cut creeaz o stare local , caracterizat de un nivel energetic discret, situat în banda interzis , în imediata apropiere a benzii de valen , nivel care la 0 K este complet liber. Leg tura poate fi saturat prin acceptarea unui electron legat, de la un atom vecin, acesta r mânând legat de atomul de impuritate, deci nedevenind electron liber. Locul l sat liber de acest electron la atomul c ruia i-a apar inut este îns un gol care poate participa la conduc ie, prin procesele ar tate anterior. Energetic, procesul const în excitarea unui electron din banda de valen pe nivelul donor i apari ia unui gol în banda de valen , proces care se poate petrece chiar i la temperaturi mai sc zute, întrucât energia de care este nevoie pentru aceasta este foarte mic , în compara ie cu energia necesar procesului de generare intrinsec . Acest proces, de apari ie a golurilor în banda de valen prin excitarea unor electroni din banda de valen pe nivelul acceptor (proces neînso it de apari ia, corespunz tor fiec rui gol, a unui electron în banda de conduc ie, ca la conduc ia intrinsec ) se nume te generare termic extrinsec a golurilor. Concomitent cu 20

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii acest proces, are loc i procesul invers, de trecere a electronilor de pe nivelul donor în banda de valen , astfel încât, la o temperatur constant , concentra ia golurilor generate extrinsec se men ine constant , ca urmare a stabilirii unui echilibru dinamic în cristal. În ambele situa ii, peste procesele descrise, se suprapune i cel de generare termic intrinsec i, ca urmare, oricând, în semiconductorii impurifica i vor exista ambele tipuri de purt tori de sarcin electric liberi, electroni de conduc ie i goluri dar concentra iile lor nu mai sunt egale, ca la conduc ia intrinsec . Semiconductorii impurifica i cu impurit i donoare (semiconductori extrinseci de tip n) vor avea o concentra ie mai mare de electroni de conduc ie decât de goluri (motiv pentru care electronii de conduc ie sunt purt tori majoritari, iar golurile purt tori minoritari), conduc ia electric realizat în acest caz numindu-se conduc ie extrinsec de tip n, iar cei impurifica i cu impurit i acceptoare (semiconductori extrinseci de tip p) vor avea o concentra ie mai mare de goluri decât cea a electronilor de conduc ie (în acest caz golurile sunt majoritare i electronii minoritari). Procesele descrise mai sus sunt reprezentate în figura 1.9.

consider m acum un semiconductor extrinsec de tip n. Întrucât, la 0 K, nivelul donor este complet ocupat, rezult c nivelul Fermi este situat între acest nivel i limita inferioar a benzii de conduc ie: WC > WF > WD. La o temperatur oarecare, în banda de conduc ie se g sesc electroni proveni i atât prin generare intrinsec dar i prin generare extrinsec , în concentra ie n = nD + ni, unde ni este concentra ia de purt tori genera i prin procese intrinseci, iar nD este concentra ia de electroni genera i prin procese extrinseci. La temperaturi mici, generarea intrinsec este neglijabil , ni 0 i, deci n nD. Concentra ia electronilor de conduc ie genera i extrinsec este egal cu concentra ia de atomi donori ioniza i i care, printr-un calcul analog celor anterioare, se arat c are expresia: 21

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

WD WF

nD = ND e kT (1. 17) unde ND este concentra ia de atomi donori. Pe de alt parte, în paragraful anterior s-a dedus rela ia 1.11, care exprim concentra ia de electroni din banda de conduc ie i care este valabil indiferent de modul de apari ie a acestora: WF WC

inând cont c n trat , se ob ine:

n = NC e kT . nD, înmul ind cele dou rela ii i extr gând r

cina

WC WD 2 kT

n = NCN D e Un calcul mai exact d valoarea: WC WD NC N D e 2 kT (1. 18) n= 2 La temperaturi de ordinul a 102 K, practic to i atomii donori sunt ioniza i i, întrucât înc ni 0, n ND, deci concentra ia electronilor de conduc ie r mâne practic constant . Temperatura la care practic to i donorii sunt ioniza i se nume te temperatur de epuizare, TE. La temperaturi i mai mari, peste o valoare Ti,1 generarea termic intrinsec începe s se manifeste în mod evident i, cum concentra ia atomilor de semiconductor este mult mai mare decât cea a atomilor de impurit i, i concentra ia electronilor de conduc ie proveni i din generarea intrinsec va fi mult mai mare decât cea a electronilor de conduc ie proveni i prin generarea extrinsec , astfel încât ni >> ND i, deci, n ni. În graficul din figura 1.10 este reprezentat varia ia cu temperatura a concentra iei electronilor de conduc ie într-un semiconductor extrinsec de tip n, de unde se poate constata c exist un domeniu de temperaturi destul de larg (în domeniul de temperaturi ale mediului ambiant) în care aceasta este constant , fapt pe care se bazeaz i majoritatea aplica iilor materialelor semiconductoare extrinseci. Pentru compara ie, s-a reprezentat cu linie mai groas , varia ia cu temperatura a concentra iei de electroni de conduc ie într-un semiconductor intrinsec. Zona I, la temperaturi sub temperatura de epuizare, este zona de conduc ie extrinsec , în care concentra ia cre te exponen ial cu temperatura, exponentul fiind îns mic. Zona a II - a, la temperaturi cuprinse între TE i Ti, este zona de epuizare, în care concentra ia de purt tori r mâne constant . Zona a III-a, la temperaturi peste Ti, este zona de conduc ie intrinsec , unde concentra ia 1

De fapt, nu exist o temperatur exact la care putem spune c to i donorii sunt complet epuiza i sau la care generarea intrinsec devine evident , deci TE i Ti nu sunt în realitate valori exacte ci domenii de valori ale temperaturii. Formal, este mai comod îns s le consider m drept valor exacte.

22

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii purt torilor cre te din nou exponen ial îns mult mai rapid, exponentul fiind mult mai mare. Mai exact, în aceast zon concentra ia este dat practic de rela ia 1.16, unde exponentul este propor ional cu Eg = WC – WV (Eg ~ 1 eV), în timp ce, în prima zon , concentra ia este dat de rela ia 1.18, în care exponentul este –2 propor ional cu WC – WD (WC – WD ~ 10 eV).

În mod analog se produc i procesele într-un semiconductor extrinsec de tip p, în care îns purt torii majoritari sunt golurile, provenite din generarea termic intrinsec i din generarea termic extrinsec (în acest caz electronii provin numai prin generare termic intrinsec ). La temperaturi mici, concentra ia golurilor întrun semiconductor extrinsec de tip p este dat de rela ia: p = 2N V N A e

WC WD 2 kT

(1. 19)

unde NA este concentra ia de impurit i acceptoare. Un grafic asem tor celui din figura 1.10 se poate trasa i pentru concentra ia de goluri dintr-un semiconductor extrinsec de tip p. În tabelele 1.2 i 1.3 sunt date valorile energiei de activare la germaniu i siliciu dopa i cu diferite impurit i. TABELUL 1.2. Valoarea energiei de activare la semiconductori dopa i cu impurit i donoare impuritate Sb P As donoare WC – WD semiconductor Si 43 45 53 (10–3 eV) Ge 10 12 13

23

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

TABELUL 1.3. Valoarea energiei de activare la semiconductori dopa i cu impurit i acceptoare impuritate B Al Ga In acceptoare WA – WV semiconductor Si 44 68 72 155 (10–3 eV) Ge 10,4 10,2 10,8 11,2

1.6.

Conduc ia electric la semiconductori

Considera iile expuse în paragraful 1.4 sunt valabile i în cazul semiconductorilor, numai c aici trebuie s inem seama c exist dou tipuri de purt tori: electronii (cu sarcin negativ ) i golurile (cu sarcin pozitiv ). Ace tia se vor deplasa sub ac iunea unui câmp electric exterior cu viteza de drift 1: et cm et cm vn E E (1. 20) nE ; vp pE 2m n 2m p Se constat c viteza de drift a golurilor este în sensul câmpului electric, în timp ce viteza de drift a electronilor este în sens invers acestuia. Fiecare tip de purt tor va crea un curent electric cu densitatea: (1. 21) jn = en n E = n E ; jp = en p E = p E Sensul celor doi curen i, determina i de cele dou tipuri de purt tori, este acela i cu sensul câmpului electric exterior. Curentul total, rezultat prin suprapunerea lor are densitatea: j jn jp = e(n n + p p) E = ( n + p) E = E (1. 22) rimea = e(n n + p p) (1. 23) reprezint conductivitatea electric a semiconductorului, rela ia 1.23 fiind cunoscut sub denumirea de formula conductivit ii unui semiconductor cu impurit i.

1.7.

Curen i de difuzie în semiconductori

Am v zut c într-un cristal (metal sau semiconductor), în prezen a unui câmp electric exterior, apare un curent electric, numit curent de câmp sau de drift. Câmpul electric exterior nu este îns singura cauz care poate produce o deplasare dirijat a purt torilor de sarcin electric liberi. Aceasta poate fi produs i de existen a unui gradient de concentra ie a purt torilor, datorat fie unui gradient de temperatur , fie injec iei într-o anumit zon a unor noi purt tori, fie ac iunii unor radia ii care produc generarea de noi purt tori etc. Acest gradient de concentra ie na tere unui curent de difuzie, analog cu procesul de difuzie a gazelor.

1

În continuare, pentru electroni vom folosi indicele n i pentru goluri indicele p

24

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

consider m un semiconductor în care exist un gradient de concentra ie de electroni de conduc ie. Acesta d na tere unei difuzii a electronilor din zona de concentra ie mai mare spre cea de concentra ie mai mic , tinzând spre uniformizarea concentra iei în toat masa cristalului. Deplasarea dirijat a purt torilor ca urmare a gradientului de concentra ie reprezint un curent de difuzie, a c rui densitate este dat de rela ia: (1. 24) jn = eDn n r unde Dn este coeficientul de difuzie al electronilor, o constant ce depinde de material. 2 Dar cum n p = ni , înseamn c , paralel cu gradientul de electroni, exist i un gradient de goluri, ce determin , la rândul s u, un curent de difuzie de densitate1: jp = eDp p r (1. 25) Ca urmare a difuziei, în regiunile p site de electroni, respectiv goluri, mân sarcini electrice imobile necompensate (regiunea din care au difuzat electronii este s cit în sarcini electrice negative, deci are un surplus de sarcini pozitive, iar cea din care au difuzat golurile are un surplus de sarcini negative), de semn opus. Aceast distribu ie de sarcin electric determin apari ia unui câmp electric intern în cristal, E int 2, care determin , la rândul s u, apari ia unui curent electric de drift, atât pentru electroni cât i pentru goluri. Conform rela iei 1.21. ace tia au expresiile: jnd en n E int ; jpd ep p E int Se observ c cei doi curen i de drift au sens opus (vezi nota de subsol) sensului curen ilor de difuzie. Ca urmare se va produce un fenomen de echilibru dinamic, întrucât efectul (curentul de drift) se opune cauzei (gradientul de concentra ie i curentul de difuzie). Echilibrul se stabile te când cei doi curen i, de difuzie, respectiv de drift, sunt egali în modul, deci când curentul total este nul. Densit ile totale de curent de electroni i respectiv de goluri sunt date de rela iile: J n jn jnd e D n n n n E int (1. 26)

Jp

jp

jpd

e D p p p p E int

(1. 27)

1

a cum sunt scrise cele dou rela ii, 1.24 i 1.25, sensul pozitiv ales este sensul lui grad n (care are, la rândul s u, sensul de la zona de concentra ie de electroni mai mic spre cea de concentra ie mai mare) deci i jn i jp au sens pozitiv; grad p are sens negativ. 2 Sensul câmpului intern este de la zona din care au difuzat electronii liberi (unde a r mas un surplus de sarcin electric pozitiv imobil ) spre cea în care au difuzat ace tia; cum difuzia are loc din zona de concentra ie mai mare spre cea de concentra ie mai mic , sensul câmpului electric intern este invers sensului gradientului concentra iei de electroni (care este de la zona de concentra ie mai mic spre cea de concentra ie mai mare) deci, conform conven iei, negativ.

25

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Un semiconductor izolat ajunge deci la echilibru când J n i J p sunt egali cu zero. Considerând, pentru simplificare, un gradient unidimensional, condi ia de mai sus pentru curentul de electroni se scrie: dn n nEint = Dn (1. 28) dx Concentra ia electronilor de conduc ie este dat de rela ia 1.13: WF WC

n0 = NC e kT . Dac îns exist i un câmp electric (câmpul electric intern, în cazul de fa ), la energia WC trebuie ad ugat un termen suplimentar, eU, care provine din faptul energia minim a electronilor de conduc ie este mai mare ca urmare a acceler rii lor în diferen a de poten ial, U, creat de câmpul electric respectiv. Concentra ia electronilor de conduc ie este, în acest caz: WF WC eU

eU

n = NC e kT = n0 e kT (1. 29) dU , putem scrie: Cum Eint = dx eU dn e dU en n 0 e kT E int (1. 30) dx kT dx kT Înlocuind rela ia 1.30 în 1.28, rezult : kT Dn = (1. 31) n e Printr-un calcul analog, se ob ine i: kT Dp = (1. 32) p e a cum am ar tat anterior, la echilibru termic, concentra ia purt torilor în orice punct din semiconductor este constant în timp, ca urmare a echilibrului dinamic ce se stabile te între cele dou procese inverse: generarea termic i recombinarea purt torilor. Se definesc viteza de generare, G, respectiv viteza de recombinare, R, ca fiind num rul de purt tori genera i, respectiv recombina i în unitatea de volum i în unitatea de timp (dn/dt sau dp/dt). La echilibru, R = G. De asemenea. se define te timpul de via mediu al purt torilor, n i p, ca intervalul de timp mediu între momentul gener rii i cel al recombin rii. Este evident c viteza de recombinare depinde, pe lâng al i factori, direct propor ional de concentra iile celor dou tipuri de purt tori care se recombin . Astfel, putem scrie: R ~ n p, rela ie care, în cazul unor semiconductori extrinseci, la temperaturi medii cap forma: R ~ ND p0 pentru semiconductori de tip n R ~ NA n0 pentru semiconductori de tip p 26

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii unde ND i NA sunt concentra iile (constante) de impurit i donoare, respectiv acceptoare. inând cont i de defini ia vitezei de recombinare, putem scrie expresiile vitezei de recombinare a purt torilor minoritari: R = p0/ p pentru semiconductori de tip n R = n0/ n pentru semiconductori de tip p consider m acum un semiconductor de tip n, în care, la echilibru, concentra ia de purt tori minoritari (goluri) este pno. Dac , printr-un mijloc oarecare, are loc cre terea acestei concentra ii la valoarea pno + p0, se produce o stare de neechilibru, la încetarea cauzei care a produs surplusul de purt tori, concentra ia acestora sc zând spre valoarea ini ial , pno ( p 0). Valoarea pn = pno + p reprezint concentra ia purt torilor de neechilibru, p fiind concentra ia purt torilor în exces. Ecua ia ce descrie acest proces este; prin integrare, rezult : t

pn(t) = pn0 + p0 e p (1. 33) unde pn(t) este concentra ia purt torilor de neechilibru la momentul t dup încetarea cauzei care a produs dezechilibrul, iar p0 este concentra ia ini ial a purt torilor în exces. Într-un mod asem tor, se poate scrie i o rela ie care s exprime concentra ia purt torilor de neechilibru într-un semiconductor de tip p: t

np(t) = np0 + n0 e

(1. 34)

n

consider m acum o por iune paralelipipedic , de arie transversal A i lungime dx (figura 1.11) dintr-un semiconductor de tip n, prin care trece un curent transversal de purt tori minoritari, de densitate j. Dac în acest volum se produce generarea de noi purt tori, cu viteza de generare G = p0/ p, într-o regiune infinit mic în interiorul volumului respectiv vom avea o concentra ie p, de purt tori minoritari, proveni i, pe de o parte din 27

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

generare, pe de alt parte prin transport de c tre curentul j, concentra ie mai mare decât p0 i dependent de pozi ie. Recombinarea purt torilor are loc cu viteza R = p/ p i este evident c , urmare a faptului c R > G, densitatea de curent la ie irea din volumul considerat va fi diminuat cu o valoare dj. Din conservarea sarcinii electrice în volumul respectiv, putem scrie: p p dp e dx A + e dx A 0 – dj A = – e dx A dt p p Dar dp A dj = – A e Dp + Aep pE dx (a se vedea rela ia 1.27) i, deci: 2 pn pn pn0 pn pn E (1. 35) Dp p 2 t x x p Rela ia de mai sus reprezint ecua ia de transport Boltzmann. 2 pn p n pn pn0 Dac E = 0 i = 0, rela ia de mai sus devine: , cu solu ia: t x2 Dp p pn(x) = pn0 + pn(0) e

x Lp

(1. 36)

unde Lp = D p

(1. 37)

p

se nume te lungime de difuzie i reprezint distan a medie str tut de un gol injectat pân la recombinarea lui cu un electron. Rela ia 1.36 exprim sc derea concentra iei de goluri (în general, de purt tori minoritari injecta i într-o zon din semiconductor) exponen ial cu distan a fa de locul de injectare.

1.8.

Fenomene optice în semiconductori

Dac asupra unui material semiconductor cade o radia ie electromagnetic , o parte din aceasta este absorbit , restul fiind reflectat sau transmis . Interac ia radia iei electromagnetice cu semiconductorul poate consta în absorb ia energiei fotonilor de c tre electroni, care poate avea drept consecin , atunci când energia fotonilor absorbi i este cel pu in egal cu energia de extrac ie, emisia în exterior a unui flux de electroni, fenomen cunoscut sub numele de efect fotoelectric extern. Dac energia fotonilor absorbi i este mai mic decât energia de extrac ie, se poate produce, prin mai multe mecanisme, efectul fotoelectric intern, care const în crearea în semiconductor a unor purt tori de sarcin electric liberi în exces, fapt ce duce, evident, la cre terea conductivit ii electrice a acestuia. Unul din mecanismele de producere a efectului fotoelectric intern este generarea optic intrinsec a perechilor electron liber-gol, ca urmare a excit rii prin absorb ia fotonilor de c tre unii din electronii din banda de valen i trecerea 28

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii lor în banda de conduc ie, concomitent cu formarea corespunz toare a unor goluri în banda de valen . Acest fenomen se poate produce indiferent de tipul semiconductorului cu condi ia ca energia fotonului s fie cel pu in egal cu rgimea benzii interzise, adic h Eg, ceea ce impune pentru lungimea de und a radia iei electromagnetice, o valoare maxim (lungimea de und de prag): hc (1. 38) m= Eg Un alt mecanism de producere a efectului fotoelectric intern este cel de generare optic extrinsec , prin excitarea electronilor din banda de valen pe nivelul acceptor, cu apari ia corespunz toare a unor goluri în banda de valen sau prin excitarea electronilor de pe nivelul donor în banda de conduc ie. Evident, acest mecanism se poate produce numai în semiconductorii dopa i, la care exist nivelurile energetice discrete donor i/sau acceptor. Condi ia necesar producerii fenomenului este ca energia fotonului absorbit fie cel pu in egal cu energia de activare, adic h WC – WD pentru generarea optic extrinsec a electronilor de conduc ie, respectiv h WA – WV, pentru generarea optic extrinsec a golurilor. i în aceste cazuri se poate scrie o rela ie asem toare rela iei 1.38, care s exprime lungimea de und maxim necesar producerii fenomenului. Fenomenele descrise mai sus sunt reprezentate schematic în figura 1.12. În tabelul 1.4, sunt date valorile lungimii de und de prag pentru siliciu sau germaniu dopat cu diferite impurit i.

TABELUL 1.4 Valoarea lungimii de und de prag pentru diferi i semiconductori impuritate B Al Ga In Bi As P Sb Cu Zn semiconSi 28 18 17 8 18 23 28 29 1,1 m ( m) ductor Ge 108 104 30 38 1,8

29

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Se vede c lungimea de und de prag este mai mic pentru semiconductorii puri, decât pentru aceia i semiconductori dopa i, lucru de altfel simplu de explicat. În schimb, la ace tia fenomenul de generare optic nu se poate petrece decât la temperaturi sc zute (~ 10 K), la temperaturi medii impurit ile fiind deja ionizate prin fenomenul de generare termic . Procesul de generare optic nu se produce în mod uniform în tot volumul semiconductorului, acesta fiind cu atât mai intens, cu cât el se produce mai aproape de suprafa . Viteza de absorb ie a fotonilor la o adâncime x în semiconductor (num rul de fotoni absorbi i în unitatea de timp i în unitatea de volum) este dat de rela ia: A = I(x) = I0e– x, unde este coeficientul de absorb ie, ce depinde de energia de activare sau de rgimea benzii interzise (în func ie de mecanismul de absorb ie), I(x) este intensitatea radia iei la adâncimea x în semiconductor, iar I0 este intensitatea radia iei la suprafa a acestuia. Nu to i fotonii absorbi i produc generarea optic a unor purt tori; pe de alt parte, este posibil ca un singur foton s genereze mai mul i purt tori. Din aceast cauz , viteza de generare a purt torilor sub ac iunea radia iei electromagnetice absorbite este doar propor ional cu viteza de absorb ie: G = A, unde este randamentul de generare (randament cuantic), definit ca num rul mediu de purt tori de un anumit tip, genera i prin absorb ia unui singur foton. Atunci, G(x) = I(x) = I0e– x = G0e– x (1. 39) Din rela ia de mai sus, se vede c viteza de generare optic a purt torilor scade exponen ial cu adâncimea în semiconductor, ceea ce înseamn c procesul de generare optic este semnificativ doar într-un strat sub ire de la suprafa a semiconductorului. Dup cum am ar tat anterior, fenomenul de generare este compensat de fenomenul invers, de recombinare, la un flux constant al radia iei incidente stabilindu-se un echilibru între cele dou fenomene (R = G), astfel încât concentra ia purt torilor în exces r mâne constant ( n = R n sau p = R p), ad ugându-se celei de echilibru. Acest lucru duce la cre terea conductivit ii semiconductorului: = e[ n(n + n) + p(p + p)] = = e(n n + p p) + e( n n + p p) = 0 + f (1. 40) unde este conductivitatea la întuneric i f este fotoconductivitatea semiconductorului. În anumite situa ii, se poate produce recombinarea radiativ a purt torilor, care este un fenomen invers celui de absorb ie a radia iei electromagnetice. Dac procesul de recombinare radiativ are loc lent (durata de 1 – 10–4 s), fenomenul de emisie optic se nume te fosforescen , iar dac el are loc rapid (10–5 – 10–8 s), emisia optic se nume te fluorescen . În fapt, este vorba de tranzi ia electronic de pe un nivel energetic superior, Wi, pe unul inferior, Wf, având ca urmare emisia 30

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

unui foton de energie h = Wi – Wf. Mecanismele prin care poate avea loc emisia optic sunt: - recombinarea radiativ direct , adic trecerea unui electron de conduc ie direct în banda de valen i emisia unui foton; - recombinarea radiativ indirect , când trecerea electronului de conduc ie în banda de valen nu se face direct ci prin intermediul unui nivel energetic discret existent în banda interzis , corespunz tor unei st ri locale, ceea ce determin emisia a doi fotoni, evident cu respectarea conserv rii energiei; acest caz are îns o probabilitate de producere mult mai mic decât recombinarea radiativ direct . - recombinarea radiativ prin alipire, care, spre deosebire de celelalte dou tipuri de recombinare radiativ , se produce numai în semiconductorii extrinseci i const în captarea de c tre un ion de impuritate a unui purt tor de semn contrar i emisia unui foton.

1.9.

Tehnici de ob inere a semiconductorilor intrinseci i extrinseci

a cum se va vedea în continuare, materialele semiconductoare au numeroase aplica ii, motiv pentru care o importan deosebit o au metodele i tehnicile de fabricare a acestora. În prezent se cunoa te un num r foarte mare de substan e semiconductoare, care se pot clasifica în mai multe categorii: substan e simple (elemente): Si, Ge, Se, Sn etc. compu i binari - de tip III - V: GaAs, InSb, InPb - de tip II - VI: ZnO, CdS, CdSe, ZnS - de tip IV - IV: SiC - de tip II - IV: TiO2, VO2, precum i al ii, mai pu in importan i compu i ternari - de tip I - IV - V: AgBiSe - de tip II - IV - V: MgGeP2 - de tip I - IV - VI: CuSi2P3 - de tip IV - IV - VI: PbSnTe etc. compu i cuaternari: CuPbAsS3 solu ii solide: Ge - Si, InAs - InSb, PbSe - PbTe etc. Prima problem ce se pune în practic la fabricarea diferitelor dispozitive semiconductoare este ob inerea semiconductorului cu o puritate cât mai mare i cu defecte ale re elei cât mai reduse. Urmeaz apoi, dac este cazul, o impurificare controlat , pentru ob inerea unui semiconductor intrinsec cu caracteristicile dorite. Pentru aceasta, mai întâi se ob ine un monocristal, printr-una din metodele obi nuite de cre tere a cristalelor. O metod foarte des utilizat este cea de cre tere epitaxial a unui strat monocristalin pe un suport cu rol de germene, când 31

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

are loc transportul unor atomi din faz solid , lichid sau gazoas la suprafa a unui monocristal, astfel încât stratul nou depus continu structura cristalin a substratului. Prin aceast metod , se pot cre te straturi epitaxiale de natur chimic diferit de cea a substratului, cu condi ia ca amândou straturile s aib acela i tip de re ea, cu parametrul re elei foarte apropiat i cu coeficien i de dilatare aproximativ egali. Metodele de purificare utilizate sunt metode fizice, bazate pe trecerea lent a semiconductorului din faza lichid în faza solid , când are loc o redistribuire a impurit ilor aflate ini ial în materia prim , acestea r mânând în cea mai mare parte în faza lichid . Impurificarea controlat (doparea) cu impurit i donoare sau acceptoare se poate realiza fie concomitent cu cre terea cristalului, prin introducerea in contact cu materia prim semiconductoare (care trebuie s aib o puritate suficient de mare), aflat în stare de topitur , solu ie sau vapori, a unei cantit i corespunz toare de impuritate, fie prin difuzia atomilor de impurit i, afla i în stare de vapori, în monocristalul solid de semiconductor (aceast metod se folose te în mod special când este necesar realizarea unor straturi multiple de semiconductor extrinsec cu tip de conduc ie diferit, a c ror grosime trebuie controlat în mod strict).

1.10. Aplica ii directe1 ale materialelor semiconductoare Propriet ile deosebite pe care le au semiconductorii intrinseci sau extrinseci fac ca ace tia s fie folosi i în construc ia unor dispozitive semiconductoare printre care sunt i cele care vor fi descrise în continuare. Termistorul este un dispozitiv construit dintr-o plachet de semiconductor intrinsec sau extrinsec, a c rui rezisten electric este variabil cu temperatura. Varia ia rezisten ei cu temperatura este datorat , evident, varia iei exponen iale a concentra iei purt torilor i/sau varia iei liniare a mobilit ii acestora cu temperatura. Cele mai utilizate materiale pentru construirea termistorilor sunt oxizii unor metale ca Fe, Mn, Mg, Ti, Co, Cr, Ni, Cu etc. rimea caracteristic a acestui dispozitiv este coeficientul termic al rezisten ei: 1 dR = (1. 41) R dT Termistorul este folosit la m surarea temperaturii precum i pentru compensarea sc derii rezisten ei rezistorilor la cre terea temperaturii. Fotorezistorul este un dispozitiv semiconductor a c rui rezisten electric se modific sub ac iunea radia iei electromagnetice incidente. El poate fi construit din semiconductor intrinsec sau extrinsec i func ioneaz pe baza fenomenului de

1

În acest paragraf ne vom referi la acele aplica ii ale semiconductorilor în care nu apar jonc iuni.

32

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

generare optic ce duce, a a cum s-a v zut, la modificarea conductivit ii materialului i deci a rezisten ei sale. Caracteristica esen ial a unui fotorezistor este curba spectral de r spuns, R = R( ), în func ie de care se stabile te domeniul de utilizare a dispozitivului respectiv. De asemenea, raportul 0 este o m rime caracteristic ce ne arat sensibilitatea dispozitivului la ac iunea radia iei incidente. Cele mai utilizate materiale pentru construirea de fotorezistori sunt, pentru vizibil i ultravioletul apropiat: CdS, CdSe, Tl2S, iar pentru infraro u: PbS, PbSe, PbTe, InSb. Aplica ia de baz a fotorezistorilor este cea de convertor opto-electric. Un caz particular, este cel când dispozitivul este utilizat ca detector de radia ii nucleare1, materialele semiconductoare utilizate în acest scop fiind, de regul , Si sau Ge intrinsec. Materialele semiconductoare mai sunt utilizate i în construc ia sondelor Hall (Ge, InSb, InAs, HgSe), a termocuplelor i ca materiale piezoelectrice (CdS, CdSe, ZnO, GaAs).

1.11. Aplica ii 1.11.1. No iuni introductive pentru laboratorul de electronic a) M rimi fizice utilizate în electronic În descrierea func ion rii circuitelor electronice sunt utilizate de regul rimi fizice definite în cadrul capitolului de electricitate i magnetism. Tensiunea electric reprezint diferen a de poten ial dintre dou puncte. Cum poten ialul este definit pân la o constant arbitrar aleas , în circuitele electrice se alege un poten ial de referin , egal cu zero (masa circuitului) fa de care, diferitele puncte din circuit vor avea poten iale diferite, pozitive sau negative, care sunt egale cu tensiunea dintre acele puncte i masa circuitului (de aceea, uneori se spune “tensiune într-un punct al circuitului” cu sensul de “tensiune dintre acel punct i mas ”). Intensitatea curentului electric este m rimea fizic fundamental definit conform rela iei: dQ I (1. 42) dt unde dQ este sarcina electric ce trece printr-o sec iune transversal a circuitului în Q intervalul de timp dt. Pentru un curent constant, I adic intensitatea t curentului electric este numeric egal cu sarcina electric ce trece în unitatea de timp printr-o sec iune transversal a conductorului str tut de curent. În electronic se utilizeaz foarte mult submultiplii unit ii de m sur a intensit ii 1

Fenomenele ce se petrec în acest caz sunt mai complexe dar nu vom intra în detalii.

33

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii curentului electric în S.I. (amperul), în mod special miliamperul i microamperul (1mA = 10–3 A i 1 A = 10–6 A). Se mai folose te, de asemenea i o alt m rime, densitatea de curent: d 2Q dI (1. 43) j dS dt dS numeric egal cu intensitatea curentului ce str bate unitatea de arie a suprafe ei transversale a conductorului. Unitatea de m sur a acestei m rimi este: [j]SI = 1A/m2. Sensul conven ional al curentului electric este sensul de deplsare în circuit a unei sarcini electrice pozitive, sub ac iunea câmpului electric imprimat de sursa de t.e.m. Curen ii alternativi, variabili sinusoidal, sunt descri i de expresia analitic : s(t) = Sm sin( t+ ) (1. 44) unde s(t) reprezint valoarea instantanee a tensiunii sau intensit ii, Sm valoarea maxim (amplitudinea), = 2 pulsa ia i faza ini ial . Frecven a a curentului electric alternativ, m surat în her i (Hz) poate lua valori într-o gam foarte larg , de la cele joase, ale curentului alternativ din re eaua de 50 Hz, pân la valori de ordinul sutelor de MHz, în cazul curen ilor de radiofrecven . De altfel, conform unei împ iri nu foarte exacte, se vorbe te de domeniul de joas frecven (JF) sau audiofrecven (AF) i domeniul de radiofrecven (RF), împ it la rândul lui în subdomeniile: înalt frecven (IF), foarte înalt frecven (FIF) i ultraînalt frecven (UIF). Primul dintre aceste domenii corspunde undelor radio din gama undelor lungi, medii i scurte iar celelalte dou gamei undelor radio ultrascurte. b) Semnale Întrucât în circuitele electronice intervin tensiuni i curen i variabili, aceste forme de varia ie în timp a m rimilor respective se numesc în mod generic semnale. În practic întâlnim diverse tipuri de semnale dintre care amintim: - semnle sinusoidale, descrise de expresia (3) - semnale dreptunghiulare, de forma reprezentat în figura 1.13.

Aceste impulsuri sunt definite prin durat i amplitudine. Dac impulsurile se succed la intervale constante de timp atunci se define te i o perioad de repeti ie a acestora (figura 1.14). În general, se define te i factorul de 34

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

umplere, ca raport dintre durata Ti a unui impuls i perioada T de repeti ie a impulsurilor.

-

semnale dinte-de-fer str u – sunt semnale periodice (a se vedea func ionarea osciloscopului) de forma din figura 1.14.a. - semnale triunghiulare – sunt reprezentate în figura 1.14.b. Evident în afara acestor exemple – din cele mai des întâlnite – exist i alte forme de semnale, inclusiv cele cu varia ie întâmpl toare, numite zgomote. c) Instrumente utilizate în electronic Pe lâng instrumentele de m sur utilizate i în laboratorul de electricitate (voltmetre, ampermetre, multimetre, ohmetre etc.), în laboratorul de electronic sunt utilizate i alte aparate i instrumente ca: voltmetrul electronic (cu impedan mare de intrare), generatorul de semnale, frecven metrul, osciloscopul i altele. Aici ne vom opri asupra celui mai important aparat, osciloscopul, prin intermediul c ruia se pot vizualiza diferite semnale i se pot efectua m sur tori ale unor m rimi (amplitudini, frecven e etc.). Schema bloc a unui osciloscop este dat în figura 1.15.

Partea principal a osciloscopului este tubul catodic - o incint vidat , având în partea posterioar un tun electreonic iar în partea anterioar un ecran fluorescent. Sistemul mai dispune de dou perechi de pl ci deflectoare (pe orizontal i pe vertical ), pe care, dac se aplic o tensiune, fasciculul de electroni este deviat. Tubul catodic dispune i de al i electrozi i circuite auxiliare care 35

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii asigur accelerarea fasciculului de electroni, focalizarea acestuia i reglarea intensit ii luminoase i a pozi iei pe ecran a spotului luminos produs de impactul fasciculului de electroni cu ecranul fluorescent. În lipsa tensiunii aplicate pe pl cu ele de deflexie, pe ecran apare un punct (spot) luminos; dac pe pl ci se aplic o tensiune, spotul se va deplasa pe orizontal sau vertical cu o distan propor ional cu m rimea tensiunii aplicate. Dac tensiunea este alternativ , pe ecran se ob ine un segment de dreapt . Pentru a vizualiza corect un astfel de semnal, acesta se aplic pe pl cile de deflexie vertical , pe cele de deflexie orizontal aplicându-se o tensiune dinte-de-fer str u cu frecven a strict sincronizat cu cea a semnalului studiat, ob inut de la un generator intern (generatorul bazei de timp) sau extern. Exist i variante mai complicate de osciloscoape, cu dublu spot, cu memorie etc. 1.11.2. Elemente pasive de circuit 1. No iuni generale Cele mai des întâlnite elemente pasive de circuit sunt rezistorul, condensatorul i bobina. Rezistorul este caracterizat printr-o rela ie de propor ionalitate între tensiunea aplicat la bornele sale i intensitatea curentului ce trece prin el (legea lui Ohm: I = U/R). Principalul parametru al unui rezistor este rezisten a nominal . În practic se utilizeaz rezistori cu valori ale rezisten elor standardizate. De obicei, fabrican ii adopt un ir de valori (10, 11, 12, 13, 15, 16, 18, 20, 22, 24, 27, 30, 33, 36, 39, 43, 47, 51, 56, 62, 68, 75, 82, 91, 100) care, înmul ite cu puteri ale lui 10, asigur rezisten e în limitele 10 - 10 M . Prin combinarea (legare serie sau paralel) unora din aceste valori, se pot ob ine toate celelalte valori care lipsesc din serie. Alegerea s-a f cut inând seama de un alt principiu al rezisten elor: toleran a, care indic , în procente, precizia valorii nominale a rezisten ei. Cu seria de valori dat mai sus, se asigur prin fabricare o abatere de cel mult 5% de la valoarea nominal înscris pe rezistor. Dac din serie se elimin valorile 11, 13, 16, 20, 24, 27, 30, 36, 43, 51, 62, 75 i 91 se ob in valori care asigur o precizie de cel pu in 10%, iar dac se p streaz numai valorile 10, 15, 22, 23, 47, 68, 100, aceast serie are valori precizate cu o eroare de maxim 20%. Se poate verifica faptul c , pentru fiecare serie, o valoare plus toleran a respectiv este egal (aproximativ) cu valoarea imediat superioar minus toleran a. De exemplu: 56 + 5% 62 – 5% 39 + 10% 47 – 10% 33 + 20% 47 – 20% Pentru cazuri deosebite, se construiesc i folosesc i rezistori cu toleran e mai mici (2%, 1% i 0,5%).

36

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Pe fiecare rezistor, fabricantul înscrie obligatoriu valoarea nominal a rezisten ei i toleran a. Aceasta se poate face fie în clar, fie utilizând un cod literal, fie unul al culorilor. Codurile literale pot fi diferite în func ie de fabricant dar cel mai des întâlnit folose te simbolurile: R - unit i K - kilo M - mega F - toleran 1% G - toleran 2% I - toleran 5% K - toleran 10% M - toleran 20% De exemplu, nota ia 1R5F semnific 1,5 toleran 1%, nota ia 4K7I semnific 4,7 k 5%, iar nota ia 2M2K semnific 2,2 M 10 % Dac litera corespunz toare toleran ei lipse te, sau dac aceasta nu este înscris în clar, ea se consider 20%. Codul culorilor utilizeaz benzi de diferite culori cu semnifica ii bine precizate (figura 1.16). Prima band se consider cea care este cea mai apropiat de unul din capetele rezistorului.

Primele dou benzi (I i II) reprezint cifre semnificative, a treia - num rul de zerouri (puterea lui 10 cu care se înmul te num rul citit pe primele dou benzi) i ultima - toleran a., conform celor prezentate în tabelul urm tor: Culoare NEGRU MARO RO U PORTOCALIU GALBEN VERDE ALBASTRU VIOLET GRI ALB AURIU ARGINTIU

Cifr 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 37

Toleran 1% 2% 5% 10%

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Dac a patra band lipse te, toleran a este 20%. Rezistoarele sunt caracterizate i de al i parametri: - puterea disipat (cele mai uzuale sunt de 0,5 W). - coeficientul de stabilitate cu temperatura etc. Din punct de vedere constructiv, rezistoarele pot fi construite cu pelicul de carbon (cele mai uzuale), cu pelicul metalic i bobinate (de puteri mai mari). Condensatorul are drept principal parametru capacitatea nominal . Ca i la rezistoare, valoarea nominal a capacit ii este determinat cu o anumit toleran . Un alt parametru este coeficientul de temperatur , care ne arat varia ia capacit ii la varia ie a temperaturii conform rela iei: C = C0(1 + T) (1. 45) De regul , coeficientul de varia ie a capacit ii cu temperatura, având valori foarte mici, se exprim în 10–6 grd–1. i la marcarea condensatoarelor se poate utiliza înscrierea în clar sau în codul culorilor. În acest ultim caz se folosesc cinci benzi colorate (figura 1.17).

Prima band este cea dinspre firele de conexiune i are semnifica ia de coeficient de temperatur , cu valorile posibile: VERDE: –330, VIOLET: –750, AURIU: +100 (exprimate în 10-6 grd-1) Benzile 2, 3 i 4 au aceea i semnifica ie ca la benzile 1, 2, 3 de la rezistori (codul culorilor fiind acela i), citirea dând valoarea capacit ii exprimat în pF. Banda 5 exprim toleran a cu semnifica iile: NEGRU: 20%, ALB: 10%, VERDE: 5%, PORTOCALIU: 3%, RO U: 2%, MARO: 1%. Dac pe condensator sunt înscrise numai 3 benzi, acestea sunt benzile 2, 3 i 4, toleran a fiind 20%. Al i parametri ai condensatoarelor sunt tensiunea nominal , rezisten a de izola ie, curentul de fug . Constructiv, condensatoarele sunt realizate în mai multe moduri, în func ie de dielectricul folosit. Astfel, întâlnim condensatori ceramici tubulari (în general de capacit i mici, pân la 100 pF), condensatori ceramici de tip disc i plachet (10 pF ÷ 1 F), condensatori cu polistiren etc. Tensiunile nominale sunt de ordinul zecilor sau sutelor de vol i. O categorie aparte o constituie condensatoarele electrolitice (pot avea capacit i mai mari, de ordinul mF) dar i gabarit mai mare. La introducerea în circuit, este esen ial respectarea polarit ii condensatorului.

38

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Condensatoarele cu tantal au propriet i asem toare celor electrolitice dar au un gabarit redus. În afar de rezistoare i condensatoare, în circuitele electronice se întâlnesc i alte elemente pasive ca bobine, transformatoare i altele. surarea rezisten elor se face prin metode descrise în cadrul laboratorului de electricitate dintre care cele mai precise sunt cele de punte. Capacit ile se soar prin metode asem toare, diferen a fiind c puntea trebuie alimentat în curent alternativ. 2. Scopul lucr rii; montaj experimental Lucrarea are ca scop cunoa terea diverselor tipuri de rezistoare i condensatoare, familiarizarea cu modul de înscriere a parametrilor acestora i surarea unor rezisten e i capacit i. În acest scop se folose te o machet pe care sunt dispuse mai multe rezistoare i condensatoare. Pentru m surarea rezisten elor i capacit ilor acestora se folose te o punte R-C care, în principiu, este alc tuit din patru elemente de circuit caracterizate de o anumit impedan , legate în punte. Unul dintre aceste elemente este cel a c rui rezisten sau capacitate se m soar , iar altul are impedan a variabil , celelalte fiind fixe. Pe o diagonal a pun ii se aplic un semnal sinusoidal furnizat de un generator, iar pe cealalt diagonal se afl elementul de nul care poate fi un ampermetru de c.a. sau, în cazul unor frecven e audio, o casc telefonic sau un difuzor. Întreg dispozitivul este încorporat într-o carcas , panoul frontal fiind reprezentat în figura 1.18.b, figura 1.18.a reprezentând schema de principiu a pun ii R-C.

3. Modul de lucru 1. Se citesc valorile înscrise în codul culorilor pe rezistoarele i condensatoarele de pe machet . Se înscriu în tabel. 2. Prin fire de leg tur , se conecteaz pe rând elementele la bornele corespunz toare ale pun ii; folosind pentru început o sensibilitate mic , se 39

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

3. 4. 5. 6. 7.

regleaz butonul sc rii de m sur a pun ii pân când semnalul nu se mai aude în difuzor; rind sensibilitatea, se ajusteaz pozi ia butonului la nivelul intensit ii minime a semnalului; Se cite te pe scala aparatului valoarea m surat i se înscrie în tabel; Se compar cu valoarea citit . Rezisten ele se m soar din nou, cu un ohmetru. Se compar cele dou sur tori. Toate rezultatele se trec într-un tabel de forma urm toare: Nr. det.

R ( C ) citit

toleran

R ( C ) m surat cu puntea cu ohmmetrul

1. … 4. Întreb ri 1. Care sunt sursele de erori în m sur torile f cute ? 2. Se poate utiliza metoda de m surare cu puntea pentru m surarea inductan ei bobinelor ? Dac da, ce modific ri ar trebui aduse montajului ? 3. Ce concluzii se pot trage din compararea celor dou serii de m sur tori ale rezisten elor, cu puntea i cu ohmetrul ? Care metod este mai precis ? 1.11.3. Tuburi electronice1 1. No iuni teoretice A. Dioda cu vid Dioda cu vid este un dispozitiv compus din doi electrozi dispu i coaxial întro incint vidat : catodul (emitorul electronic) filiform, plasat pe axa incintei i anodul (colectorul), de form cilindric . Catodul este înc lzit 2 la temperaturi între 700 C i 1400 C i, ca urmare, temperatura ridicat permite acestuia s emit , pe baza fenomenului de emisie electronic , electroni (figura 1.19).

1

De i tuburile electronice nu mai sunt de mult folosite în aplica ii practice, totu i fenomenele care au loc la func ionarea acestora sunt în continuare de interes, motiv pentru care a fost introdus acest paragraf. 2 Înc lzirea catodului se poate face direct, când catodul este un filament adus la incandescen prin trecerea unui curent electric prin el sau indirect, când catodul este un cilindru foarte sub ire, înc lzit prin radia ie termic de la un filament aflat în interiorul s u.

40

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

Fenomenul de emisie termoelectronic are loc datorit cre terii energiei cinetice de agita ie termic a electronilor liberi din solid pe seama energiei termice exterioare. Curentul de emisie cre te cu cre terea temperaturii. În vecin tatea suprafe ei înc lzite se formeaz un nor de electroni care se agit haotic. Acest gaz electronic nu se îndep rteaz de suprafa a metalului deoarece electronii extra i las în metal o sarcin pozitiv , echivalent , care îi atrage. Prin aplicarea unui cîmp electric accelerator, peste o valoare critic a acestuia vor fi cule i to i electronii din norul electronic, curentul de emisie atingând valoarea de satura ie. Richardson i Dushman au stabilit c densitatea de curent a curentului de emisie este dat de: W0 2

j A T e kT (1. 46) unde W0 reprezint lucrul mecanic (energia) de extrac ie, care este o constant caracteristic materialului electronoemisiv, iar A o constant ce depinde de natura i starea suprafe ei catodului. Folosind schema principial din figura 1.19, se pot trasa caracteristicile statice ale diodei (figura 1.20).

Aceste caracteristici prezint trei zone: - zona I (zona de lansare sau zona tensiunilor negative) – curentul anodic IA este foarte mic i se poate neglija, el fiind datorat unui num r mic de electroni cu viteze ini iale mari, care pot învinge câmpul electric frânant, ajungând la anod. În practic , se consider c aceste caracteristici pornesc chiar din origine, zona I fiind foarte greu de pus în eviden . - zona a II-a (regiunea de sarcin spa ial ) este zona caracteristicii anodice unde este valabil legea “3/2”: 3

IA K U A2 (1. 47) - zona a III-a (regiunea de satura ie). IA atinge valoarea maxim , conform rela iei Richardson i Dushman. Pentru o diod se pot defini parametrii: 41

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

rezisten a intern static (în curent continuu), R, UA (1. 48) R IA - rezisten a dinamic (în curent alternativ) Ri: du A (1. 49) Ri diA B. Trioda La triod , în afar de catod i anod intr în componen i un al treilea electrod - grila de comand , care este un electrod cilindric dintr-o plas metalic rar sau un fir metalic în spiral , plasat între anod i catod, în imediata apropiere a acestuia din urm (figura 1.21).

Prin poten ialul electric i pozi ia acesteia fa de catod rezult principalul rol al grilei: acela de comand a curentului anodic. Curentul total de emisie (curentul catodic) este dat de rela ia1: iC

3

K u E2

K uG

f uA

3

2

(1. 50) iA iG unde uE este tensiunea echivalent anod-catod iar f - factorul de p trundere al grilei. iC

1

În acest paragraf, s-au notat valorile instantanee cu iA, uA, uG etc., componentele variabile ale acestora fiind notate cu ia, ua, ug etc.

42

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

În general, iG este foarte mic deci iC iA. Pentru o triod , se pot trasa caracteristicile anodice, i A 1.22.a) i de gril , i A

f uG

u A ct

f uA

u G ct

(figura

(figura 1.22.b). Caracteristicile anodice ale unei

triode sunt, calitativ, acelea i cu ale unei diode. Caracteristicile de gril arat c acest al treilea electrod poate controla curentul anodic prin varia ia poten ialului aplicat pe el; astfel, la valori negative (fa de catod, considerat la poten ial nul) ale poten ialului de gril , mai mari decât o valoare numit tensiune de stopare, curentul anodic este nul, deoarece câmpul electric de frânare, dintre gril i catod, este atât de intens, încât nici un electron din norul electronic din jurul catodului nu are suficient energie pentru a-l învinge i a ajunge la anod. La valori peste tensiunea de stopare ale poten ialului de gril , curentul anodic cre te, la începul mai lent, apoi liniar odat cu cre terea acestui poten ial, pân când se intr în regiunea de satura ie, când curentul anodic nu mai cre te, ba chiar începe s scad or, datorit faptului c grila este suficient de puternic pozitivat pentru a atrage ea îns i electroni, ceea ce înseamn cre terea curentului de gril i, implicit sc derea celui anodic. Pentru por iunea liniar a caracteristicii de gril , a c rei zon de mijloc se se te de obicei la valori negative ale poten ialului grilei, se pot defini parametrii triodei: panta S, rezisten a intern Ri i factorul de amplificare, .. di A S (1. 51) du G u ct A

Ri

1 di A du A

du A du G

(1. 52) u G ct

(1. 53) i A ct

Cum iA = f(uA, uG), se poate scrie: di A

di A du G du G

di A du A du A

sau di A

S du G

1 du A Ri

Pe de alt parte, întrucât iA = IA + ia ; uA = UA + ua ; uG = UG + ug i, deci: diA = ia, duG = ug, duA = ua, 43

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

ia

ua Ri

S ug

(1. 54)

sau Ri ia = Ri S ug + ua = ug + ua Pentru montajul din figura 1.21, în lipsa semnalului alternativ de gril (ug = 0), m rimile electrice au expresiile: uG = – Eg; iA = IA; uA = UA = EA – RA IA rimile de mai sus determin regimul static de func ionare a triodei. În prezen a componentei alternative, ug = Ugm sin t, m rimile au expresiile: uG = – EG + ug = – EG + ug = Ugm sin t iA = IA + ia = IA + ug = Iam sin t uA = UA + ua = EA – ua = EA – ug = Uam sin t uA = EA – RA iA = EA – RA(IA + ia) = EA – RA IA – RA ia = UA - ua Deci, RA (1. 55) ua R A ia ug Ri RA

ug

RA (1. 56) S ug Ri R A Ri Rela iile de mai sus permit înlocuirea schemelor reale ale circuitului cu triod cu circuite echivalente. Astfel, rela ia (1.55) conduce la schema echivalent cu generator de tensiune constant , cu t.e.m. egal cu ug i rezisten intern Ri, ce debiteaz pe o sarcin RA (figura 1.23.a) iar rela ia (1.56) conduce la schema echivalent în care tubul apare ca generator de curent constant, S ug, cu rezisten a intern Ri în paralel (figura 1.23.b). ia

; ia 1

Din rela iile (1.55) sau (1.56) i schemele echivalente rezult ua amplificarea montajului, A este dat de rela ia: ug

44

c

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

(1. 57) Ri 1 RA C. Tuburi multigril Cre terea factorului de amplificare al triodei nu se poate face peste o anumit valoare deoarece m rirea lui duce i la m rirea lui Ri. Pentru eliminarea acestui neajuns s-a apelat la modificarea tubului, introducând între grila de comand i anod o a doua gril (gril ecran) ob inându-se astfel tubul numit tetrod , care poate avea un factor de amplificare mai mare f cre terea rezisten ei interne. Pe de alt parte îns , caracteristica anodic a tetrodei prezint o por iune de rezisten negativ (efectul dinatron), care face instabil func ionarea în regim de amplificator. Eliminarea rezisten ei negative se poate face prin construirea tetrodelor cu fascicul dirijat sau prin introducerea unei noi grile (grila supresoare) între anod i grila ecran, legat la catod sau la un poten ial negativ ob inându-se astfel pentoda. 2. Scopul lucr rii; montaj experimental Scopul lucr rii este studiul func ion rii diodei i triodei i trasarea caracteristicilor tuburilor respective. Se folose te una din cele dou triode ale dublei triode 6N1, ea fiind utilizat i ca diod prin scurtcircuitarea grilei la mas . Montajul experimental se realizeaz pe macheta prezentat în figura 2.6, utilizându-se, de asemenea, urm toarele: - surs de tensiune continu , reglabil , în domeniul 0 ÷ 200 V pentru alimentarea circuitului anodic; - surs de tensiune continu , reglabil în domeniul 0 ÷ 10 V, pentru alimentarea circuitului de gril ; - voltmetru pentru m surarea tensiunii anodice; - voltmetru pentru m surarea tensiunii de gril ; - miliampermetru pentru m surarea curentului anodic; - microampermetru pentru m surarea curentului de gril . În locul fiec ruia din cele patru instrumente de m sur se pot utiliza multimetre. A

45

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

3. Mod de lucru A.Trasarea caracteristcii diodei - se scurtcircuiteaz bornele 5 i 6, între 9 i 10 se leag un miliampermetru, iar între 11 i 12 un voltmetru; - la bornele 7 i 8 se aplic o tensiune alternativ de 6,3 V; - la bornele 13 i 14 se aplic tensiunea anodic (plusul la borna 13) variabil , m surat cu voltmetrul legat între bornele 11 i 12; valorile tesiunii anodice se iau din 5 în 5 V, în intervalul 0 ÷ 150 V; - pentru fiecare valoare a tensiunii anodice se cite te curentul anodic surat de miliampermetru; - se întocme te tabelul: UA (V) IA (mA) -

se traseaz graficul IA = IA(UA);

-

se calculeaz pervean a tubului cu rela ia: K

IA 3

U A2

-

-

-

B. Trasarea caracteristicii de gril a triodei între bornele 5 i 6 se monteaz voltmetrul ce m soar UG, între 3 i 4 un microampermetru pentru m surarea lui IG, iar între 9 i 10 miliampermetrul pentru m surarea lui IA; se aplic o tensiune alternativ de 6,3 V la bornele 7 i 8; la bornele 13 i 14 se aplic o tensiune continu constant de 100 V (plusul la borna 13); se pot alege i alte valori, în jurul acesteia; se aplic o tensiune continu la bornele 1 i 2 cu valori diferite (între –5 V i +5 V) din 0,1V în 0,1V i se m soar pentru fiecare valoare a lui UG, curentul anodic IA; se întocme te tabelul: UG (V) IA (mA)

-

1.

se repet determin rile pentru o alt tensiune anodic , ce difer cu cel pu in 20 V de prima; - se traseaz graficele IA = IA(UG) pentru cele dou tensiuni anodice, pe aceea i h rtie milimetric ; - din grafice se determin panta caracteristicii de gril S, rezisten a intern , Ri i factorul de amplificare, ; - se verific ecua ia triodei: = S Ri. 4. Întreb ri se explice apari ia zonei I de la caracteristica triodei. 46

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

2.

se explice saturarea curentului anodic al unei diode la tensiuni anodice suficient de mari. 3. se explice forma caracteristicii de gril a unei triode pe baza comport rii electronilor emi i de c tre catod. 4. Care este rolul grilei i cum ac ioneaz ea ?

47

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

CAPITOLUL II

2. DIODA SEMICONDUCTOARE 2.1.

Jonc iunea p – n

Jonc iunea p-n este o al turare de dou zone semiconductoare de tip de n, respectiv p, unde, deci, are loc trecerea brusc de la conduc ia extrinsec de tip n, la cea de tip p. Ea se poate realiza fie în acela i semiconductor, în care se creeaz dou regiuni al turate cu tip de conduc ie diferit, caz în care ea se nume te homojonc iune, fie al turând doi semiconductori diferi i ca tip de conduc ie sau ca rgime a benzii interzise, caz în care se nume te heterojonc iune. Pentru în elegerea fenomenelor ce se desf oar într-o jonc iune trebuie s se in seama de faptul c , întotdeauna când se al tur dou materiale diferite care dispun de purt tori de sarcin electric liberi, are loc un transfer de sarcin dintr-un material în altul pân când energiile Fermi ale acestora se egaleaz 1. consider m o homojonc iune p-n (figura 2.1). F când, deocamdat , abstrac ie de purt torii minoritari, ini ial, cele dou zone con in: - ioni donori (pozitivi) i electroni liberi - zona n - ioni acceptori (negativi) i goluri - zona p.

Ca urmare a gradientului de concentra ie a purt torilor, are loc difuzia acestora între cele dou zone: electronii liberi difuzeaz din zona n spre zona p, iar golurile în sens invers, difuzia tinzând s uniformizeze concentra ia celor dou tipuri de purt tori în cele dou zone. Acest lucru nu se întâmpl totu i deoarece, prin difuzia care are loc, zonele din care difuzeaz purt torii (aflate la suprafa a de contact dintre cele dou regiuni, p i n) r mân s cite în sarcini electrice de 1

Explica ia poate fi dat în acela i mod cu explica ia paramagnetismului Pauli (vezi cursul de fizica corpului solid), ca urmare a tendin ei de minimizare a energiei sistemului.

48

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii semnul celor ale purt torilor difuza i, deci vor con ine sarcini electrice imobile necompensate (ale ionilor de impurit i). Astfel, în regiunea n, zona din care au difuzat electronii de conduc ie va r mâne cu un surplus de sarcini electrice pozitive, iar în regiunea p, zona p sit de goluri va r mâne cu un surplus de sarcini electrice negative. Aceast zon în care exist o s cire în sarcini electrice mobile, electrizat pozitiv în regiunea n i negativ în regiunea p, se nume te regiune de s cire, de tranzi ie sau de sarcin spa ial . Formarea ei determin reducerea difuziei purt torilor dintr-o regiune în cealalt pân la stabilizarea grosimii sale. Fenomenul are loc în felul urm tor: distribu ia de sarcin spa ial creeaz un câmp electric intern (orientat de la zona n la zona p) care este cu atât mai intens cu cât sarcina electric imobil acumulat în regiunea de tranzi ie este mai mare, deci cu cât un num r mai mare de purt tori au difuzat dintr-o zon în alta. Acest câmp electric intern se opune difuz rii în continuare a acestor purt tori, prin crearea unei bariere de poten ial; cu cât el este mai intens, deci bariera de poten ial mai înalt , cu atât fluxul de difuzie a purt torilor va fi mai mic, pentru c numai purt torii cu energii mari vor mai putea învinge aceast barier . Câmpul electric intern, dup cum s-a v zut în capitolul anterior, determin apari ia unui curent de drift, în sens opus curentului de difuzie, stabilindu-se astfel un echilibru dinamic, la care curentul de difuzie prin jonc iune este compensat de curentul de drift în sens invers. Pân acum ne-am referit numai la purt torii majoritari, neglijând existen a celor minoritari, a c ror concentra ie este mult mai mic . Totu i existen a purt torilor minoritari nu poate fi neglijat , ei suferind acelea i procese ca i cei majoritari. Pe de alt parte, purt torii majoritari care au difuzat în cealalt regiune devin minoritari în aceasta. De aceea, se poate observa c purt torii majoritari formeaz curentul de difuzie, iar cei minoritari curentul de drift. Purt torii minoritari fiind în concentra ie mic , i curentul de drift este foarte slab; de aceea, curentul de difuzie la care se stabile te echilibrul este i el foarte mic, ceea ce se ob ine în momentul când câmpul electric intern are o valoare suficient de mare. Regiunea de sarcin spa ial la care se stabile te echilibrul se nume te strat de baraj i este în practic foarte sub ire, de ordinul a 10–6 m. Acesta este i motivul pentru care nu se poate ob ine o jonc iune p-n prin simpla al turare a doi semiconductori cu tip de conduc ie diferit, când continuitatea re elei este întrerupt pe o grosime de cel pu in acela i ordin de m rime, procedeul real de fabricare fiind descris într-un paragraf ulterior. Toate fenomenele descrise mai sus, pân la formarea stratului de baraj de grosime stabil , au loc într-un timp extrem de scurt, la fabricarea jonc iunii, dup care se stabile te echilibrul dinamic (descris în figura 2.1), ce nu mai poate fi modificat decât prin interven ia unor cauze exterioare. În figura 2.1 sunt reprezenta i ionii de impurit i i purt torii majoritari din cele dou zone, p i n, stratul de baraj, de l rgime , cu distribu ia de sarcini imobile ce creeaz câmpul electric intern, precum i curen ii de difuzie a 49

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii electronilor majoritari din zona n în zona p, jndif, i a golurilor majoritare din zona p în zona n, jpdif, precum i curen ii de drift, jnd i jpd.

Evident, aceast reprezentare este simplificat fa de situa ia real , pentru c ea presupune o concentra ie constant a electronilor în zona n i a golurilor în zona p i o valoare nul a acestora în stratul de baraj i în zona p, respectiv zona n. În realitate, varia ia concentra iei purt torilor este de forma reprezentat în figura 2.2.a, în care se vede c , într-adev r, la distan mai mare de stratul de baraj (de 50

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii rgime p în zona p i n în zona n), concentra iile sunt constante dar trecerea de la aceast valoare la una foarte mic în zona opus se face treptat i nu brusc. În figura 2.2.b este reprezentat distribu ia de poten ial al câmpului intern în jonc iune. Din punct de vedere energetic, stratul de baraj reprezint o zon de salt, ca urmare a prezen ei câmpului electric intern ap rând o decalare cu valoarea eV0 a structurilor energetice ale celor dou zone, p i n, dup cum se poate vedea în figura 2.2.c. Ne propunem în continuare s determin m distribu ia poten ialului (numit poten ial de contact) i a intensit ii câmpului electric intern în interiorul stratului de baraj precum i l rgimea acestuia. La echilibru, curentul total de electroni este nul, ceea ce înseamn c densitatea curentului electronic de difuzie este egal în modul ( i de sens contrar) dif cu densitatea curentului electronic de drift: jn = jnd. Acela i lucru se poate spune dif

i despre curen ii de goluri, deci jp = jpd. Ca urmare, sunt valabile rela iile: kT kT eDp dp = e ppEint ; eDn dn = e nnEint, unde Dp = p ; Dn = n. e e dx dx Rezult : kT dp kT dn = pEint ; = nEint e dx e dx sau, inând seama c dV kT dp kT dn Eint = , = – dV. = – dV ; dx e p e n Acestea sunt dou ecua ii diferen iale de ordinul I, care se rezolv prin separarea variabilelor i integrare între cele dou limite ale stratului de baraj, de la zona p (x = – p), unde, la echilibru, concentra ia golurilor majoritare este ppo i cea a electronilor minoritari npo, la zona n (x = n), unde, la echilibru, concentra ia golurilor minoritare este pno, iar a electronilor majoritari nno. Varia ia poten ialului este de la zero în zona p la V0 în zona n. Rezult : kT p p 0 kT n n 0 (2. 1) V0 = ln ln e pn0 e n p0 Din ecua ia de mai sus, se pot scrie rela iile: eV0 kT

eV0 kT

pno = pp0 e ; npo = nn0 e (2. 2) Pentru calculul distribu iei poten ialului de contact, al intensit ii câmpului electric intern precum i al l rgimii stratului de baraj, pornim de la ecua ia Poisson, d2V , unde este densitatea de sarcin electric a distribu iei ce creeaz dx 2 câmpul electric i este permitivitatea electric a mediului (semiconductor).

51

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Vom considera, pentru simplificare, c în domeniul 0 < x < n, este egal cu +enno, iar în domeniul – p < x < 0 este egal cu – eppo. Atunci, ecua ia Poisson se scrie: en n 0 d2V în zona n, 2 dx respectiv ep p 0 d2V în zona p. dx 2 Dup cum se tie, solu ia general a unei ecua ii de tip Poisson este de forma V(x) = Ax2 + Bx + C, constantele A, B i C determinându-se din condi iile la limit i din valoarea constantei cu care este egal derivata a doua a poten ialului. Astfel, condi iile la limitele stratului de baraj impun ca V(– p) = 0 i V( n) = V0. De asemenea, dV = Eint = 0 pentru x = – p i x = n. dx Rezult c poten ialul i câmpul în stratul de baraj au expresiile: A. în zona n ( 0 < x < n): en en V = V0 – n 0 n – x)2 ; Eint = n 0 n – x) (2. 3) 2 2 B. în zona p (– n < x < 0): ep p 0 ep 2 ; Eint = p 0 p + x) (2. 4) V= p + x) 2 2 Punând, de asemenea, condi ia ca, pentru x = 0, cele dou solu ii s coincid , rezult grosimea (l rgimea) stratului de baraj, L = n + p: 2 V0 n n 0 p p 0 Lp p 0 Ln n 0 L= ; n= (2. 5) ; p= en n 0 p p0 n n 0 p p0 n n 0 p p0 Se poate constata c , cu cât concentra ia purt torilor este mai mare, cu atât stratul de baraj are în zona respectiv o grosime mai mic . Dac din exterior se aplic un câmp electric, Eext, c ruia îi corespunde o tensiune exterioar V, atunci stratul de baraj î i modific grosimea, ea devenind: 2 V0 V n n 0 p p 0 L= (2. 6) en n 0 p p0 unde V are semnul "+", respectiv "–", dup cum câmpul electric exterior are acela i sens sau sens invers celui al câmpului electric interior, adic tensiunea de polarizare este direct (plusul pe zona p), respectiv invers (plusul pe zona n).

52

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Folosind formulele 2.2, rezult c , la aplicarea unei tensiuni exterioare directe, concentra iile purt torilor minoritari de neechilibru, np i pn vor cre te, conform rela iilor: e V0 V

eV

e V0 V

eV

pn = pp0 e kT = pn0 e kT ; np = nn0 e kT = np0 e kT (2. 7) Apari ia acestui num r suplimentar de purt tori minoritari reprezint o injec ie de purt tori în jonc iunea p-n. Cum concentra iile purt torilor minoritari variaz exponen ial cu distan a fa de locul de injectare (a se vedea rela ia 1.36), rezult c i densit ile curen ilor datora i acestora, care sunt propor ionale cu gradientul de concentra ie, scad exponen ial cu distan a fa de jonc iune. Reprezentarea grafic a curen ilor prin jonc iune este dat în figura 2.3, curentul total prin jonc iune fiind dat de expresia j = (jnp + jpn)x = 0 i reprezentat prin linia punctat , paralel cu axa Ox din figur .

Se constat c , pentru x < 0, jpp(x)= j – jnp(x). Dac x < 0 i este suficient de mare, curentul total este numai un curent de goluri (jnp 0), adic de purt tori majoritari. Analog, în zona n (x > 0), jnn(x) = j – jpn(x) i, când x este suficient de mare, curentul total este numai un curent de electroni (jpn 0). Acest fapt este datorat fenomenului de recombinare a golurilor din zona p cu electronii injecta i din zona n i a electronilor din zona n cu golurile injectate din zona p. La aplicarea unei tensiuni de polarizare direct a jonc iunii, concentra ia de goluri în exces la limita de separare dintre zona neutr n i zona de sarcin spa ial (x = n) este: eV

pn = pn – pn0 = pn0 e kT 1 Analog, la limita de separare dintre zona neutr p i zona de sarcin spa ial (x = – p), concentra ia electronilor în exces are expresia: 53

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

eV

np = np – np0 = np0 e kT 1 La o distan x > n, concentra ia de goluri în exces scade exponen ial cu distan a dup rela ia (a se vedea formula 1.36): eV

n

pn(x) = pn0 e kT

1e

x

Lp

(2. 8)

La o distan x < – p, în zona neutr n, concentra ia de electroni în exces are expresia: np(x) = np0 e

eV kT

p

1e

x

Ln

(2.8’)

În zona n, la x = n, curentul de goluri are expresia: d pn x dp jp x eD p eD p x n dx x n dx

x

n

adic :

jp x

eD p p b0 x

n

Lp

e

eV kT

1

(2. 9)

Analog, în zona p, la x = – p, curentul de electroni are expresia: eD n n p 0 eV jn x x e kT 1 (2.9’) p Ln Curentul total prin jonc iune este dat, deci, de expresia: eV eD p p n 0 eD n n p0 e kT 1 j = jp + jn = Lp Ln Notând: jS =

eD p p n 0

eD n n p 0

Lp

Ln

(2. 10)

unde js se nume te curent de satura ie, rela ia de mai sus devine: eV

j = jS e kT 1

(2. 11)

Rela ia 2.11 reprezint ecua ia diodei ideale. Ea este valabil i la tensiuni de polarizare inverse. Trebuie subliniat, de asemenea, c ecua ia diodei ideale a fost ob inut în condi ii simplificatoare, dintre care cea mai important este cea de neglijare a proceselor de recombinare a purt torilor în regiunea de sarcin spa ial . Având în vedere aceste procese, ecua ia diodei reale cap o form pu in modificat : 54

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

j = jS e

eV kT

(2. 12)

1

În aceast rela ie, reprezint factorul de diod , un parametru cu valoarea egal cu 1 – 1,5 pentru germaniu i 2 - 3 pentru siliciu. Evident, o rela ie analoag rela iei 2.12 poate fi scris i pentru intensitatea curentului prin diod : eV

I = IS e kT 1

(2.12’)

Reprezentat grafic, ecua ia diodei ideale arat ca în figura 2.4. Se constat , la polarizare direct (plusul pe zona p), curentul prin jonc iune cre te exponen ial cu tensiunea aplicat , în timp ce, la tensiuni inverse (minusul pe zona p) curentul tinde rapid spre o valoare de satura ie, Is, foarte mic (de ordinul 10–6 – 10–9 A). Rezult , deci, o proprietate esen ial a jonc iunii p-n, aceea de conduc ie unilateral a curentului electric, rezisten a acesteia la polarizare direct fiind foarte mic , iar la polarizare invers - foarte mare.

I

V Fig.2.4

Realizarea practic a unei jonc iuni p-n este un dispozitiv electronic numit diod semiconductoare, a c rei caracteristic este prezentat în figura 2.5. I

V z

I s V d

V Fig.2.5

55

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Forma practic a caracteristicii unei diode semiconductoare, diferit în anumite privin e de cea a diodei ideale, se explic astfel: la polarizare direct , curentul este diferit de zero (dioda se deschide) doar dac tensiunea de polarizare este cel pu in egal cu o valoare Vd, numit

-

-

-

tensiune de deschidere; la diodele cu siliciu V d are valoarea 0,5 – 0,8 V, iar la cele cu germaniu 0,2 – 0,4 V. pentru temperaturi obi nuite (~ 300 K), factorul e/kT (inversul s u se nume te tensiune termic , egal cu aproximativ 0,02 V) are o valoare de -1 aproximativ 40 V . La tensiuni pozitive mai mari decât tensiunea de deschidere intensitatea curentului prin diod se poate exprima prin rela ia aproximativ : I = IS e40V (2. 13) curentul invers este practic constant i egal cu - Is, valoare neglijabil în aplica iile practice. IS are o valoare mai mic la diodele cu siliciu i mai mare la cele cu germaniu. la aplicarea pe diod a unor tensiuni negative cel pu in egale cu o valoare VZ se produce str pungerea acesteia (fenomen ce va fi analizat ulterior), curentul putând cre te nelimitat.

2.2.

Parametrii diodei semiconductoare

Ca orice dispozitiv electronic, dioda semiconductoare este caracterizat de mai mul i parametri de func ionare, dintre care cei mai importan i sunt: 1. Rezisten a static a diodei, care se define te pentru un punct oarecare de func ionare al acesteia: U R= d (2. 14) Id În conduc ie direct , rezisten a static are valori foarte mici, în timp ce, în conduc ie invers , ea are valori foarte mari. Putem spune deci c , în general, rezisten a static a diodei variaz într-un domeniu foarte larg de valori, în func ie de punctul de func ionare al diodei, motiv pentru care ea este un parametru mai pu in util. 2. Rezisten a dinamic dU d 1 Ri = (2. 15) dI d S S este panta caracteristicii diodei în punctul de func ionare. Este evident c i rezisten a dinamic este dependent de punctul de func ionare, ea caracterizând îns comportarea diodei în regim dinamic, adic atunci când tensiunea aplicat diodei ( i curentul prin ea) are varia ii rapide. A a cum se va vedea mai departe, în schemele echivalente liniarizate ale diodei, rezisten a dinamic este considerat un parametru constant, deci mult mai util. 56

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

3. Capacitatea stratului de baraj Modul în care este distribuit sarcina spa ial din stratul de baraj face ca acesta s poat fi asem nat cu un condensator plan, pe pl cile c ruia se aplic o tensiune V + V0. Considerând c sarcina spa ial este distribuit în dou straturi de grosime neglijabil , aflate la distan a L (l rgimea stratului de baraj), se poate calcula capacitatea stratului de baraj cu formula capacit ii condensatorului plan, C S = deci: d en n 0 p p0 C=S (2. 16) 2 V0 V n n 0 p p0 4. Capacitatea de difuzie Dup cum s-a v zut anterior, când dioda este polarizat direct, curentul de difuzie cre te, un num r mai mare de purt tori majoritari putând str punge stratul de baraj. Trecând în cealalt zon , ei devin minoritari; la distan a x de stratul de baraj, concentra ia purt torilor minoritari de neechilibru este dat de rela ia (1.36). Varia ia concentra iei purt torilor de difuzie determin o varia ie a sarcinii electrice acumulate de o parte i de alta a stratului de baraj, ap rând deci o dQ capacitate suplimentar , numit capacitate de difuzie: Cd = . S consider m, dV pentru început, difuzia electronilor în zona p, a c ror sarcin electric total este: Q = eS

0

np 0 e

x Ln

dx = eSLnnp(0).

dQ dn 0 = eSLn p . dV dV inând cont de rela ia (2.9'), putem scrie expresia curentului prin diod , eSD n n p 0 I L datorat difuziei electronilor: In = , de unde np(0) = n n . Ln wSD n

Atunci, Cd =

L2n dI n L n dI n Atunci, . Dar L2n = nDn, de unde, i Cd = D n dV dV eSD n dV dI e Cd = n n In n (2. 17) dV kT Luând în considerare i difuzia golurilor, capacitatea de difuzie total are expresia: e Cd = (In n + Ip p) (2. 18) kT La polarizare direct , capacitatea de difuzie este mult mai mare decât cea a stratului de baraj, care este neglijabil fa de prima. În schimb, la polarizare invers , capacitatea de difuzie este neglijabil , importan deosebit c tând capacitatea stratului de baraj. dn p 0

57

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

În afara acestor parametri, diodele mai au i al ii, cum sunt timpul de comutare direct (intervalul de timp în care curentul prin diod cre te de la 10% la 90 % din valoarea nominal ), timpul de comutare invers i al ii, mai importan i în cazul diodelor cu destina ie special .

2.3.

Schema echivalent a diodei semiconductoare

Un model ce caracterizeaz destul de bine dioda la semnale mici i frecven e joase este cel care aproximeaz caracteristica diodei reale cu una liniar pe por iuni (figura 2.6).

Conform acestuia, o diod real echivaleaz cu un circuit serie format dintrun rezistor cu rezisten a egal cu rezisten a dinamic a diodei (presupus constant ), o diod ideal (rezisten nul la polarizare direct , rezisten infinit la polarizare invers ) i o surs de tensiune cu t.e.m. egal cu tensiunea de deschidere a diodei, care polarizeaz dioda invers. La frecven e mai mari, capacitatea diodei joac un rol foarte important i, ca urmare, schema echivalent utilizat în acest caz este cea din figura 2.7 în care Ri este rezisten a ohmic a jonc iunii, celelalte m rimi având semnifica ia cunoscut . Schema de mai sus se poate simplifica, în func ie de polarizare. Astfel, la polarizare invers , Cb >> Cd, iar Ri este foarte mare ceea ce înseamn c dioda echivaleaz cu o capacitate de valoare Cb. La polarizare direct , Cd devine semnificativ , Ri este foarte mic , scurtcircuitând capacitatea diodei, aceasta echivalând cu un rezistor de rezisten Rj.

58

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

2.4.

Metode de ob inere a jonc iunilor semiconductoare

O parte din problemele legate de ob inerea unor dispozitive semiconductoare, a a cum este i cazul diodelor semiconductoare, au fost prezentate în paragraful 1.9. Având în vedere îns c o jonc iune este format din dou zone de semiconductor cu tip de conduc ie diferit, lucrurile sunt ceva mai complexe. În continuare vom prezenta pe scurt cele mai importante din aceste probleme. Practica a consacrat trei metode de impurificare a semiconductorului: 1. Difuzia este cea mai utilizat metod , ea realizându-se astfel: o plachet semiconductoare (de regul de forma unui disc cu diametrul de câ iva cm i grosimea de câteva zecimi de mm) se introduce într-o incint ce con ine un amestec gazos format dintr-un gaz inert i atomi de impuritate, în concentra ie bine determinat . Gradientul de concentra ie a atomilor de impuritate duce la apari ia procesului de difuzie a acestora din mediul gazos c tre mediul semiconductor. Pentru m rirea vitezei acestui proces, el are loc la o temperatur bine controlat , cu valoarea de 800 – 1300 C. Amestecul gazos se poate realiza în diferite feluri: fie prin plasarea unei surse solide de impurit i ce se evapor chiar în incinta de difuzie, fie prin trecerea gazului inert printr-o surs lichid de impurit i înainte de intrarea în incinta de difuzie, fie prin transport chimic, când impuritatea este introdus prin asigurarea condi iilor de declan are a unei reac ii chimice la surs . Pentru realizarea jonc iunii, dup difuzia într-un strat mai gros a unui tip de impuritate, se realizeaz o nou difuzie, cu impurit i de tip opus, într-un substrat (numit strat epitaxial) al stratului ini ial dopat1. Pe o singur plachet de semiconductor se realizeaz un num r mare de jonc iuni, lucru posibil prin utilizarea unor a a-numite ti de difuzie, ob inute prin procedee litografice. Astfel, pe suprafa a plachetei se depune un strat omogen, de grosime convenabil , dintr-un material prin care impurit ile difuzeaz mult mai lent (constituind astfel, practic, un baraj împotriva difuziei impurit ilor în semiconductor), iar peste acesta, un al doilea strat, dintr-un material special, denumit în mod generic fotorezist. Fotorezistul este sensibil la radia ii ultraviolete, el putând fi de dou feluri: fotorezist pozitiv (un polimer care sufer o reac ie de depolimerizare sub ac iunea razelor ultraviolete) i fotorezist negativ (un monomer care sufer o reac ie de polimerizare sub ac iunea razelor ultraviolete). Stratul de fotorezist este supus ac iunii unui flux de radia ie ultraviolet prin intermediul unei m ti (o plac cu zone opace i transparente, corespunz tor 1

A a cum s-a v zut, pentru c l rgimea stratului de baraj este foarte mic , jonc iunea nu se poate realiza prin al turarea fizic a dou buc i de semiconductori diferi i ca tip de conduc ie, motiv pentru care ea trebuie realizat într-un monocristal semiconductor. Procesul de realizare a jonc iunii într-un monocristal semiconductor prin dopare succesiv cu donori i acceptori este posibil datorit efectului de compensare (a se vedea cursul de corp solid) care apare într-un semicondutor dopat cu ambele tipuri de impurit i în concentra ii Na, respectiv Nd, ca urmare a c ruia acesta se comport ca i cum ar fi dopat doar cu impuritatea de concentra ie mai mare, în concentra ie egal cu diferen a dintre concentra iile reale.

59

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

zonelor ce urmeaz a fi impurificate). Dup expunere, zonele de fotorezist expuse sunt dizolvate cu un solvent organic ales corespunz tor, pentru ca el s nu dizolve i zonele de fotorezist neexpuse ac iunii radia iei ultraviolete. Astfel, primul strat depus pe placheta de semiconductor va r mâne în unele zone (acolo unde a ac ionat radia ia ultraviolet ) neacoperit cu fotorezist. În aceste zone el este corodat (cu un agent coroziv care nu trebuie s atace fotorezistul) i îndep rtat de pe suprafa a semiconductorului, dup care fotorezistul r mas este i el îndep rtat cu un solvent corespunz tor. În acest fel, pe suprafa a semiconductorului s-a format o masc de difuzie, care permite difuzia impurit ilor doar în anumite zone. Dup o prim impurificare, urmeaz o a doua, cu impurit i de tip opus, folosinduse acela i procedeu al m tii de difuzie i apoi decuparea jonc iunilor astfel ob inute, rezultând în acest mod buc i mici de cristal semiconductor, numite cipuri1, cu suprafa a de cel mult 1 mm2, care, dup verificare, se încapsuleaz i devin în acest fel diode semiconductoare. 2. Implantarea ionic este un alt procedeu de impurificare, prin bombardarea semiconductorului cu un fascicul nefocalizat de ioni de impuritate accelera i la tensiuni de ordinul a 1 – 100 kV. Jonc iunile sunt realizate folosind tot tehnica tilor, ca la difuzie. 3. Alierea este un procedeu prin care o anumit cantitate de impuritate se plaseaz pe o plachet de semiconductor, sistemul fiind înc lzit la o temperatur convenabil , care s asigure topirea impurit ii dar nu i a semiconductorului, atomii de impuritate p trunzând astfel în semiconductor. Urmeaz apoi o r cire lent , care s reduc la minim posibil apari ia defectelor de structur în semiconductor.

2.5.

Tipuri de diode semiconductoare

1. Diode cu contact punctiform (Schottky2) Acest tip de diod este de fapt o jonc iune metal-semiconductor (cu propriet i asem toare jonc iunii p-n) realizat printr-un contact punctiform între un fir metalic (din wolfram) foarte ascu it i un monocristal semiconductor extrinsec (de obicei, Ge de tip n), întregul ansamblu fiind închis într-o capsul . Pentru formarea jonc iunii, se aplic o serie de impulsuri de curent de scurt durat cu mult peste valoarea admis , fapt ce produce înc lzirea pân la topire a regiunii de contact. Se formeaz astfel o microjonc iune3 cu capacitatea stratului de baraj de ordinul a 0,1 pF, diodele construite în acest fel fiind utilizate la frecven e înalte pentru procesul de detec ie i ca diode de comuta ie.

1

În limba englez , chip = f râm , a chie Teoria difuziei, care descrie fenomenele din jonc iunile metal-semiconductor a fost dezvoltat de W. Schottky (1938). Diodele Schottky pentru frecven e foarte înalte au o tehnologie de construc ie mai complex decât cea descris mai sus. 2

3

-4

2

Suprafa a unei astfel de jonc iuni este de ordinul a 10 mm .

60

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

2. Diode redresoare Aceste diode sunt construite cu jonc iuni obi nuite, de tipul celor descrise mai sus, realizate de obicei prin difuzie. Func ioneaz numai la frecven e joase, parametrii caracteristici cei mai importan i fiind: curentul mediu redresat, curentul de vârf maxim admis, tensiunea invers maxim admis (de obicei, 50 - 80 % din tensiunea de str pungere), c derea de tensiune direct pentru un curent de valoarea curentului mediu redresat, curentul invers (10–6 - 10–9 A), rezisten a termic , puterea disipat i al ii. Aceste diode sunt folosite la redresarea curentului alternativ i la detec ie i comuta ie la frecven e joase. 3. Diode tunel (Esaki1) Aceste diode au ambele regiuni dopate foarte puternic ceea ce face ca rgimea stratului de baraj s fie mult mai mic decât la o diod obi nuit (~ 10–8 m). În aceste condi ii, la aplicarea unei tensiuni de polarizare direct , purt torii majoritari pot traversa stratul de baraj prin efect tunel, adic i în situa ia când energia lor este mai mic decât în imea barierei de poten ial. Datorit acestui fapt, caracteristica diodei tunel este cea din figura 2.8 (în care este dat i simbolul folosit pentru reprezentarea în scheme electronice a acestui tip de diod ), din care se vede c ea are o regiune de pant negativ , între punctele A i B, adic la tensiuni pozitive cuprinse între VA i VB.

Rezisten a negativ a diodei tunel este de ordinul zecilor de ohmi. La tensiuni negative, dioda tunel prezint o caracteristic liniar (I ~ V), ceea ce semnific faptul c , spre deosebire de diodele obi nuite, ea nu are proprietatea de conduc ie unilateral . Întrucât influen a temperaturii este foarte slab i dioda poate func iona pân la frecven e foarte mari (~ 1010 MHz), ea se folose te ca amplificator, convertor i generator de oscila ii în domeniile FIF i UIF sau în circuite de comutare rapid i de formare a impulsurilor de foarte scurt durat . Materialul semiconductor folosit pentru construc ia diodelor tunel este Ge sau GaAs, iar tehnologia de realizare a jonc iunii este, de obicei, alierea. 1

Primele studii i cercet ri practice în leg tur cu dioda tunel au fost f cute de L. Esaki, începând cu anul 1958.

61

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii 4. Diode varicap (varactor) Acest tip de diod func ioneaz pe baza dependen ei capacit ii stratului de baraj de tensiune (a se vedea rela ia 2.16), fiind folosit la polarizare invers (pentru a avea o rezisten foarte mare). Simbolul folosit precum i schema echivalent sunt prezentate în figura 2.9.

Diodele varicap au capacit i de ordinul picofarazilor sau zecilor de picofarazi, materialul semiconductor folosit la construc ia lor fiind siliciul care asigur o rezisten mai mare la polarizare invers i curen i inver i mai mici decât alte materiale. Sunt folosite în circuite de acord, reglare automat a frecven ei, modulatoare de frecven etc. 5. Diode stabilizatoare de tensiune (Zener) Dup cum s-a ar tat în paragraful 2.1 (a se vedea figura 2.5), la polarizare invers , aplicând o tensiune peste o anumit valoare, se produce fenomenul de str pungere a jonc iunii p - n, fenomen ce const în cre terea foarte mare a curentului invers, la o varia ie foarte mic a tensiunii de polarizare. Str pungerea se poate produce pe dou c i: mecanismul Zener (tunelare) este datorat trecerii electronilor din banda de valen în banda de conduc ie, traversând banda interzis , în prezen a unui câmp electric intens, cel pu in egal cu o valoare critic , caracteristic materialului semiconductor (de exemplu, la siliciu, intensitatea câmpului electric critic la care se produce str pungerea prin mecanism Zener este de 8 ordinul a 10 V/m). Fenomenul apare în jonc iuni cu dopare mare, tensiunea de str pungere fiind relativ mic . Pentru puteri disipate sub o anumit limit , el este reversibil. mecanismul str pungerii în avalan apare în jonc iuni mai slab dopate, tot în prezen a unui câmp electric exterior, a c rui valoare minim (critic ) este mai mic decât cea necesar producerii mecanismului Zener (la siliciu, ~ 107 V/m). Acest mecanism se produce ca urmare a acceler rii purt torilor în câmpul electric la energii la care ace tia, interac ionând cu re eaua cristalin a semiconductorului, produc noi perechi de purt tori, care i ei vor fi accelera i i vor produce al i purt tori, procesul continuând în avalan , astfel încât num rul de purt tori este multiplicat, determinând o cre tere rapid a curentului prin jonc iunea polarizat invers. În general, într-o jonc iune str pungerea se produce prin ambele mecanisme, preponderen a unuia sau altuia dintre acestea fiind determinat de caracteristicile 62

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

jonc iunii. De i, teoretic, orice diod poate fi folosit ca diod stabilizatoare de tensiune, în practic se construiesc în acest scop diode speciale, folosind siliciul, la care intrarea în regiunea de str pungere se face abrupt i care rezist la temperaturi mai mari, ceea ce permite disiparea unor puteri mai mari. Tensiunea de str pungere, Vz a unei diode Zener poate avea valoarea cuprins între 3 i 400 V, odat atins aceast valoare, ea men inându-se aproape constant (fluctua iile nedep ind 0,5 - 1,5 %) pentru curen i inver i prin jonc iune de zeci i chiar sute de miliamperi. Puterea disipat de diodele Zener poate avea i ea valori cuprinse în limite largi, de la 0,25 pân la 50 W. Rezisten a dinamic a diodei Zener în du regiunea de str pungere, RZ = , are valori în domeniul 10 - 100 . Se constat di (lucru evident, de altfel), o dependen a tensiunii de str pungere de temperatur , fapt ce poate fi caracterizat de coeficientul termic al tensiunii stabilizate, c: 1 dVZ c= (2. 19) VZ dT Diodele stabilizatoare de tensiune (Zener), a a cum le spune i numele, sunt utilizate în circuitele de stabilizare a tensiunii sau a curentului, fie direct (cum se va vedea în capitolul urm tor), fie ca element de referin , în scheme mai complexe. În afara tipurilor de diode descrise mai sus, în practic se întâlnesc i altele cum sunt dioda de comuta ie (diode construite special pentru a trece rapid din starea blocat în cea de conduc ie i invers), dioda Gunn1 (de fapt, un cristal semiconductor de tip n, f jonc iune p-n, prezentând în caracteristica curenttensiune, ca i dioda tunel, o regiune de rezisten negativ , folosit la generarea oscila iilor de UIF), dioda IMPATT (structuri de tip p+-n-i-n+, caracterizate de o rezisten negativ , folosite în generarea oscila iilor cu frecven e în domeniul sutelor de GHz, cu puteri de ordinul wa ilor), dioda PIN (structuri de tip p+-i-n+, comportându-se ca un rezistor cu rezisten invers propor ional cu curentul prin el, folosite în circuite de comuta ie sau modula ie, la frecven e foarte înalte, în special în domeniul microundelor).

2.6.

Fenomene optice în jonc iunea p-n

a cum s-a v zut în paragraful 1.8, sub ac iunea radia iei electromagnetice incidente, în semiconductor are loc generarea unor purt tori de neechilibru care, într-o jonc iune p–n determin apari ia unui curent suplimentar fa de curentul de polarizare, curent pe care îl vom numi fotocurent, de intensitate IL, dat de o expresie de forma: 1

Efectul Gunn, observat în 1963 la GaAs, apoi i la al i semiconductori compu i care prezint mai multe minime în banda de conduc ie pentru anumite direc ii în cristal, const în producerea microundelor într-un semiconductor aflat într-un câmp electric exterior, mai mare decât o valoare de prag, caracteristic semiconductorului.

63

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

e (2. 20) h unde este eficien a cuantic (num rul de purt tori genera i de un foton absorbit), h constanta Planck, fluxul radia iei incidente i frecven a acesteia, mai mare sau cel pu in egal cu frecven a de prag. În aceste condi ii, curentul electric total prin diod are expresia:

IL =

eV

I = IS e kT 1 – IL

(2. 21)

Se poate constata c , în scurtcircuit (f polarizare din exterior, V = 0), prin diod circul un curent egal cu fotocurentul, I = – IL. Un astfel de dispozitiv, posedând o jonc iune p - n sensibil la radia ia electromagnetic se nume te fotodiod . De obicei, fotodioda se folose te în circuite electronice ca traductor optic, permi ând comanda curentului electric din circuit prin intermediul unui flux luminos, a a cum se poate vedea în figura 2.10 a. Ea se mai poate folosi i în circuite de m surare a m rimilor fotometrice (fotometre, luxmetre, exponometre), caz în care la bornele fotodiodei se leag un galvanometru (a se vedea figura 2.10 b) ce m soar direct fotocurentul propor ional cu fluxul incident i, deci cu iluminarea. Puterea debitat de o fotodiod este mic .

Dac jonc iunea fotosensibil este în circuit deschis (I = 0), atunci se constat c , sub ac iunea radia iei electromagnetice, la bornele acesteia apare o tensiune electromotoare, VL, având expresia:

kT I (2. 22) 1 L e Is În acest caz, dispozitivul se nume te fotoelement, celul fotovoltaic sau celul solar , reprezentând o surs de tensiune electromotoare ce converte te direct energia luminoas în energie electric . Pentru o eficien cât mai mare, fotoelementele trebuie s aib o suprafa de recep ie a luminii cât mai mare (mult mai mare decât cea a unei fotodiode). Puterea debitat în mod obi nuit de un fotoelement este de ordinul a 10–2 W, iar randamentul de conversie (raportul dintre V0 =

64

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

puterea electric disipat i fluxul energetic incident) atinge 21% utilizând GaAs i 18% utilizând Si. Evident, atât fotodiodele cât i fotoelementele trebuie construite în capsule transparente în domeniul spectral al radia iei electromagnetice la care ele func ioneaz . O alt categorie de diode în care se produc fenomene optice este cea a diodelor electroluminescente1, în care jonc iunea p–n este polarizat direct cu o tensiune suficient pentru a excita electronii din banda de valen , astfel ca, apoi, se produc fenomenul de recombinare radiativ (a se vedea paragraful 1.8). Este necesar ca aceasta s se produc cu o probabilitate suficient de mare (în compara ie cu recombin rile neradiative) pentru a se ob ine un randament de conversie a energiei electrice în energie luminoas suficient de bun. Cele mai bune materiale semiconductoare, din acest punct de vedere, sunt cele compuse, de tipul III - V, cum sunt GaAs, GaP i SiC. Pentru ca radia ia emis s fie în domeniul vizibil, este necesar ca diferen a dintre nivelurile energetice între care ale loc tranzi ia electronilor s fie mai mare decât 1,7 eV. L rgimea benzii interzise a GaAs este de 1,43 eV, ceea ce face ca radia ia emis s fie în domeniul infraro u ( = 9200 ), în timp ce l rgimea benzii interzise a GaP este de 2,1 eV, astfel încât radia ia emis este în domeniul vizibil, de culoare verde ( = 5600 ). Dac se realizeaz o solu ie solid a celor dou materiale, se pot ob ine radia ii de diferite culori, întrucât l rgimea benzii interzise depinde de propor ia celor dou materiale în solu ie. Câteva exemple sunt date în tabelul 2.1. În condi ii speciale, într-o jonc iune p–n se poate ob ine o inversie de popula ie care, combinat cu un fenomen de emisie stimulat , face ca radia ia emis s fie o radia ie LASER, cu binecunoscutele propriet i de coeren , monocromaticitate2, unidirec ionalitate i intensitate mare. În acest caz, dispozitivul se nume te diod laser, folosit în numeroase domenii cum sunt transmiterea optic a informa iei prin fibre optice i citirea-scrierea informa iilor pe compact-discuri. TABEL 2.1. Semiconductor ( ) domeniu spectral GaAs 9200 infraro u ro u 0,6 GaAs - 0,4 GaP 6600 6100 orange 0,5 GaAs - 0,5 GaP galben 0,2 GaAs - 0,8 GaP 5900 GaP 5600 verde 1

Ele sunt mai cunoscute sub denumirea de LED - uri (nu diode LED, ceea ce este un pleonasm !), LED fiind ini ialele cuvintelor din limba englez "Light Emitting Diode", ceea ce înseamn "diod emi toare de lumin " 2 Monocromaticitatea diodelor laser nu este atât de net ca în cazul altor categorii de laseri, ca urmare a tranzi iilor care nu au loc între niveluri discrete, radia ia emis având lungimea de und cuprins intr-un interval îngust.

65

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

2.7.

Aplica ii

2.7.1. Dioda semiconductoare 1. No iuni teoretice Dioda semiconductoare este o jonc iune p-n, reprezentând zona de trecere de la un semiconductor cu conduc ie de tip p la unul cu conduc ie de tip n în aceea i re ea cristalin continu . Ca urmare a difuziei purt torilor majoritari dintr-o zon în alta, în proximitatea jonc iunii se formeaz o sarcin fix pozitiv în zona n i negativ în zona p, ceea ce creeaz o barier de poten ial ce se opune difuziei în continuare a purt torilor majoritari. La o temperatur constant , procesul devine sta ionar când curentul purt torilor majoritari (cu sensul de la zona p la n) devine egal ca valoare cu cel al purt torilor minoritari (cu sensul de la n la p): Im0 = – Is0 La aplicarea unei tensiuni U, de polarizare direct (poten ial mai mare) pe zona p (anod) sau invers , curentul purt torilor majoritari cre te, respectiv scade, conform rela iei: eU e kT

I m Is 0 (2. 23) unde e este sarcina electric a port torilor (electroni sau goluri), k - constanta Boltzman, T - temperatura absolut i U tensiunea (pozitiv sau negativ ) aplicat pe diod . Curentul total va fi: I = Im + Is, adic :

I

Is 0

eU e kT

(2. 24)

1

rela ie care reprezint ecua ia diodei. Aceast rela ie poate fi aproximat pe por iuni prin rela ii mai simple:

I

Is 0

eU e kT

pentru U

0,1 V

(2. 25)

Is 0 pentru U 0,1 V O diod este caracterizat de mai mul i parametri (date de catalog): - coeficientul de temperatur : U T I ct - tensiunea invers de vârf repetitiv , VRRM - tensiunea de str pungere, Ustr - curentul direct maxim, Imax - timpul de comutare invers , trr (timpul necesar trecerii diodei din stare de conduc ie în stare de blocare) etc. 66

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

consider m circuitul din figura 2.11.

Putem scrie: E=RI+U (2. 26) Aceasta este o func ie liniar , reprezentat printr-o dreapt , în coordonate (I,U) numit dreapt de sarcin . Intersec ia acesteia, cu caracteristica diodei este un punct, P(U0, I0), numit punct static de func ionare (PSF) (figura 2.12).

Dac varia ia curentului sau a tensiunii este mic în raport cu componenta continu (valoarea medie) a respectivei m rimi, se spune c dioda func ioneaz la semnal mic. În acest caz, în jurul PSF, caracteristica diodei se poate aproxima cu o dreapt , astfel încât acest lucru permite determinarea rezisten ei dinamice, definit ca: du rd (2. 27) di Pentru un punct static de func ionare dat, la polarizare direct , rd se poate determina astfel:

rd

dU dI

1 ; dar I dI dU

Is

eU e kT

Pentru t = 25 C, coeficientul lui U de la exponent are valoarea

e kT

40 V

i atunci:

Is e40 U dI de unde 40 Is e 40 U dU Deci: I

(2. 28) 40 I .

67

1

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

1 (2. 29) 40 I 0 pentru punctul static de func ionare de ordonat I0. 2. Scopul lucr rii; dispozitiv experimental În aceast lucrare se urm re te trasarea caracteristicii diodei, determinarea rezisten ei dinamice a acesteia i vizualizarea pe osciloscop a caracteristicii diodei. Se folose te macheta ce are montat pe ea o diod i alte elemente necesare determin rilor, conform figurii 2.13. rd

În afara machetei mai sunt necesare: - surs de c.c. de tensiune variabil 0 ÷ 30 V; - AVO - metru (voltmetru); - transformator 222 V/5 20 V; - osciloscop; - generator de semnal sinusoidal JF; - fire de leg tur . 3. Mod de lucru a) Trasarea caracteristicii diodei - folosind macheta i fire de leg tur , se realizeaz montajul din figura 2.14;

-

-

se aplic diferite tensiuni E între 0 i 20 V (din volt în volt) i pentru fiecare se m soar U. În locul m sur rii lui I se prefer calcularea cu formula E U I R se schimb polaritatea sursei i se repet m sur torile pentru E între 0 i – 20 V din 2 în 2 V; se completeaz tabelul: 68

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

E (V)

U(V)

I(mA)

. . . - se traseaz pe hârtie milimetric graficul I = I(U) b) Vizualizarea caracteristicii pe osciloscop - se realizeaz montajul din figura 2.15.

Tensiunea aplicat la bornele Y este propor ional cu intensitatea curentului prin diod , iar cea de la bornele X este propor ional cu tensiunea pe diod . Cuplajul se va face în curent continuu. - se calibreaz osciloscopul pe vertical (mA/div) i orizontal (V/div) i se reproduce caracteristica vizualizat pe hârtie milimetric . - se compar cu cea trasat anterior. c) Determinarea rezisten ei dinamice - se realizeaz montajul din figura 2.16;

-

se stabile te un PSF (E între 3 i 10 V); se m soar cu AVO - metrul U0 i se determin I0; se calculeaz rezisten a dinamic , cu rela ia (2.29); se aplic un semnal sinusoidal cu amplitudinea de ordinul vol ilor i frecven a de 1 ÷ 5 kHz; ug se determin curentul i ; Rg

69

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

tensiunea variabil pe diod se m soar cu osciloscopul în c.a., cu o sensibilitate minim de 0,02 V/div; u se calculeaz rd ; i se compar cele dou valori ob inute i se repet opera iile de mai sus pentru înc dou PSF diferite; rezultatele se trec în tabelul:

E(V)

U0(V)

I0(mA)

rd ( )

ug(V)

i(mA)

u(V)

r’d( )

. . .

1. 2. 3. 4.

4. Întreb ri Ce concluzii se pot trage din analiza caracteristicii trasate i din compararea ei cu cea vizualizat la osciloscop ? Dac la vizualizarea caracteristicii pe osciloscop intrarea Y se trece pe c.a., imaginea apare dedublat . De ce ? La determinarea rd, dac se fixeaz ug = ct. i se variaz E, se constat c u este invers propor ional cu E. De ce ? Când se m soar u cu osciloscopul, dac intrarea Y se trece pe c.a. imaginea dispare. De ce ?

70

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

CAPITOLUL III

3. CIRCUITE DE REDRESARE 3.1.

Generalit i

Datorit propriet ii de conduc ie unilateral a diodei, acesta poate fi folosit în procesul de redresare a curentului alternativ, ob inându-se, astfel, curent continuu1. Schema-bloc a unui redresor este dat în figura 3.1 i cuprinde urm toarele p i (blocuri) componente: T - transformatorul, cu rol de separare galvanic a redresorului de re eaua de alimentare cu energie electric i de ob inere a tensiunii alternative de o valoare corespunz toare, R - redresorul propriu-zis, alc tuit din unul sau mai multe dispozitive redresoare, prin intermediul c rora se realizeaz procesul de redresare, prin care se ob ine un curent electric continuu, cu valoare variabil (pulsant) i F - filtrul de netezire, cu rol de mic orare a amplitudinii pulsa iilor tensiunii redresate, pentru ob inerea unei tensiuni cât mai apropiate de cea constant .

Pentru frecven e sc zute ale curentului alternativ se pot folosi redresoare mecanice dar practica a consacrat, datorit avantajelor din toate punctele de vedere, redresoarele electronice, acestea putându-se clasifica astfel: 1. dup num rul de faze ale tensiunii redresate: redresoare monofazate; redresoare polifazate (de exemplu, trifazate). 2. dup num rul alternan elor redresate: redresoare monoalternan ; redresoare bialternan . 3. dup posibilitatea controlului tensiunii redresate: redresoare necomandate; redresoare comandate (reglabile). 4. dup natura sarcinii: redresoare cu sarcin rezistiv ; 1

Redresarea curentului alternativ reprezint procesul de transformare a acestuia într-un curent continuu. Trebuie s subliniem (pentru evitarea oric ror confuzii posibile), c un curent continuu înseamn acel curent ce î i p streaz mereu acela i sens, spre deosebire de cel alternativ, care î i schimb periodic sensul. Cu alte cuvinte, un curent continuu nu este neap rat i constant, adic intensitatea acestuia poate s se modifice de la un moment la altul, doar sensul p strându-se mereu acela i.

71

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

redresoare cu sarcin inductiv ; redresoare cu sarcin capacitiv ; redresoare cu sarcin mixt .

3.2.

Redresorul monoalternan monofazat cu sarcin rezistiv

Schema unui astfel de redresor este prezentat în figura 3.2.a i cuprinde un transformator care asigur în secundar tensiunea alternativ instantanee u i dioda redresoare, tensiunea redresat , us, fiind aplicat rezistorului de sarcin , de rezisten Rs.

Pentru analiza func ion rii redresorului, este util schema echivalent montajului, prezentat în figura 3.2.b. În aceasta, r are expresia:

a

2

n2 r = r2 + r 1 (3. 1) n1 în care r1 i r2 sunt rezisten ele bobinei primare, respectiv secundare ale transformatorului, n1 i n2 fiind num rul de spire ale acestora. Al doilea termen al rela iei (3.1) reprezint rezisten a reflectat de primar în secundar. Tot în schema echivalent , Ri este rezisten a dinamic a diodei, Vd tensiunea de deschidere a acesteia, iar Rs rezisten a de sarcin . Not m: R = Ri + r (3. 2) Aplicând teorema a II-a lui Kirchhoff în ochiul de re ea al schemei echivalente, rezult : u = (R + Rs) i + Vd = Um sin t, de unde: U sin t Vd i= m (3. 3) R Rs Evident, rela ia de mai sus este valabil numai atât timp cât dioda conduce, în restul timpului curentul în circuit fiind nul. Varia iile în timp1 a tensiunii u = 1

Mai exact, pentru comoditate, s-a reprezentat varia ia m rimilor respective în func ie de t = 2

72

t.

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Umsin t i a curentului i sunt reprezentate în figura 3.3, în care u este figurat cu linie punctat , iar i cu linie continu .

Se observ c , între momentele t = 0 i t1, de i u este pozitiv, i = 0, acest lucru fiind datorat tensiunii de deschidere, diferite de zero, a diodei (pentru deschiderea acesteia, tensiunea trebuie s dep easc valoarea Vd). Unghiul 1, (unghiul de deschidere) corespunz tor momentului t1 al intr rii în conduc ie a diodei, se ob ine tocmai din condi ia ca i, dat de rela ia 3.3, s se anuleze. Deci: Vd (3. 4) 1 = t 1 = arcsin Um În mod analog, momentului t2, când dioda înceteaz s mai conduc , îi corespunde unghiul 2 (unghiul de închidere): – 1 (3. 5) 2 = t2 = Diferen a = 2 – 1 reprezint unghiul de conduc ie al diodei. Tensiunea redresat , us, la bornele rezistorului se sarcin , este: us = i RS (3. 6) i, evident, are aceea i form cu cea a lui i. Curentul mediu redresat are valoarea: 2 2 Vd U0 1 1 U m sin t Vd Um I0 = i d t d t 2 0 R RS 2 0 R RS R RS R RS (3. 7) Um unde U0 = – Vd. În cursul unei perioade dioda suport o tensiune invers maxim egal cu Um, în timpul perioadei negative, când dioda nu conduce. Curentul maxim suportat Um de diod este Imax = . R RS Dac se neglijeaz tensiunea Vd (care, de altfel, este mic ), unghiul de deschidere, 1, este nul i atunci:

73

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

RS U m sin t pentru 0 t (3. 8) uS = R R S 0 pentru t 2 Aceast tensiune, ca func ie matematic , se poate descompune în serie Fourier, dup cum urmeaz : U R 1 1 2 2 sin t cos 2 t cos 4 t uS = m S (3. 9) R RS 2 3 15 Se constat c us con ine o component continu cu valoarea: UmRS U= = R RS (ceea ce s-a ob inut i în rela ia 3.7), peste care se suprapun o infinitate de componente de componente alternative, din care, neglijând termenii de ordin superior, re inem componenta fundamental , cu pulsa ia egal cu cea a tensiunii de alimentare i amplitudinea: UmRS U~ = . 2 R RS Raportând aceast amplitudine la valoarea componentei continue, se define te factorul de ondula ie: U = ~ (3. 10) U 2 Randamentul procesului de redresare, ca raport dintre puterea util de curent continuu, P i puterea medie primit de circuitul redresor, Pm, se poate calcula (pentru o diod ideal ), astfel: 2 U2 1 1 1 U m sin t U 2m P = 2m ui d t d t = U0I0 ; Pm = 2 0 2 0 RS RS 4R S Deci: U 2 1 4R S 4 = 2m = 40,6 % (3. 11) 2 R S U 2m a cum se observ , randamentul este destul de sc zut, fapt datorat prezen ei armonicilor superioare sau, din punct de vedere fenomenologic, neutiliz rii uneia din alternan e. La un redresor real randamentul este, de fapt, chiar mai sc zut.

3.3.

Redresorul monofazat bialternan rezistiv

cu sarcin

Pentru îmbun irea randamentului redres rii, este necesar redresarea ambelor alternan e, fapt ce se poate realiza folosind montajul din figura 3.4 a. Forma tensiunii redresate, us, este cea din figura 3.4.b. (s-a neglijat valoarea tensiunii de deschidere, Vd). 74

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Curentul prin Rs este dat de suma curen ilor furniza i de cele dou sec iuni ale redresorului, care func ioneaz în contratimp, pe câte o semiperioad a tensiunii de alimentare. De fapt, se poate considera c redresorul dubl alternan este alc tuit din dou redresoare monoalternan care folosesc aceea i înf urare primar a transformatorului i debiteaz pe aceea i sarcin . La acest tip de redresor, tensiunea invers maxim pe parcursul unei perioade, suportat de fiecare diod , este dublul tensiunii maxime dintr-o sec iune a secundarului transformatorului, adic Uinv max = 2Um. Evident, curentul mediu prin fiecare diod este jum tate din curentul redresat. când analiza Fourier a tensiunii redresate, într-un mod asem tor celui de la redresorul monoalternan , se ob ine tensiunea redresat : U R 2 4 4 cos 2 t cos 4 t uS = m S (3. 12) R RS 3 15 Aceasta con ine o component continu cu valoarea: 2U m R S U= = R RS (dubl fa de cea de la redresarea monoalternan ) i o serie de componente alternative dintre care re inem numai pe cea fundamental , cu frecven a dubl 1 fa de cea a curentului alternativ de alimentare i cu amplitudinea: 4U m R S U~ = . 3 R RS În acest caz, expresia factorului de ondula ie este: 4U m 2 = 66,7 % (3. 13) = 3 2U m 3 Dac se face o compara ie între redresorul dubl alternan i cel monoalternan , rezult c primul este evident mai avantajos: randamentul s u este dublu, iar factorul de ondula ie se reduce aproximativ la jum tate. Totu i, sunt i 1

Se poate considera c , fa de redresarea monoalternan , componenta fundamental a tensiunii redresate a fost înl turat , r mânând numai armonicile. În acest mod, se poate explica reducerea factorului de ondula ie.

75

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii unele dezavantaje: are un gabarit mai mare (înf urarea secundar a transformatorului dubl ) i folose te dou diode în loc de una, acestea având tensiunea invers maxim dubl fa de cea a diodei redresorului monoalternan .

Pentru a elimina i aceste dezavantaje, în practic se folose te un alt tip de redresor dubl alternan : redresorul în punte (figura 3.5.a). A a cum se poate vedea, pe una din alternan e curentul circul prin diodele D4 i D2, celelalte dou fiind blocate (figura 3.5.b), iar pe cealalt alternan rolurile se inverseaz : diodele D4 i D2 sunt blocate, curentul circulând prin diodele D3 i D1 (figura 3.5.c), astfel încât, permanent, prin rezistorul de sarcin sensul curentului r mâne acela i. Valorile tensiunii medii redresate i curentului mediu redresat sunt acelea i ca la redresorul dubl alternan clasic, în schimb tensiunea invers maxim suportat de fiecare diod este numai Um. Transformatorul având numai o singur înf urare secundar , ca la redresorul monoalternan , rezult c redresorul în punte are un singur dezavantaj fa de redresorul monoalternan : folosirea a patru diode, în loc de una, ceea ce înseamn un pre de cost mai mare. Cum pre ul diodelor este mic, comparativ cu pre ul total al redresorului, iar redresorul în punte p streaz toate avantajele redres rii ambelor alternan e, este evident de ce, în practic , folosirea redresorului în punte s-a generalizat. De altfel, fabrican ii de dispozitive semiconductoare pun în prezent la dispozi ia utilizatorilor pun i redresoare integrate, con inând toate cele patru diode într-o singur capsul , într-o gam larg de variante, cu parametri de func ionare diver i.

76

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

3.4.

Redresorul monofazat cu sarcin RL

Schema corespunz toare acestui tip de redresor, în varianta monoalternan este prezentat în figura 3.6. Inductan a L poate fi con inut în sarcin sau poate fi adi ionat acesteia pentru o mai bun filtrare (efectul fiind analizat în continuare).

Ca urmare a faptului c prin aceast inductan trece un curent variabil, se produce fenomenul de autoinduc ie, constând în apari ia la bornele elementului inductiv a unei tensiuni autoinduse, date de rela ia: di e= L (3. 14) dt Aplicând a doua teorem a lui Kirchhoff în circuitul de redresare pentru timpul cât dioda, presupus ideal , conduce, se ob ine: di U = L + iRS = Umsin t (3. 15) dt Aceasta este o ecua ie diferen ial de ordinul I neomogen , a c rei solu ie este dat de suma dintre solu ia general a ecua iei omogene corespunz toare (componenta tranzitorie) i o solu ie particular a ecua iei neomogene: i=

Um R S2

L

2

sin

t

sin

e

RS t L

(3. 16)

în care, L (3. 17) RS Pentru o valoare suficient de mare a inductan ei L, valoarea Rs/L este mic , astfel încât al doilea termen al rela iei 3.16 este, practic, constant, peste acesta suprapunându-se o component alternativ , dat de primul termen (amplitudinea acestei componente este cu atât mai mic , cu cât L este mai mare). Forma curentului redresat, i, este dat în figura 3.7. Punând în rela ia 3.16 condi ia i = 0, se poate calcula unghiul de conduc ie, care cre te odat cu sc derea raportului L/Rs, ceea ce înseamn o mai bun filtrare la cre terea valorii lui L, rezultat ob inut i mai sus.

tg =

77

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

De aceea, în practic , pentru filtrare se folosesc bobine cu inductan cât mai mare, singurele limit ri fiind impuse de gabaritul acestora i de ob inerea unui factor de calitate al lor cât mai ridicat.

3.5.

Redresorul monofazat cu sarcin RC

Schema corespunz toare acestui tip de redresor, în varianta monoalternan este prezentat în figura 3.8.a, în figura 3.8.b fiind dat forma tensiunii la bornele rezistorului de sarcin .

Dup cum se poate vedea, capacitatea C este legat în paralel cu rezistorul de sarcin , putând fi con inut chiar în consumator sau putând fi ad ugat pentru reducerea pulsa iilor tensiunii redresate. Procesul care are loc este urm torul: condensatorul se încarc atunci când dioda conduce, desc rcându-se pe Rs când dioda este blocat , în acest fel ob inându-se netezirea prin repartizarea mai uniform în timp a energiei electrice consumate de sarcin . De fapt, condensatorul, având o capacitate mare, deci o reactan capacitiv mic , scurtcircuiteaz în curent alternativ rezistorul de sarcin , astfel încât prin acesta circul numai componenta continu a tensiunii redresate i o foarte mic parte din cea alternativ , restul trecând prin condensator. Tensiunea la bornele diodei este ud = u – us, astfel încât aceasta este polarizat atât pozitiv cât i negativ. Dioda conduce numai atât timp cât este

78

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii polarizat pozitiv, deci când u > us, în rest ea este blocat i condensatorul se descarc pe Rs. Practic, dioda se deschide doar pe vârful alternan ei pozitive, când u > us U=. du dq dq Din rela iile: C = ; iC = , rezult : iC = C C . dt dt du C Dac dioda (presupus ideal ) conduce, i = iR + iC, unde du U iC = C C = CUmcos t ; iR = m sin t. dt RC Dup înlocuirea expresiilor lui iR i ic, rezult : 1 2 i = Um (3. 18) C sin t 2 RS unde tg = CRS (3. 19) În restul timpului, cât dioda nu conduce, condensatorul se descarc pe Rs, tensiunea variind la bornele sale conform rela iei: t

uC = uS = UC e CR S (3. 20) unde Uc este tensiunea maxim de înc rcare a condensatorului. În condi ia în care C este suficient de mare, constanta de timp CRs este i ea mare, astfel încât desc rcarea condensatorului se face suficient de lent pentru ca tensiunea uc s nu scad prea mult pân la o nou înc rcare. În cazul redresorului dubl alternan , efectul de netezire a pulsa iilor tensiunii redresate de c tre condensator este i mai pronun at, ca urmare a reducerii timpului de desc rcare. În analiza sumar a fenomenului, nu s-a luat în considerare rezisten a secundarului i nici cea a diodei. Dac se ine cont i de acestea, se constat c unghiul de conduc ie al diodei ( i a a destul de mic) se reduce foarte mult, impulsurile curentului redresat devin foarte scurte dar cresc în amplitudine, fapt care duce la cre terea valorii efective a tensiunii redresate.

3.6.

Redresorul cu dublare de tensiune

Schema de principiu a unui astfel de redresor este prezentat în figura 3.9. Dup cum se vede, ea deriv din cea a unui redresor în punte, la care dou din diodele redresoare au fost înlocuite cu câte un condensator. Func ionarea acestui redresor este urm toarea: când se aplic tensiunea de alimentare a pun ii, apare un regim tranzitoriu în care pe una din alternan e se încarc un condensator, iar pe cea de-a doua, cel lalt condensator (mai exact, când conduce dioda D1 se încarc condensatorul C1 la tensiunea Um, iar când conduce dioda D2 se încarc condesatorul C2 la tensiunea Um).

79

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Tensiunea la bornele lui Rs este egal cu cea la bornele grup rii în serie a celor dou condensatoare deci, dac rezisten a proprie a redresorului este mult mai mic decât Rs, constanta de timp la desc rcare este mult mai mare decât cea la înc rcare, astfel încât pe rezisten a de sarcin va exista permanent o tensiune doar cu pu in mai mic decât dublul tensiunii maxime furnizate de secundarul transformatorului.

3.7.

Filtre de netezire a tensiunii redresate

Pentru asigurarea unui factor de ondula ie corespunz tor, se pot utiliza filtre de netezire. Configura iile acestora sunt diverse dar se pot reduce întotdeauna la configura ia de baz , prezentat în figura 3.10.

Tensiunea furnizat de redresor, u, i aplicat filtrului, are dou componente: una continu , Uo, cealalt alternativ , cu valoarea efectiv U. Tensiunea la bornele lui Rs, us, (adic la ie irea filtrului) va avea i ea o component continu , Uso i una alternativ , cu valoarea efectiv Us. Pentru o filtrare perfect , s-ar impune ca Uso = Uo i Us = 0 dar, în realitate, condi iile nu pot fi asigurate decât cu aproxima ie, adic Uso Uo i Us << U. Între cele patru m rimi exist rela iile: Z2 R S US0 = U 0 (3. 21) Z1 Z 2 R S 0 US = U

Z2 R S

(3. 22)

Z1 Z 2 R S

Din condi iile impuse, rezult : 80

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Z2 R S Z2 R S

0

Z1

(3. 23)

0

Z1

(3. 24)

Dac factorul de ondula ie al redresorului (la intrarea filtrului) este , atunci, la ie irea filtrului, acesta este: Z2 R S S

=

Z1 Z 2 R S

(3. 25)

Z2 R S Z1 Z 2 R S

0

Explicitând în func ie de configura ia filtrului impedan ele complexe Z1 i Z2, în baza rela iei (3.25), se poate calcula factorul de ondula ie în diferite cazuri particulare.

3.8.

Stabilizatoare de tensiune

Stabilizatorul este un dispozitiv electronic cu impedan variabil , comandat de varia ia unei m rimi electrice (tensiune, curent) de la intrarea sa, astfel încât aceast varia ie este compensat prin varia ia c derii de tensiune pe impedan , la ie irea stabilizatorului m rimea electric respectiv p strându- i o valoare constant . Stabilizatoarele se pot clasifica, dup diferite criterii, astfel: a) dup parametrul electric stabilizat: - stabilizatoare de tensiune - stabilizatoare de curent b) dup metoda de stabilizare: - stabilizatoare parametrice - stabilizatoare prin compensare - stabilizatoare cu reac ie c) dup modul de conectare a elementului de stabilizare: - stabilizatoare serie - stabilizatoare paralel Pentru a caracteriza eficien a unui stabilizator, se define te1 factorul de stabilizare în tensiune, ca raport între varia iile relative ale tensiunii la intrare, respectiv la ie ire:

1

Defini ia s-a f cut pentru un stabilizator de tensiune. Evident, pentru unul de curent, formulele se adapteaz în mod corespunz tor. De altfel, în cele ce urmeaz ne vom referi numai la stabilizatoarele de tensiune. 81

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

U in U in F= US US

(3. 26) R S ct .

De asemenea, se poate utiliza coeficientul de stabilizare, definit astfel: U in (3. 27) S= U S R ct . S

În cele dou rela ii, Uin este tensiunea la intrarea stabilizatorului, iar Us cea de la ie irea acestuia, adic tensiunea la bornele rezistorului de sarcin . 3.8.1. Stabilizatoare parametrice Stabilizatoarele parametrice folosesc în componen a lor elemente neliniare, caracterizate printr-un parametru variabil în func ie de tensiunea la intrare. Un astfel de element este dioda Zener, schema unui stabilizator de tensiune parametric utilizând o diod Zener fiind dat în figura 3.11.

În figura 3.11.a este prezentat schema de principiu a stabilizatorului, alc tuit numai din dioda Zener i rezistorul de balast, R, în figura 3.11.b este dat schema echivalent a stabilizatorului, iar în figura 3.11.c este prezentat caracteristica liniarizat a diodei Zener la polarizare invers , pe care sunt reprezentate punctele de func ionare A, la tensiune minim i B, la tensiune maxim . Sursa de alimentare (redresorul) furnizeaz tensiunea continu Ur i are rezisten a intern Rr. Analizând figura 3.11.c, se poate constata c , la varia ii mari ale curentului prin dioda Zener, între Iz max i Iz min, are loc o varia ie foarte mic a tensiunii Uz, de la Uz max la Uz min, ca urmare a pantei foarte abrupte a caracteristicii diodei Zener. Astfel, chiar dac punctul de func ionare se deplaseaz destul de mult (de la A la B

82

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii sau invers, ca urmare a varia iei rezisten ei de sarcin sau a tensiunii Ur), varia ia curentului I va fi preluat în cea mai mare parte prin dioda Zener. Se poate scrie: UZ Uin = RI + US = R(IZ + IS) + UZ = R I Z + UZ (3. 28) RS Calculând coeficientul de stabilizare, se ob ine: U in U in IZ 1 1 1 R 1 R S= 1 US UZ UZ RS rZ R S Deci: 1 1 S = 1 +R (3. 29) rZ R S R Cum, de obicei, rz este foarte mic (r z << Rs), se poate aproxima S = 1 + , rZ ceea ce ne permite s scriem: U US R US (3. 30) F=S S 1 U in U in rZ U in Se poate constata c pentru a ob ine o stabilizare mai bun , adic un coeficient de stabilizare mai mare, trebuie s creasc rezisten a de balast, R, ceea ce duce îns la o pierdere de energie în circuit, deci la o utilizare ineficient a acesteia. 3.8.2. Stabilizatoare cu compensare În figura 3.12 este prezentat schema-bloc a unui stabilizator cu compensare, în varianta serie (figura 3.12.a), respectiv paralel (figura 3.12.b).

Func ionarea are loc astfel: detectorul de eroare, DE, este un dispozitiv care compar permanent tensiunea de la intrarea stabilizatorului, Uin, cu o tensiune de referin , Uref, de valoare cât mai constant , furnizat de un dispozitiv electronic (poate fi o diod Zener polarizat invers, ce func ioneaz la tensiunea de str pungere). Diferen a dintre cele dou tensiuni este amplificat de amplificatorul de eroare, AE, tensiunea ob inut la ie irea acestuia aplicându-se elementului de 83

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii reglaj, ER, cu rezisten variabil , în func ie tocmai de aceast tensiune. C derea de tensiune pe elementul de reglaj compenseaz varia ia tensiunii de intrare, astfel încât la ie irea stabilizatorului se ob ine o tensiune practic constant . În schemele mai simple, amplificatorul de eroare poate s lipseasc , diferen a dintre cele dou tensiuni comparate comandând direct elementul de reglaj. Acest tip de stabilizator este mai eficient decât cel anterior, utilizând energia sursei de tensiune cu un randament sporit dar are dezavantajul c nu reac ioneaz decât la varia iile tensiunii de intrare, nu i la cele ale rezisten ei de sarcin . 3.8.3. Stabilizatoare cu reac ie Cele dou variante constructive, serie i paralel, ale schemei-bloc a stabilizatorului cu reac ie sunt prezentate în figura 3.13.a, respectiv 3.13.b.

Se poate constata asem narea cu schema stabilizatorului cu compensare, doar c tensiunea de referin , Uref, este comparat direct cu tensiunea de ie ire, Us, semnalul rezultat din aceast comparare i (eventual) amplificare fiind aplicat elementului de reglaj. În acest caz, procesul de stabilizare are loc indiferent de cauza ce produce varia ia tensiunii de ie ire, adic i în cazul varia iei tensiunii de intrare i în cel al varia iei rezisten ei de sarcin , efectul de stabilizare fiind deci mult mai eficient.

3.9.

Aplica ii

3.9.1. Redresarea curentului alternativ 1. No iuni teoretice Montajul care, alimentat cu energie în curent alternativ, furnizeaz la ie ire energie în curent continuu se nume te redresor. În general, acesta are trei p i: transformatorul, care modific valoarea tensiunii alterntive a re elei astfel încât la ie irea redresorului s se ob in tensiunea dorit , elementul redresor (unul sau mai multe dispozitive neliniare cu conduc ie unilateral ) i filtrul de netezire, cu rol de a reduce pulsa iile tensiunii redresate, având în componen elemente pasive reactive (condensatoare i bobine), uneori rezistoare. 84

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

A. Redresorul monoalternan Schema dispozitivului este prezentat în figura 3.14. Curentul circul prin diod atâta timp cât ea este polarizat direct.

Rezisten a total din circuitul diodei, în afar de rezisten a de sarcin , este: 2

n2 (3. 31) R t R i r2 r1 n1 unde Ri este rezisten a intern (dinamic ) în conduc ie direct a elementului redresor (dioda D), iar r1 i r2 sunt rezisten a primarului respectiv a secundarului transformatorului. Ultimul termen din rela ia (3.31) reprezint rezisten a reflectat de primar în secundarul transformatorului. Se vede c : Rs u 2 pentru u 2 0 R t Rs (3. 32) u 0 pentru u 2 0 unde u2 = U2 sin t reprezint tensiunea alternativ la bornele secundarului. Tensiunea redresat , u, va fi de forma din figura 3.15.

Media tensiunii redresate pe o perioad ( componenta continu a acestei tensiuni) este: U0

1 T

T

u dt 0

1 2

Rs R 0 t

Rs

U 2 sin t d ( t )

85

1 R s U2 R t Rs

(3. 33)

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

U

Rs U2 este amplitudinea tensiunii redresate, u. Rt Rs Curentul redresat are valoarea: U0 U U2 (3. 34) I0 Rs Rs R t Rs u se poate dezvolta în serie Fourier: 2 1 1 cos 2 t sin t u U (3. 35) 3 2 i, neglijând termenii de ordin superior, U U u (3. 36) sin t 2 Se constat c tensiunea redresat are dou componente: o component U U continu , U 0 . i o component alternativ cu amplitudinea egal cu 2 Se define te factorul de ondula ie: U~ (3. 37) U ca fiind raportul dintre amplitudinea componentei alternative i valoarea componentei continue. Pentru redresorul analizat, U 1,57 2 U 2 Sc derea valorii factorului de ondula ie, ceea ce duce la ob inerea unei tensiuni redresate mai apropiat ca form de cea continu i la cre terea randamentului redresorului, se face folosind un filtru. Cel mai simplu filtru este un condensator legat în paralel cu rezistorul de sarcin , tensiunea filtrat având în acest caz forma din figura 3.16.

deci U 0

, unde U

Acest lucru este datorat faptului c are loc o reducere a amplitudinii componentei alterntive ce trece prin Rs, o parte din aceasta trecând prin condensator. Cu cât reactan a condensatorului este mai mic , cu atât filtrarea este mai bun . Mai concret, lucrurile se întâmpl astfel: într-un interval de timp t relativ mic fa de T, dioda conduce (u2 > u), u având aceea i form cu u2, condensatorul se încarc la valoarea U2. În restul timpului, u2 < u, dioda nu 86

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii conduce i condensatorul se descarc pe Rs (desc rcare exponen ial cu constanta de timp C Rs), tensiunea u sc zând de la valoarea U la U – u ( u se nume te tensiune de ondula ie). Calculul capacit ii condensatorului care asigur un factor de ondula ie dorit se poate face astfel: sarcina cu care se încarc condensatorul este q = C u, sarcin ce formeaz curentul mediu de desc rcare al condensatorului în timpul: U T – t T; q I T ; I Rs deci: U U . C u T ;C Rs Rs u u u unde U 0 U Dar U , deci 2 U0 2 1 (3. 38) 2 C Rs B. Redresorul dubl alternan Schema dispozitivului este cea din figura 3.17.a, în figura 3.17.b fiind reprezentat forma tensiunii pe Rs. Cum tensiunile pe cele dou jum i ale secundarului sunt în antifaz , când D1 conduce, D2 este blocat i invers.

Factorul de ondula ie al acestui redresor f 4U 2 3 0,67 2U 3

filtru este: (3. 39)

O alt variant de redresor dubl alternan este cea a redresorului în punte (figura 3.18). Avantajul fa de schema clasic este reducerea gabaritului transformatorului (se utilizeaz o singur înf urare în secundar). Pe alternan a pozitiv conduc diodele D2 i D4 iar D1 i D3 sunt blocate i pe alternan a negativ , invers.

87

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Se poate constata c frecven a tensiunii redresate la redresoarele dubl alternan este dublul tensiunii alternative, iar prin compara ie, factorul de ondula ie când se utilizeaz un condensator legat în paralel cu Rs este: 1 (3. 40) 4 C Rs

2. Scopul lucr rii; montaj experimental Lucrarea are ca scop studiul func ion rii redresorului mono i dubl alternan precum i determinarea factorului de ondula ie pentru diferite condensatoare. În acest scop se utilizeaz macheta din figura 3.19, care cuprinde urm toarele elemente: o diod redresoare legat la bornele A – B, o punte redresoare integrat , legat la bornele C – D – E – F, trei condensatoare de capacit i diferite (25 F, 100 F i 200 F) i rezistorul de sarcin , de 5 k /2W.

Conectarea în circuit a unuia sau altuia dintre cele trei condensatoare se face cu ajutorul comutatorului K. Se mai folosesc: - osciloscop cu dou spoturi; - transformator 220/24 V; - fire de leg tur ; 3. Mod de lucru A. Se realizeaz redresorul monoalternan . 88

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

se vizualizeaz simultan tensiunea u la bornele rezistorului de sarcin , R2 i u2 la bornele secundarului, aplicându-le la intr rile Y1 i Y2 ale osciloscopului; - se reproduc u i u2 pe hârtie milimetric ; - se introduc în schem pe rând cele trei condensatoare i se vizualizeaz u, reprezentându-se pe hârtie milimetric ; se m soar pe osciloscop u; B. Se realizeaz redresorul dubl alternan în punte. - se repet opera iile de la punctul A; - se calculeaz pentru fiecare valoare a capacit ii i pentru fiecare din cele dou scheme factorul de ondula ie cu formula (3.38), respectiv (3.40); - se compar valorile ob inute mai sus cu cele determinate experimental, u pe baza formulei (3.37), unde U ~ i U= se m soar direct la 2 bornele rezistorului de sarcin cu un voltmetru de curent continuu sau cu osciloscopul, prin trecerea succesiv a acestuia din pozi ia c.c. în pozi ia c.a. i determinarea deplas rii imaginii. Aten ie: nu se vizualizeaz simultan tensiunile u1 i u2. - Rezultatele se trec într-un tabel de forma: Redresor monoalternan Redresor dubl alternan

1. 2.

3. 4.

C ( F) 25 100 200 25 100 200

U= (V)

u (V)

calculat

m surat

4. Întreb ri Ce concluzii se pot trege din compararea valorilor calculate cu cele determinate experimental ale factorului de ondula ie ? De ce se deplaseaz pe vertical imaginea de pe ecranul osciloscopului ce vizualizeaz tensiunea redresat la trecerea acestuia din pozi ia c.c în pozi ia c.a ? De ce nu este permis vizualizarea concomitent a tensiunilor u1 i u2 ? Se poate efectua lucrarea dac osciloscopul nu ar dispune de dou intr ri, Y1 i Y2 ?

3.9.2. Dioda stabilizatoare (ZENER) 1. No iuni teoretice O diod semiconductoare suport o anumit tensiune invers maxim , care, dep it , duce la distrugerea jonc iunii. Dioda stabilizatoare prezint un fenomen de str pungere nedistructiv , caracterizat prin cre terea puternic a curentului invers, la o valoare aproape constant a tensiunii inverse pe jonc iune, fenomen 89

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii determinat în esen de dou efecte: efectul Zener i multiplicarea în avalan a purt torilor de sarcin electric . Efectul Zener se produce la tensiuni inverse între 2,7 V i 5 V când, datorit dop rii puternice a zonelor n i p bariera de poten ial este redus , fiind posibil trecerea purt torilor prin jonc iune. În cazul unei dop ri mai reduse se produce cel lalt efect iar tensiunea de str pungere este peste 7 V. În acest caz, electronii sunt puternic accelera i în câmpul electric intens din jonc iune i ciocnirile lor cu atomii din re ea duc la formarea altor perechi electron-gol, prin repetarea acestui proces ob inându-se multiplicarea în avalan a purt torilor. O diod stabilizatoare (Zener) este folosit în aplica ii polarizat invers în regiunea de str pungere. Caracteristica diodei în aceast regiune este reprezentat în figura 3.20.

Se observ c , pentru un domeniu larg de valori ale curentului prin diod , tensiunea r mâne practic constant , VZ. În fapt, se observ o u oar cre tere a u tensiunii odat cu cre terea curentului, rezisten a dinamic a diodei, rZ i având valori mici (1÷20 ). Tensiunea VZ poate avea valori între câ iva vol i pân la câteva sute de vol i, valoarea exact fiind determinat de tehnologia de construc ie a diodei.

În aplica iile practice, curentul invers prin dioda Zener nu trebuie s dep easc o valoare maxim , caracteristic diodei respective. 90

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Pentru u urin a studiului teoretic, este util modelul liniar al diodei, în care caracteristica este aproximat conform figurii 3.21.a, schema echivalent fiind prezentat în figura 3.21.b. Principala aplica ie a diodei Zener este stabilizatorul de tensiune, care asigur o tensiune de sarcin constant în condi ia varia iei între anumite limite a tensiunii de intrare i curentului de sarcin . Schema unui stabilizator simplu este cea din figura 3.22.a:

Pentru ca us s fie practic egal cu uz este necesar dimensionarea corect a valorii R. Considerând modelul liniar al diodei, putem scrie: u u g u U z i z rz u U z i z rz R U z i z rz i i z is iz Rs sau u U z i z rz R (3. 41) Uz rz is 1 Rs Rs Ecua ia dreptei de sarcin este: U R Rs (3. 42) iz uz R R Rs Cum u, iz i Rs variaz între anumite limite, valoarea lui R se va calcula utilizând valorile medii ale celor trei m rimi sau se vor calcula limitele intervalului de valori ale lui R. Limitele lui iz sunt impuse de tipul diodei (Iz min - valoarea minim a curentului la care se produce str pungerea, Iz max - valoarea maxim a curentului invers), iar ale lui u i Rs de aplica ia practic în care se folose te dioda. Stabilizatorul de tensiune este caracterizat de doi parametri: factorul de stabilizare i rezisten a la ie ire. Varia ia tensiunii pe dioda Zener poate fi produs de modificarea tensiunii de intrare, u i a curentului de sarcin , is. Putem scrie: 91

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

u = R (iz + is) + uz

iz

uz

Uz rz

de unde,

-

s

-

rz

R rz R Uz R rz R rz R rz Ultimul termen fiind constant (Uz = ct), rezult : rz R rz uz u is R rz R rz Definim: factorul de stabilizare: u u R rz s u s i ct u z i ct rz uz

rezisten a de ie ire: us re is u ct

u

is

(3. 43)

(3. 44)

s

uz is

u ct

R rz R rz

(3. 45)

Se vede c : u is re (3. 46) s Pentru ca stabilizatorul s fie eficient trebuie ca s s fie cât mai mare, iar r e cât mai mic . 2. Scopul lucr rii; montaj experimental Lucrarea are ca scop studiul diodei Zener (vizualizarea caracteristicii diodei Zener la osciloscop) i studiul experimental al stabilizatorului cu diod Zener. Se utilizeaz urm toarele materiale: - macheta ce are montate pe ea elementele necesare experimentelor (figura 3.23): us

uz

Se mai folosesc: osciloscop; - transformator 220V/20V; - fire de leg tur . 92

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

3.Mod de lucru se realizeaz cu macheta din figura 3.23 montajul pentru vizualizarea caracteristicii diodei Zener (figura 3.24);

-

se vizualizeaz caracteristica celor trei diode de pe machet ; se determin Uz pentru fiecare din cele trei diode Zener; se realizeaz cu macheta montajul din figura 3.25;

-

se vizualizeaz la osciloscop tensiunea u pe intrarea c.c. Pe intrarea c.a. se determin valorile Umax i Umin i se calculeaz u; - se vizualizeaz pe intrarea c.c. us iar pe c.a. se determin us. Se compar us cu valoarea calculat , tiind c rz = 4 ; - se calculeaz s experimental i se compar cu cel teoretic; - se calculeaz iz, cunoscând Uz. 4. Întreb ri 1. Dac în montajul experimental din figura 5.4 se înlocuie te condensatorul de filtraj de 100 F cu unul cu capacitatea de 20 F, se constat c us nu mai este stabilizat . De ce ? S se calculeze limitele de varia ie ale lui Is. 2. În condi iile întreb rii 1, înlocuind Rs = 510 cu un rezistor cu rezisten a de 3 k , tensiunea us este din nou stabilizat . De ce ?

93

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii CAPITOLUL IV

4. TRANZISTORUL BIPOLAR 4.1.

Construc ie; principiu de func ionare

Tranzistorul bipolar (numit astfel deoarece, la procesele ce au loc particip ambele tipuri de purt tori) este construit dintr-un monocristal semiconductor, împ it în trei zone, al c ror tip de conduc ie alterneaz , formându-se, astfel, dou jonc iuni p-n. Este evident c exist dou variante constructive, p-n-p i n-p-n, a a cum se arat i în figura 4.1, în care se prezint i simbolul folosit în schemele electronice pentru acest dispozitiv.

Zona central se nume te baz , cele laterale emitor i, respectiv, colector. Pentru func ionarea corect i apari ia efectului de tranzistor, baza trebuie s aib o grosime foarte mic , iar emitorul trebuie s fie mult mai puternic dopat decât colectorul.

94

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Diagrama benzilor de energie i structura jonc iunilor într-un tranzistor p-np1 sunt prezentate în figura 4.2.a, respectiv 4.2.b. Montarea tranzistoarelor în circuite poate fi f cut în trei feluri diferite, numite: conexiune cu baza comun , cu emitor comun i respectiv cu colectorul comun, dup cum unul din cei trei electrozi este comun circuitelor de intrare i ie ire (figura 4.3).

consider m configura ia cu baz comun , din figura 4.3.a, pentru un tranzistor p-n-p; jonc iunea E-B fiind polarizat direct, are loc injectarea golurilor din emitor în baz , acestea difuzând mai departe, spre colector. În condi ia în care grosimea bazei este mic ( 5 10-6 m), cu excep ia unui mic num r de goluri care se recombin în baz , celelalte vor trece în colector. Mai exact, pentru ca acest lucru s se produc este necesar ca grosimea bazei s fie mai mic decât lungimea de difuzie a golurilor în baz . În acest fel, deci, curentul ce apare în jonc iunea B-C este aproape egal cu cel prin jonc iunea E-B. Cum aceasta din urm este polarizat direct, rezisten a sa fiind foarte mic , în timp ce jonc iunea B-C este polarizat invers, rezisten a sa fiind foarte mare, putem spune c , în condi iile precizate, are loc un transfer, practic f pierderi, al unui curent dintr-un circuit de rezisten mic într-unul de rezisten mare. Acesta reprezint efectul de tranzistor (de unde i numele dispozitivului, ob inut din combinarea a dou cuvinte: TRANsfer - reZISTOR). determin m acum expresiile curen ilor prin tranzistor. Pentru regiunea bazei, din formula (1.35), în condi iile E = 0 i p/ t = 0, rezult : 2 p p pB DB 2 0 (4. 1) x B De asemenea, p jp = – eDB ; jn = j – jp (4. 2) x unde jn, jp i j sunt densit ile de curent de electroni, de goluri i respectiv total în baz , DB coeficientul de difuzie al golurilor în baz , B timpul de via al golurilor 1

Fenomenele în tranzistoarele n-p-n se petrec în acela i mod.

95

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

în baz i pB concentra ia de goluri în baz la echilibru (în lipsa injec iei de goluri din emitor). Dac not m l rgimea bazei cu w, atunci, la limitele dinspre emitor, respectiv colector ale acesteia, concentra ia de goluri are expresiile:

p0

pB e

eVEB kT

1

;

pw

e

eVBC kT

1

(4. 3)

Rezolvând ecua ia 4.1 în condi iile la limit 4.3, rezult : p(x) = pB + C1 e

x LB

+ C2 e

x LB

(4. 4)

unde C1 =

pw

p0e w LB

w LB

; C2 =

w LB

pw

p0e

w LB

w LB

w LB

e e e e În aceste rela ii, LB = D B B este lungimea de difuzie a golurilor în baz . Se poate observa c , dac l rgimea bazei este prea mare (w >> LB), rela ia 4.4 se x LB

reduce la p(x) = pB + p(0) e , expresie ce caracterizeaz jonc iunea E-B f nici o influen din partea jonc iunii B-C, deci ca în cazul când cele dou jonc iuni sunt complet separate, ceea ce arat c în aceast situa ie efectul de tranzistor nu se mai produce. Concomitent cu difuzia golurilor, are loc o injectare de electroni din baz în emitor, electroni extra i, la rândul lor, din colector. Concentra iile acestora la marginile bazei (condi iile la limit ) sunt date de expresiile:

n

xE

nE e

eVEB kT

1

;

n xC

e

eVBC kT

1

(4. 5)

Rezolvând i ecua ia de continuitate pentru electroni (analoag cu rela ia 4.1), rezult : n(x) =

nE

n

xE e

x xE LE

pentru x

xE

(4. 6)

x xC LC

nC n xC e pentru x x C unde nE i nC sunt concentra iile de electroni la echilibru în emitor, respectiv colector, iar LE i LC sunt lungimile de difuzie ale electronilor în emitor, respectiv colector. Utilizând rela ia 4.2 i echivalentul ei pentru electroni, se calculeaz jn i jp i considerând c suprafa a transversal a bazei are aria S, rezult curen ii: w

D p e LB IE = eS B B w LB e LB

e e

w LB w LB

e

eV EB kT

e

1 e

eVBC kT

w LB

96

1 e

w LB

eS

DE p E eVkTEB e LE

1

(4. 7)

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii w LB

DBpB e IC = eS L B Lw e B

e e

w LB w LB

e e

eVEB kT

w LB

e

eVBC kT

1

e

w LB

w LB

e

1 e

w LB

D p eS C C e LC

eVEB kT

1

(4. 8) Pentru a ob ine un efect de tranzistor cât mai pronun at, este necesar ca partea de curent de goluri din jonc iunea E-B care nu circul prin colector s fie cât mai mic . Se define te factorul de injec ie al emitorului: curent de goluri în emitor 1 (4. 9) w w curent total în emitor n E D E L B e L B e LB 1 w p B D B L E Lw LB B e e Se define te, de asemenea, factorul de transport: curent de goluri ajunse la colector 1 (4. 10) T w w curent de goluri injectate în baz LB LB e e care, în condi ia w << Lb devine: 2

1 w 1– (4. 11) T 2 LB Acum putem defini factorul de amplificare în curent al tranzistorului pentru configura ia cu baz comun , ca raport dintre curentul de goluri în colector i curentul total în emitor: IC = (4. 12) T = IE În figura 4.4 este reprezentat procesul form rii curen ilor într-un tranzistor p–n–p, în care InE i IpE sunt componentele electronic i respectiv de goluri ale curentului de emitor, Ir curentul de recombinare a golurilor în baz , ICB0 curentul rezidual de colector cu emitorul în gol (cu jonc iunea E-B nepolarizat ), iar IE este curentul de goluri injectate din emitor în colector. Se poate constata c : IB = InE + Ir – ICB0 (4. 13) i IE = IB + IC (4. 14) Rela ia 4.13 este cunoscut ca prima ecua ie fundamental a tranzistorului. De asemenea, este evident , din figura 4.4, a doua ecua ie fundamental a tranzistorului:

97

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

IC = IE + ICB0

(4. 15)

În rela ia de mai sus, ICB0 este mult mai mic decât primul termen, astfel încât, de multe ori, ea se scrie: IC IE. Dac în ecua ia 4.14 se înlocuie te IE din rela ia 4.13, se exprim IC în func ie de IB, rezultând: I CB 0 IC = IB . 1 1 I Termenul ICE0 = CB 0 reprezint curentul rezidual de colector cu baza în 1 gol1, iar factorul =

(4. 16)

1

reprezint factorul de amplificare în curent în conexiune emitor comun. Pentru aceast conexiune, a doua rela ie fundamental a tranzistorului se scrie sub forma: IC = IB + ICB0 (4. 17) De obicei, are valori cuprinse între 0,95 i 0,995, iar între 30 i 800.

4.2.

Caracteristicile statice ale tranzistorului bipolar

Analizând figura 4.3, se poate constata c tranzistorul bipolar, indiferent de modul de conexiune, poate fi reprezentat ca un cuadripol (figura 4.5), pentru care, în general, pot fi definite trei categorii de caracteristici: 1. caracteristici de intrare, care exprim varia ia curentului de intrare în func ie de tensiunea la intrare, Ii = f(Ui), când unul din cei doi parametri de ie ire (Ie sau Ue) este constant.

1

Se constat c , în conexiune emitor comun, curentul rezidual de colector, ICE0, este mult mai mare (de aproximativ ori) decât curentul rezidual de colector în conexiune baz comun , ICB0, dar este totu i de dou -trei ordine de m rime mai mic decât IC, astfel încât i el poate fi, de cele mai multe ori, neglijat, putându-se scrie: IC = IB.

98

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

2.

3.

4.

caracteristici de ie ire, care exprim varia ia curentului de ie ire în func ie de tensiunea de ie ire, Ie = f(Ue), când unul din cei doi parametri de intrare (Ii sau Ui) este constant. caracteristici de transfer, care exprim dependen a curentului de ie ire în func ie de unul din cei doi parametri de intrare, Ie = f(Ui) sau Ie = f(Ii), pentru o tensiune de ie ire constant . caracteristici de reac ie, care exprim dependen a tensiunii de intrare în func ie de unul din cei doi parametri de ie ire, Ui = f(Ue) sau Ui = f(Ie) pentru un curent de intrare constant.

consider m configura ia baz comun (fig.4.3.a). În acest caz, caracteristicile de ie ire sunt IC = f(UCB) la IE = ct. i IC = f(UCB) la UEB = ct., cele de intrare sunt IE = f(UEB) la IC = ct. i IE = f(UEB) la UCB = ct., cele de transfer: IC = f(UEB) la UCB = ct. i IC = f(IE) la UCB = ct., iar cele de reac ie sunt UEB = =f(UCB) la IE = ct. i UEB = f(IC) la IE = ct. O parte din ele sunt reprezentate în figura 4.6. Astfel, în figura 4.6.a este reprezentat o familie de caracteristici de ie ire IC=f(UCB) la IE = ct. Caracteristica pentru IE = 0 corespunde unui curent de colector IC = ICB0. Se observ trei regiuni distincte: a) regiunea activ normal , pentru UCB < 0 i UEB > 0, corespunz toare func ion rii normale a tranzistorului; b) regiunea de t iere, pentru UCB < 0, UEB 0 i IE 0. În acest caz, ambele jonc iuni sunt polarizate invers, ceea ce are ca urmare faptul c prin tranzistor circul curen i reziduali, de valoare foarte mic , el fiind practic blocat. c) regiunea de satura ie1, pentru UCB > 0 i IE > 0, corespunz toare func ion rii tranzistorului cu ambele jonc iuni polarizate direct. Se constat c panta acestor curbe este practic nul , acest lucru semnificând independen a curentului de colector de tensiunea de polarizare a jonc iunii C-B, ca urmare a rezisten ei foarte mari a circuitului de ie ire.

1

Exist i o a patra regiune, regiunea activ invers , când jonc iunea E-B este polarizat invers i jonc iunea C-B direct, ceea ce echivaleaz cu faptul c emitorul i colectorul î i inverseaz rolurile. Având îns în vedere diferen ele constructive dintre cei doi electrozi (emitorul mai puternic dopat, colectorul cu o suprafa mai mare), nu este recomandat utilizarea tranzistorului în acest regim.

99

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

Analizând prin compara ie i figura 4.6.b, care prezint familia de caracteristici de ie ire IC = f(UCB) la UEB = ct, se vede c rezisten a circuitului de intrare este mult mai mic dac intrarea este în scurtcircuit(UEB = ct.) decât dac ea este în gol(IE = ct.). În figurile 4.6.c i 4.6.d sunt prezentate caracteristicile de intrare, IE = f(UEB) la IC = ct. i IE = f(UEB) la UCB = ct. Acestea sunt foarte asem toare i relev o varia ie exponen ial a curentului de emitor în func ie de tensiunea de polarizare a jonc iunii E-B, ceea ce este firesc (varia ia curentului printr-o jonc iune p-n polarizat direct este exponen ial ). Întrucât curbele sunt foarte apropiate, rezult o influen foarte slab a tensiunii de ie ire asupra celei de intrare. Întrucât IC practic egal cu IE, este evident c IC = f(UEB) la UCB = ct. va ar ta la fel cu IE = f(UEB) la UCB = ct., motiv pentru care nu a mai fost reprezentat . Ultima caracteristic , cea din figura 4.6.e, are, de asemenea, o configura ie foarte evident , având în vedere c este reprezentarea grafic a rela iei 4.14. În numeroase cazuri, pentru simplificare, se reprezint doar caracteristicile cele mai importante, pe un singur grafic, în felul urm tor: pe axa absciselor, în sens pozitiv, se reprezint tensiunea de ie ire, iar în sens negativ curentul de intrare; pe axa ordonatelor, în sens pozitiv se reprezint curentul de ie ire, iar în sens negativ tensiunea de intrare. Vom exemplifica acest lucru în cazul configura iei emitor comun (figura 4.7).

100

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

Dup cum se vede în aceast figur , în cadranul I este reprezentat caracteristica de ie ire, în cadranul II caracteristica de transfer în curent, în cadranul III caracteristica de intrare, iar în cadranul IV caracteristica de reac ie în tensiune. De remarcat c panta caracteristicii de ie ire este mai mare decât cea corespunz toare în cazul conexiunii BC, ceea ce semnific faptul c rezisten a de ie ire este mai mic decât în cazul conexiunii BC.

4.3.

Circuite echivalente statice liniarizate

Dac tensiunile i curen ii prin tranzistor sunt constan i sau foarte lent variabili (a a-numitul regim static de func ionare), studiul fenomenelor se poate simplifica prin utilizarea unor modele statice, liniarizând caracteristicile statice. Astfel, în cazul conexiunii B-C, putem scrie: 0 pentru U EB U D IE = U EB U D (4. 18) pentru U EB U D Re unde UD este tensiunea de deschidere a jonc iunii B-E, iar Re este dat de rela ia aproximativ : kT 1 Re = (4. 19) e IE Circuitul echivalent ce se ob ine pe baza rela iilor (4.17), valabil numai pentru regiunea activ , este prezentat în figura 4.8. El cuprinde în circuitul de intrare rezisten a Re i o diod ideal înseriat cu un generator de tensiune UD, iar în circuitul de ie ire un generator de curent comandat de IE. 101

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Pentru configura ia cu emitor comun, se procedeaz de asemenea la liniarizarea caracteristicilor de intrare dar aici intervine o alt rezisten . Pentru c I IB = E , aceast rezisten are valoarea: 1 kT 1 Rb = ( - 1)Re ; Rb = (4. 20) e IB Circuitul echivalent este valabil în regiunea activ i în cea de t iere, fiind prezentat în figura 4.9.

4.4.

Polarizarea tranzistorului bipolar; stabilizarea termic

Func ionarea tranzistorului, ca de altfel a oric rui dispozitiv semiconductor, este afectat de varia ia temperaturii la care se afl acesta. Acest fapt se manifest prin modificarea unor m rimi, dintre care cele mai importante sunt curentul rezidual de colector, ICB0 (ICE0), factorul de amplificare în curent, tensiunea de deschidere, UD, a jonc iunii B-E. 102

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

De exemplu, curentul rezidual de colector, ICB0, cre te odat cu cre terea temperaturii într-un ritm destul de rapid, practic el dublându-se la fiecare cre tere de 9 ÷ 10 grade în cazul germaniului, respectiv 5 ÷ 6 grade în cazul siliciului. Acesta din urm este totu i preferat în construc ia tranzistoarelor, întrucât, chiar dac cre terea lui ICB0 cu temperatura este mai rapid , valoarea lui la temperatura camerei este mult mai mic (~ 10–9 A) fa de cea pentru germaniu (~ 10–6 A). La rândul ei, temperatura de lucru a dispozitivului se poate modifica fie datorit modific rii condi iilor exterioare, ale mediului ambiant, fie datorit degaj rii de c ldur ca urmare a efectului caloric produs la trecerea curentului electric prin jonc iunile acestuia. Ca urmare, un parametru important din punct de vedere practic este puterea disipat maxim admisibil , dat de rela ia: Tj max Ta Pd max = (4. 21) Rt unde Tjmax este temperatura maxim admisibil a jonc iunii B-C1, Ta temperatura mediului ambiant i Rt rezisten a termic , reprezentând un parametru de catalog al tranzistorului respectiv, ce depinde de modelul constructiv al acestuia. Aceast ultim m rime are în general valori de ordinul 1 ÷ 50 C/W pentru tranzistoarele de putere i 100 ÷ 500 C/W pentru tranzistoarele de mic putere.

Func ionarea tranzistorului în regiunea activ normal este determinat de a-numitul punct static de func ionare (PSF), având coordonatele (IC, UCE) întrun sistem de axe ortogonale, conform figurii 4.10. Pozi ia sa este limitat în acest plan de mai multe condi ii restrictive, care determin o arie cuprins între zonele ha urate. Astfel, IC ICmax, UCE UCEmax, iar ICUCE Pd max2. 1

85 C pentru germaniu, 150 ÷ 200 C pentru siliciu Curba IC UCE = Pd max se nume te hiperbol de disipa ie

2

103

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii În locul perechii de valori (IC, UCE), se mai pot folosi perechile (IC, UCB), (UCB, UEB) sau (UCE, UBE). Pentru fixarea PSF în regiunea activ normal , se pot folosi diferite scheme de polarizare a jonc iunilor tranzistorului, dintre care, o prim variant este cea cu dou surse (figura 4.11).

Pentru stabilirea valorilor corespunz toare func ion rii în regiunea activ normal , se procedeaz astfel (schema din figura 4.11.a): E U EB E U EB IE = EB ; IC = IE + ICB0, IC = EB + ICB0. RE RE Rezult : E EB U EB UCB = – EBC + ICRC = – EBC + + RCICB0. RE În regiunea admis , UCB < 0 (sau UBC > 0), ceea ce impune: RC R C I CB0 RC U EB E BC > 1 RE E EB E EB RE E EB Analog, se procedeaz i pentru cazul schemei din figura 4.11.b. Schemele de polarizare cu dou surse se dovedesc în practic incomode, motiv pentru care, pentru simplificare, se utilizeaz scheme cu o singur surs , varianta cea mai simpl fiind cea din figura 4.12 (montaj emitor comun), la care polarizarea ambelor jonc iuni se face de la aceea i surs . Pentru analiza circuitului, se utilizeaz caracteristicile statice de ie ire ale tranzistorului (figura 4.13). Pentru schema respectiv , se poate scrie: E – UCE = ICRC (4. 22) E – UBE = IBRB (4. 23) Aceste ecua ii permit dimensionarea rezisten elor RB i RC.

104

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

Ecua ia 4.21 reprezint dreapta de sarcin , trasat i în figura 4.13, intersec ia acesteia cu caracteristica de ie ire corespunz toare unui curent IB dat fiind punctul static de func ionare M, de coordonate IC, UCEE.

Panta dreptei de sarcin are valoarea – 1/RC. La o varia ie a lui UBE, se poate constata din ecua ia 4.22 c are loc i o varia ie a lui IB i. deci, o deplasare a PSF pe dreapta de sarcin . Acela i lucru se petrece i la o varia ie a temperaturii. Astfel, din ecua ia diodei, putem scrie: IE = Is e

eU BE kT

1 .

Pe de alt parte, IC = IE + ICB0. De aici, rezult c IC depinde de ICB0, UBE i , to i ace ti factori fiind, la rândul lor, dependen i de temperatur . Astfel,

105

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

IC =

IC I CB0

I CB0 T

IC U BE

U BE T

IC T

T

Se definesc factorii de sensibilitate la temperatur ai curentului de colector în raport cu ICB0, UBE i respectiv : IC IC IC (4. 24) S1 ; S2 ; S3 I CB 0 U BE Este evident c , pentru o bun stabilitate cu temperatura, cei trei factori trebuie s aib valori cât mai mici. De exemplu, pentru schema din figura 4.12, S1= + 1, care este o valoare foarte mare, ceea ce înseamn c montajul are o instabilitate pronun at la varia ii ale temperaturii, concretizat în faptul c , la o varia ie dat a lui ICB0, varia ia lui IC este de +1 ori mai mare (tranzistorul î i amplific propriul curent rezidual). Pentru o stabilizare termic a PSF mai eficient , se utilizeaz una din schemele prezentate în figurile 4.14 i 4.15.

Pentru schema din figura 4.14, se ob ine: RB 1 1 RC S1 = (4. 25) RB 1 RC Alegând un raport între RB i RC cu valoarea 5 ÷ 10, valoare lui S1 este de aproximativ 10 ori mai mic decât în cazul precedent, ceea ce arat o stabilitate termic mai pronun at .

106

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

Cea mai des folosit schem ( i cea mai eficient din punct de vedere al termostabiliz rii PSF) este cea din figura 4.15, în care, neglijând IB fa de curentul care circul prin divizorul de tensiune R1 – R2, se poate exprima poten ialul bazei ER 2 fa de mas cu expresia: VB = , de unde se vede c acesta este practic R1 R 2 independent de ICB0. De asemenea, S1 este dat tot de expresia 4.24, în care RB este rezisten a echivalent leg rii în paralel a lui R1 cu R2. Prin alegerea convenabil a acestora se poate ob ine o valoare mic a lui S1 cât i valoarea dorit a tensiunii de polarizare a jonc iunii B-E. În situa ii deosebite, când se cere o stabilitate termic foarte mare a PSF (de exemplu în montaje care func ioneaz în condi ii de varia ii mari de temperatur ), se pot utiliza scheme cu compensare termic , a a cum sunt cele din figura 4.16.

În figura 4.16.a, compensarea termic a curentului ICB0 se face folosind o diod polarizat invers, conectat între baz i mas , aleas astfel încât s aib curentul invers egal cu ICB0 i aceea i varia ie cu temperatura, ceea ce face ca orice 107

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

varia ie cu temperatura a curentului rezidual de colector s fie compensat prin varia ia în sens contrar a curentului invers al diodei. Rezisten a RE stabilizeaz (ca i în cazul figurii 4.15) PSF fa de varia ia lui i permite polarizarea invers a diodei. Schema din figura 4.16.b folose te în locul diodei un termistor, care realizeaz o compensare mai general , incluzând toate cauzele de instabilitate la varia ia temperaturii. În func ie de aplica ia practic în care se utilizeaz tranzistorul, se pot întâlni i alte scheme (în afara celor prezentate aici) de polarizare a jonc iunilor acestuia care s asigure o stabilitate a PSF la diver i factori perturbatori. De asemenea, este evident c analiza prezentat aici pe câteva situa ii mai des întâlnite, se poate extinde i particulariza i în alte cazuri.

4.5.

Parametrii de semnal mic ai tranzistorului bipolar; scheme echivalente

a cum s-a ar tat în paragraful 4.2, tranzistorul bipolar poate fi echivalat, în oricare din modurile de conexiune ale sale cu un cuadripol (vezi figura 4.5). S consider m c atât tensiunea i curentul de intrare, cât i tensiunea i curentul de ie ire sunt m rimi variabile, având amplitudini mici (de unde i expresia semnal mic). Aceste m rimi variabile, pe care le vom nota cu u1 i i1 la intrare i cu u2 i i2 la ie ire, nu sunt independente ci pot fi exprimate unele fa de altele prin scrierea teoremelor lui Kirchhoff în cele dou circuite ale cuadripolului (circuitul de intrare i cel de ie ire) sub forma unor ecua ii de gradul I care con in patru coeficien i care caracterizeaz func ionarea tranzistorului la semnale variabile de amplitudine mic . În func ie de m rimile alese ca fiind independente, se pot stabili trei categorii de parametri mai des utiliza i, a a cum se poate vedea în cele ce urmeaz . 4.5.1. Ecua iile i schema echivalent cu parametrii Z În acest caz, ca variabile independente se aleg i1 i i2; atunci, u1 Z11i1 Z12 i 2 (4. 26) u 2 Z 21i1 Z 22 i 2 Se constat u or c parametrii Z se pot ob ine din ecua iile 4.25, astfel: u u u u Z11 = 1 ; Z12 = 1 ; Z21 = 2 ; Z22 = 2 i1 i 0 i2 i 0 i1 i 0 i2 i 0 2

1

2

1

Se mai poate constata c parametrii Z au natura unor impedan e, semnifica iile acestora fiind: Z11 - impedan a de intrare, cu ie irea în gol; Z12 - impedan a de reac ie, cu intrarea în gol; caracterizeaz influen a curentului de ie ire asupra tensiunii de intrare; Z21 - impedan a de transfer, cu ie irea în gol; caracterizeaz influen a curentului de intrare asupra tensiunii de ie ire; 108

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Z22 - impedan a de ie ire, cu intrarea în gol; Se poate observa c , potrivit rela iilor 4.25, la intrarea cuadripolului, tensiunea u1 se aplic pe Z11 str tut de i1 în serie cu un generator de tensiune cu valoarea Z12 i2. La ie ire avem tensiunea u2, aplicat impedan ei Z22 în serie cu un generator de tensiune cu valoarea Z21 i1. Pe baza acestor observa ii, se poate alc tui schema echivalent a tranzistorului pentru parametrii Z, ca în figura 4.17.

4.5.2. Ecua iile i schema echivalent cu parametrii Y Alegând ca variabile independente u1 i u2, ecua iile care exprim curen ii sunt:

i1

Y11 u1 Y12 u 2

i 2 Y21 u 1 Y22 u 2 Parametrii Y se ob in astfel: i i Y11 = 1 ; Y12 = 1 u1 u 0 u2 2

(4. 27)

; Y21 = u1 0

u2 i1

; Y22 = i2 0

u2 i2

i1 0

Natura lor este cea a inverselor unor impedan e, adic sunt admitan e: Y 1 , [Y]SI = ohm–1 = siemens. Z Semnifica ia fizic a parametrilor Y este: Y11 - admitan a de intrare, cu ie irea în scurtcircuit; Y12 - admitan a de reac ie, cu intrarea în scurtcircuit; caracterizeaz influen a tensiunii de ie ire asupra curentului de intrare; Y21 - admitan a de transfer, cu ie irea în scurtcircuit; caracterizeaz influen a tensiunii de intrare asupra curentului de ie ire; Y22 - admitan a de ie ire, cu intrarea în scurtcircuit; Conform rela iilor 4.26, la intrarea schemei echivalente avem dou ramuri, una con inând o impedan corespunz toare lui Y11 i cealalt un generator de curent cu valoarea Y12u2, iar la ie ire, de asemenea dou ramuri, una con inând o impedan corespunz toare lui Y22 i cealalt un generator de curent de valoare Y21u1. În figura 4.18 este dat schema echivalent a tranzistorului cu parametrii Y.

=

109

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

4.5.3. Ecua iile i schema echivalent cu parametrii hibrizi, h Unele dezavantaje ale sistemelor prezentate mai sus au impus adoptarea unui al treilea, folosind parametrii hibrizi (numi i astfel, întrucât natura lor fizic nu este aceea i pentru to i), în care drept variabile independente se aleg curentul de intrare, i1 i tensiunea de ie ire, u2. Sistemul de ecua ii ce exprim celelalte dou variabile este urm torul: u1 h11i1 h 12 u 2 (4. 28) i 2 h 21i1 h 22 u 2 Este evident c : u u i i h11 = 1 ; h12 = 1 ; h21 = 2 ; h22 = 2 i1 u 0 u2 i 0 i1 u 0 u2 i 0 2

1

2

1

Parametrii hibrizi nu sunt defini i prin acela i tip de condi ie (de scurtcircuit sau de gol), natura lor fiind i ea diferit . Astfel, semnifica ia lor este urm toarea: h11 - impedan a de intrare, cu ie irea în scurtcircuit; h12 - factorul de reac ie în tensiune, cu intrarea în gol; caracterizeaz influen a tensiunii de ie ire asupra celei de intrare; h21 - factorul de amplificare (de transfer) în curent, cu ie irea în scurtcircuit; caracterizeaz influen a curentului de intrare asupra celui de ie ire; h22 - admitan a de ie ire, cu intrarea în gol; Schema echivalent a tranzistorului, cu parametrii hibrizi este dat în figura 4.19. În toate cele trei moduri de descriere i caracterizare a tranzistorului, cei patru parametri (Z, Y sau h) pot fi defini i în trei variante diferite, dup tipul de configura ie: cu baza comun , cu emitorul comun sau cu colectorul comun. Dac se cunosc parametrii de un anumit tip pentru o anumit configura ie, se pot calcula parametrii i pentru celelalte configura ii. Astfel, între parametrii hibrizi defini i pentru conexiunea cu emitor comun, respectiv cu baz comun , exist rela iile: h h h 22 b h 21 b h h11e = 11 b ; h12e = 11b ; h21e = ; h22e = 12 b 1 h 21 b 1 h 21b 1 h 21 b 1 h 21 b 110

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

De asemenea, între ace ti parametri dinamici i cei statici ai tranzistorului bipolar, se pot stabili leg turi aproximative. Astfel, h21b – ; h21e – (4. 29) 4.5.4. Circuitul echivalent natural (Giacoletto) Un circuit echivalent valabil într-un larg domeniu de frecven e i care reflect mai bine procesele fizice din tranzistor este circuitul echivalent natural hibrid (Giacoletto). consider m un tranzistor p-n-p în conexiune emitor comun. Dac peste tensiunea de polarizare a jonc iunii E-B, UEB, se suprapune o tensiune variabil , ueb, tensiunea total va fi: uEB = UEB+ueb, variabil i ea. Acest fapt determin varia ia curentului de colector, IC, ca urmare a varia iei curentului de difuzie al purt torilor minoritari prin baz dar i varia ia curentului IB, ca urmare a varia iei curentului de purt tori injecta i din baz în emitor i a varia iei curentului de recombinare în baz datorit varia iei num rului de purt tori în exces în zona neutr a bazei. Curentul de colector este: iC = IC + ic, în care componenta variabil , ic, are expresia: e iC = I C ueb = – gmueb (4. 30) kT rimea e gm = IC (4. 31) kT se nume te conductan mutual sau transconductan . Pe de alt parte, componenta variabil a curentului din baz , ib, este dat de: du ib = g ube + Cd be (4. 32) dt în care g este conductan a de intrare la semnal mic, dat de rela ia: g g = m (4. 33) iar Cd este capacitatea de înc rcare a bazei, la semnal mic (cu valori de 5 ÷ 200 pF pentru curen i de colector de ordinul a 1 mA) Rela iile 4.29 i 4.31 permit construirea circuitului echivalent, a a cum este prezentat în figura 4.20.a. inând cont i de alte procese care au loc în tranzistorul 111

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii bipolar func ionând în regim dinamic, cum ar fi varia ia sarcinii electrice stocate în regiunile de tranzi ie ale jonc iunilor tranzistorului (se introduc capacit ile Cbc = C i Cbe), c derea de tensiune între contactul ohmic al bazei i centrul regiunii active a bazei (se introduce rezisten a rx), rezult forma final a circuitului echivalent Giacoletto, din figura 4.20.b, în care s-a notat C = Cd + Cbe.

Acest circuit este valabil pentru toate cele trei configura ii i, în func ie de domeniul de frecven e în care func ioneaz tranzistorul, el poate fi simplificat, prin eliminarea unor elemente care pot fi neglijate.

4.6.

Tranzistorul bipolar în regim de comuta ie

Regimul de comuta ie const în procesele care au loc la trecerea brusc a tranzistorului din starea de blocare în cea de conduc ie i invers. A a cum s-a ar tat anterior (§ 4.2), starea de blocare se ob ine la un tranzistor când ambele jonc iuni sunt polarizate invers, curentul de colector având o valoare foarte mic (ICB0), deci practic neglijabil . Starea de conduc ie se alege în regiunea de satura ie sau la limita dintre regiunea de satura ie i cea activ normal (a se vedea figura 4.10). Întrucât, în acest caz, tensiunea dintre colector i emitor, UCE, este de maxim câteva zecimi de volt, practic curentul de colector este egal (pentru conexiunea emitor comun) cu raportul dintre tensiunea de alimentare i suma rezisten elor de colector i emitor, fiind deci independent de valoarea curentului prin baz . consider m un tranzistor p-n-p în conexiune emitor comun, aflat în stare blocat (figura 4.21.a). Evident, pentru aceasta, E trebuie s aib o valoare pozitiv . Fie +E1 aceast valoare. La momentul ini ial, t = 0, tensiunea E sufer un salt brusc de la valoarea +E1 la o valoare negativ , -E2, corespunz toare st rii de conduc ie. Curentul de baz i cel de colector sufer i ei varia ii, fapt ce se petrece i la saltul brusc în sens invers, de la -E2 la +E1, a tensiunii E. Reprezentarea grafic a acestor varia ii este cea din figura 4.21.b. Analizând varia ia în timp a curentului de colector, se constat c , de la t = 0 pân la t = td, acesta r mâne cu valoare nul , fapt datorat necesit ii ca primii purt tori injecta i s difuzeze prin baz i s ajung la colector, ceea ce implic o anumit întârziere (iner ie). 112

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Intervalul de timpul necesar pentru apari ia modific rilor în curentul de colector, t d, numit timp de întârziere sau timp de tranzit prin difuzie, este dat de expresia: w2 td = (4. 34) 2DB unde w este l rgimea bazei i DB coeficientul de difuzie al purt torilor minoritari în baz . Curentul de colector începe s creasc de la momentul td pân la o valoare E maxim sta ionar , ICS, egal (în cazul circuitului analizat) cu C . RC Intervalul de timp tc = t1 – td, în care curentul de colector cre te de la zero pân la valoarea maxim sta ionar , ICS1, se nume te timp de cre tere. Acest interval de timp pentru atingerea curentului de colector corespunz tor este datorat procesului de desc rcare a capacit ii jonc iunii colector-baz ca urmare a schimb rii sensului de polarizare a acesteia. Se define te timpul de comutare direct ca fiind intervalul de timp din momentul aplic rii comenzii de comutare pân când curentul de colector atinge 90% din valoarea maxim sta ionar , ICS. Este evident rela ia: tcd = td + tc (4. 35) Tranzistorul r mâne în starea de conduc ie atât timp cât E î i p streaz valoarea. Dac la un moment t2 E sufer un salt brusc de la –E2 la +E1, curentul din 1

Mai exact, pân la 0,9 (90%) din ICS, valoare la care se poate considera c tranzistorul se g se te în stare de conduc ie.

113

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

baz sufer i el un salt brusc, curentul de colector r mânând îns constant înc un interval de timp, ts = t3 – t2, numit timp de stocare, necesar evacu rii surplusului de sarcin electric stocat în baz . Dup trecerea acestui interval de timp, curentul de colector scade la zero1 într-un interval de timp t f = t4 – t3, numit timp de sc dere, necesar reînc rc rii capacit ii jonc iunii colector-baz . Timpul scurs de la aplicarea comenzii de comutare invers pân când curentul de colector scade la 0,1 (10%) din valoarea maxim sta ionar , ICS, se nume te timp de comutare invers : tci = ts + tf (4. 36) Cunoa terea proceselor tranzitorii, ce au loc atunci când tranzistorul trece din stare blocat în stare de conduc ie sau invers, are o mare importan , în mod special pentru aplica iile acestuia în circuitele logice.

4.7.

Alte dispozitive semiconductoare cu jonc iuni

4.7.1. Tranzistorul unijonc iune (TUJ) Tranzistorul unijonc iune este un dispozitiv semiconductor alc tuit conform figurii 4.22.a, dintr-o zon semiconductoare de tip n (p) i o alta, al turat , cu tip de conduc ie diferit, p (n), la contactul dintre cele dou zone realizându-se singura jonc iune a dispozitivului.

Cei trei electrozi ai acestuia sunt baza 1 (B1), baza 2 (B2) i emitorul (E). În figura 4.22.b. este dat simbolul tranzistorului unijonc iune, iar în figura 4.22.c, modul de alimentare al acestuia. Constructiv, tranzistorul unijonc iune se realizeaz utilizând, de exemplu, o bar de siliciu de tip n slab dopat, jonc iunea fiind ob inut prin sudarea, în zona de mijloc a barei, a unui fir de aluminiu. Atomii acestui metal difuzeaz în siliciu ca

1

Mai exact, pân la 10% din ICS, valoare la care se poate considera c tranzistorul este deja blocat.

114

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii impurit i acceptoare, formându-se, astfel, o zon de tip p, la contactul dintre cele dou zone ap rând, evident, o jonc iune p-n. Între B1 i B2, bara semiconductoare este omogen . Atât timp cât jonc iunea p-n nu este polarizat , zona dintre cele dou baze se comport (la temperatur constant ) ca un rezistor liniar. Dac îns jonc iunea este polarizat cu o tensiune Ve, se produc anumite fenomene, pe care le putem descrie mai u or utilizând schema echivalent a tranzistorului unijonc iune, prezentat în figura 4.23.b.

consider m, pentru început, c Ve = Vee – REIe = 0. Bara de siliciu fiind omogen , c derea de tensiune (datorat aplic rii tensiunii Vb) între baza B1 (considerat legat la mas , adic la poten ial nul) i un punct oarecare P din interior, este propor ional cu distan a de la acel punct la baza B1 (datorit distribu iei uniforme a poten ialului). Dac jonc iunea, considerat punctiform , se g se te la mijlocul distan ei dintre cele dou baze, Rb1 = Rb2 i c derea de tensiune pe Rb1 este jum tate din Vb. În general îns , jonc iunea nu se g se te dispus simetric fa de cele dou baze, astfel încât Rb1 Rb2. Cele dou rezistoare formeaz o punte divizoare de tensiune: R b1 Vb R b1 R b1 (4. 37) R b 2 Vb Vb R b1 R b 2 R b rimea se nume te raport intrinsec i are de obicei valoarea de 0,45 ÷ 0,60. inând cont de acest fapt, c derea de tensiune pe Rb1, datorat aplic rii tensiunii Vb între cele dou baze este egal cu Vb. vedem acum ce se întâmpl când se aplic i o tensiune Ve, a a cum se arat în figura 4.22.c. La valori mici ale acesteia, când Ve < Vb + Vd, unde Vd este tensiunea de deschidere a jonc iunii, aceasta este polarizat invers, prin ea trecând deci un curent foarte slab, curentul invers de satura ie. Când Ve devine cu pu in mai mare decât Vb + Vd, jonc iunea este polarizat direct, ceea ce determin un curent direct, de valoare mare (cresc toare odat cu tensiunea de polarizare direct a jonc iunii). Acest lucru determin o injec ie de goluri în bar , în zona dintre emitor i B1, fapt ce duce la sc derea rezisten ei R1, ceea ce determin i sc derea 115

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii tensiunii Vb i cre terea, în consecin , a tensiunii de polarizare a jonc iunii (f fie nevoie, pentru aceasta, s creasc i Ve), ceea ce duce la cre terea i mai mare a curentului Ie i la o injec ie mai puternic de goluri în bar , i a a mai departe. Putem sublinia acest fapt dac scriem: Ve(descresc toare) = Vee(constant ) – REIe(cresc toare). Aceast cre tere a curentului Ie, concomitent cu sc derea tensiunii de emitor determin o rezisten dinamic negativ de intrare a dispozitivului, a a cum rezult i din figura 4.23.a, în care este reprezentat caracteristica de intrare a tranzistorului unijonc iune. Analizând aceast caracteristic , se constat urm toarele: crescând u or tensiunea Ve (curentul Ie fiind foarte mic), aceasta trece printr-un maxim, numit tensiune de pic, Vp, apoi scade pân la o valoare numit tensiune de vale, Vv, între aceste dou valori curentul Ie crescând rapid. Dac , de la valoarea Vv se cre te din nou tensiunea Ve, curentul Ie cre te în continuare i el, trecându-se în regiunea de satura ie. Este evident faptul c , între pic i vale, rezisten a dinamic de intrare a tranzistorului unijonc iune este negativ . Practic, Vp Vb + Vd., iar în vecin tatea punctului de vale Vee REIe, ceea ce înseamn c Ie este limitat numai de RE. Tranzistorul unijonc iune este folosit în mai multe aplica ii, cum sunt releele de timp, circuite pentru comanda tiristoarelor precum i oscilatoare de relaxare, schema unui astfel de circuit, precum i forma semnalelor generate fiind prezentate în figura 4.24.

Func ionarea oscilatorului de relaxare are loc astfel: dac ini ial condensatorul C este desc rcat, el se încarc cu o constant de timp 1 = RC (R = 100 ÷ 200 ), atât timp cât jonc iunea TUJ este blocat . În momentul când tensiunea uc la bornele condensatorului atinge valoarea Vp, jonc iunea se deschide, curentul ie cre te rapid i condensatorul C se descarc rapid prin Rb1 i R1 (cu constanta de timp 2 = (Rb1 + R1)C). Tensiunea uc descre te, de asemenea rapid, pân la valoarea Vv. În acest moment, jonc iunea este din nou blocat , condensatorul începând din nou s se încarce, fenomenele repetându-se periodic. Tensiunea de ie ire, us, la bornele rezistorului R1, este o tensiune în impulsuri, cu o perioad dat de: 116

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii T = RC ln

Vb Vb

Vv Vp

Considerând Vv

(4. 38) 0 i Vp

Vb/2, rezult T

0,7 RC.

4.7.2. Tiristorul Tiristorul este un dispozitiv semiconductor având o structur p-n-p-n, a a cum este prezentat în figura 4.25a, în figura 4.25.b fiind dat simbolul utilizat pentru acest dispozitiv.

Dup cum se constat , structura cu conduc ie alternant dispune de trei electrozi, numi i anod - A, catod - K i poart - P. acesta din urm fiind un electron de comand , care poate lipsi, caz în care dispozitivul se nume te diod Shockley. Cele patru straturi semiconductoare cu conduc ie alternant au urm toarele caracteristici: stratul anod, A, din semiconductor de tip p, cu grosime i dopare medii; stratul de blocare, C, din semiconductor de tip n, de grosime mic i dopare slab ; stratul poart , P, din semiconductor de tip p, de grosime mic i cu dopare medie; stratul catod, K, din semiconductor de tip n, sub ire i cu dopare puternic . Trecând de la anod spre catod, întâlnim 3 jonc iuni, p-n, n-p i p-n, pe care, pentru identificare, le vom nota JAC, JCP i respectiv JPK. Într-o prim aproxima ie, din punct de vedere al conduc iei, tiristorul poate fi echivalat cu trei diode legate în serie, dintre care cea din mijloc are sens de conduc ie invers fa de celelalte.

117

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii urm rim figura 4.26.a. Dac anodul este la un poten ial mai mare decât cel al catodului, adic uA > 0, se spune c tiristorul este polarizat direct. Dac , în aceast condi ie, uP = 0, jonc iunea JAC este în stare de conduc ie dar JCP este blocat . Aplicând o tensiune direct uA moderat (câteva sute de vol i), curentul iA mâne foarte sc zut. (sub 1 A), el reprezentând curentul invers al jonc iunii JCP. Tiristorul r mâne deci în stare blocat , rezisten a lui între anod i catod având valori de cel pu in 100 M . Dac tensiunea direct cre te, la o anumit valoare critic , Uam jonc iunea se deschide, c derea de tensiune pe tiristor sc zând drastic (la valoarea de aproximativ 1 V), rezisten a acestuia fiind i ea de numai câteva sutimi de ohm. Se spune c tiristorul s-a amorsat, tensiunea Uam la care se produce acest lucru fiind tensiunea de amorsare la un curent iP = 0. Dup amorsare curentul iA nu mai este limitat decât de rezisten a circuitului exterior. Dac se mic oreaz tensiunea direct aplicat , uA, tiristorul r mâne amorsat atât timp cât curentul iA se men ine peste o valoare limit , care este curentul de men inere, Im, cu o valoare de ordinul a câteva zeci de mA. Sub aceast valoare limit , tiristorul se dezamorseaz i trece în stare blocat , pentru reamorsare fiind necesar aplicarea unei tensiuni cel pu in egal cu valoarea de amorsare. La aplicarea unei tensiuni inverse, uA < 0, jonc iunile JAC i JPK fiind polarizate invers, curentul invers prin tiristor este foarte mic, (sub 1 A), el fiind de fapt egal cu curentul invers al jonc iunii JAC. Crescând tensiunea invers , la o anumit valoare, Us, se produce str pungerea tiristorului, aceast valoare fiind de fapt determinat de condi ia ca partea din ea ce reprezint c derea de tensiune pe jonc iunea polarizat invers care are tensiunea de str pungere mai mare s fie egal cu aceasta. În concluzie, la polarizare direct , tiristorul prezint dou st ri stabile: starea blocat , când tiristorul se comport ca un întrerup tor deschis i starea de conduc ie (sau amorsat ), când tiristorul echivaleaz cu un întrerup tor închis. Trecerea de la starea blocat la cea de conduc ie se nume te, a a cum am precizat, amorsare. Caracteristica iA - uA este prezentat în figura 4.26.b. consider m acum c pe un tiristor este aplicat o tensiune direct , mai mic decât tensiunea de amorsare, Uam. tiristorul fiind deci blocat. Dac se aplic i o tensiune u P pozitiv (poarta la un poten ial mai mare decât catodul, vezi figura 4.26.a), care asigur un curent iP, se constat c amorsarea se produce dac acest curent are o anumit valoare minim . La iP > 0 (cu valori de zeci de mA), caracteristica iA – uA are acela i aspect calitativ ca în cazul când iP = 0, dar tensiunea de amorsare are o valoare mai mic . Cu cât curentul iP este mai mare, cu atât tensiunea de amorsare este mai sc zut . Dac , dup amorsare curentul iP se anuleaz , tiristorul r mâne amorsat atât timp cât curentul iA este mai mare decât Im. În concluzie, aplicând pe un tiristor tensiuni de valori normale de func ionare, la polarizare invers el r mâne blocat, pe când la polarizare direct el se poate amorsa, trecând în stare de conduc ie, în condi iile prezentate mai sus. Amorsarea tiristorului se poate face prin aplicarea unei tensiuni pe poart , care s asigure un curent minim iP, ceea ce semnific faptul c trecerea din stare de 118

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii blocare în stare de conduc ie a acestui dispozitiv se poate comanda prin intermediul por ii, care este electrodul de comand al tiristorului. Explicarea fenomenelor care au loc este urm toarea: la iP = 0, la polarizare direct , jonc iunile JAC i JPK fiind polarizate direct, deci deschise, practic întreaga tensiune uA aplicat pe tiristor este aplicat între stratul de blocaj i cel al por ii. Aceasta produce în jonc iunea JCP un câmp electric intens care accelereaz put torii minoritari (electronii) din stratul por ii, aceast accelerare fiind suficient (când uA = Uam) pentru ca ea s determine str pungerea jonc iunii JCP, cu sc derea brusc a c derii de tensiune pe aceasta i cre terea concomitent a curentului iA, ceea ce determin amorsarea tiristorului. Dac se suprim tensiunea de polarizare direct , recombinarea electronilor genera i la str pungere cu ionii pozitivi ai re elei determin anularea curentului prin tiristor i reconstituirea jonc iunii JCP. În cazul în care, pe lâng tensiunea de polarizare direct , uA, se aplic i o tensiune pozitiv , uP, pe poart , curentul de poart (care mai este numit curent de comand ), iP, determin trecerea electronilor din stratul catodului în stratul por ii i, întrucât aceasta este sub ire, majoritatea acestor electroni sunt injecta i mai departe, în stratul de blocaj, sub ac iunea câmpului electric produs în jonc iunea JCP de c tre tensiunea de polarizare direct , uA. Ace ti electroni fiind în num r mai mare decât în lipsa curentului iP, este evident c fenomenele de str pungere a jonc iunii JCP i amorsarea tiristorului se vor produce mai u or, la o tensiune de amorsare mai mic . Cre terea lui iP determin cre terea num rului de electroni i amorsarea se va produce la un câmp i o tensiune de amorsare cu valoarea i mai mic , cre terea num rului de electroni compensând sc derea energiei lor individuale, c tate prin accelerare. O explica ie mai riguroas a fenomenelor poate fi dat dac se echivaleaz structura tiristorului cu cea a dou tranzistoare, dup cum se poate vedea în figura 4.27.

consider m c facem o sec ionare arbitrar printr-un tiristor, ca în figura 4.27.a, astfel încât se formeaz dou structuri de tip p-n-p (dreapta-sus), respectiv 119

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii n-p-n (stânga-jos), care pot fi asimilate cu doi tranzistori, a a cum se poate vedea în figurile 4.27.b i 4.27.c. Dac pe tiristor se aplic o tensiune uA, adic între emitorul primului tranzistor (T1) i emitorul celui de-al doilea tranzistor (T2), jonc iunea central , JCP este str tut de trei curen i: un curent de goluri injectate din emitorul tranzistorului T1 în colectorul acestuia, IC1, un curent de electroni, injectat de emitorul tranzistorului T2 în colectorul acestuia, IC2 i curentul invers propriu jonc iunii JCP, polarizat invers, Iso. Acesta poate fi considerat ca fiind suma dintre curen ii inver i de colector ai celor dou tranzistoare, adic : Iso = IC01 + IC02 Putem scrie, de asemenea, rela iile: IE1 = IA ; IK = IE2 ; IK = IA + IP Atunci, curentul total prin jonc iunea JCP, egal cu curentul IA, este date de: IA = 1IE1 + 2IE2 + Iso, unde 1 i 2 sunt factorii de amplificare în curent ai celor dou tranzistoare. Din rela ia de mai sus, rezult : I C01 I C02 2 I p I s0 2 Ip IA = (4. 39) 1 1 1 2 1 2 Rela ia 4.38 explic comportarea tiristorului i forma caracteristicii acestuia. Amorsarea se produce când IA , adic atunci când numitorul expresiei 4.38 tinde spre zero, deci când = 1 + 2 1. Dac 1 + 2 < 1 tiristorul este blocat, iar dac 1 + 2 > 1 tiristorul este în stare de conduc ie. Aceste condi ii pot fi îndeplinite la anumite valori ale tensiunii aplicate între anod i catod, întrucât 1 i 2 sunt m rimi caracteristice func ion rii celor dou tranzistoare în regim dinamic (diferi i de factorii statici de amplificare în curent continuu) i fiind deci dependente de curentul prin tiristor. Influen a tensiunii aplicate pe poart i deci a curentului iP asupra tensiunii de amorsare se poate vedea dac , din rela ia 4.39, prin derivare, se scrie: di a di p 1 1 2 În condi ia de amorsare, 1 + 2 1, o cre tere mic a lui iP determin o cre tere infinit a lui iA. a intra în detalii, este evident din comportarea tiristorului, c acesta poate fi folosit drept comutator electronic comandat dar i în alte domenii, cum este cazul redresoarelor comandate i al controlului vitezei de rota ie a unui motor de curent continuu sau alternativ. 4.7.3. Triacul i diacul Problema practic ce poate s apar în anumite cazuri este aceea de a dispune de un comutator electronic comandat care s permit conduc ia în ambele sensuri, ceea ce, evident nu este cazul tiristorului. Aceast problem poate fi 120

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

rezolvat prin utilizarea unui dispozitiv a c rui construc ie rezult din cele ce urmeaz . A a cum am v zut în paragraful anterior, tiristorul este o structur p-n-pn, care poate fi comandat pentru a trece din stare blocat în stare de conduc ie (unilateral ) prin intermediul unui curent slab aplicat pe poarta dispozitivului. În afar de modul de construc ie al tiristorului prezentat în paragraful de mai sus, care este un tiristor P, acesta se poate construi i în varianta tiristor N, care difer de prima prin faptul c poarta este fixat pe stratul interior n, vecin cu anodul. În acest caz, tiristorul poate fi comandat printr-un curent de poart , iP, negativ, func ionarea dispozitivului explicându-se în mod analog cu cea din cazul prezentat anterior. Asociind doi tiristori, unul de tip P, cel lalt de tip N, se poate ob ine o structur semiconductoare numit triac1, a a cum se arat în figura 4.28, în care se prezint i simbolul dispozitivului.

În figura 4.28.b este prezentat structura unui triac, în care se vede c mai apare o zon n, difuzat în zona p ce constituie electrodul 2 (E2), necesar pentru ca cele dou por i ale celor dou tiristoare de la care s-a pornit s constituie un singur electrod. În acest fel, prin schimbarea pozi iei por ii tiristorului din dreapta, prin poart pot fi injecta i atât electroni, prin partea din dreapta, cât i goluri, prin partea din stânga, injec ie ce poate determina trecerea în stare de conduc ie a triacului într-un sens sau în altul. Caracteristica I – V a triacului este o caracteristic simetric , având în cadranul I exact aspectul caracteristicii unui tiristor, form ce se repet , evident cu schimbarea sensurilor, i în cadranul III. Rezult c un triac se comport exact ca un tiristor, cu singura deosebire c aceast comportare este valabil în ambele sensuri ale curentului. Rezult deci c triacul are proprietatea de conduc ie bidirec ional i poate fi comandat s treac în stare de conduc ie (amorsat) printr-o tensiune de comand aplicat pe poart . Comanda 1

de la expresia TRIode Alternative Current (în limba englez )

121

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

se poate aplica în patru moduri: normale, când impulsul de comand este pozitiv dac electrodul vecin por ii este polarizat negativ sau când impulsul de comand este negativ dac electrodul vecin por ii este polarizat pozitiv i, respectiv inverse, în cazul când impulsul de comand este pozitiv, ca i polarizarea electrodului vecin por ii sau când impulsul de comand este negativ, ca i polarizarea electrodului vecin por ii. Cele mai importante aplica ii ale triacului sunt cele de reglare a intensit ii efective a unui curent alternativ i în comanda reversibil a motoarelor electrice. În cazul în care poarta lipse te, amorsarea f cându-se numai prin cre terea tensiunii U aplicate între electrozii E1 i E2, se ob ine un alt dispozitiv, numit diac1, folosit în mod special la comanda tiristoarelor i a triacelor.

4.8.

Aplica ii

4.8.1. Tranzistorul bipolar. Caracteristici statice 1. No iuni teoretice Tranzistorul bipolar este un dispozitiv electronic alc tuit dintr-o structur alternant de semiconductor cu tip de conduc ie diferit (npn – figura 4.29.a sau pnp – figura 4.29.b), formând dou jonc iuni.

Cele trei zone se numesc emitor (E), baz (B) i colector (C). Placheta de semiconductor pe care se realizeaz tranzistorul este introdus într-o capsul care poate avea diferite forme (în prezent majoritatea firmelor au standardizat aceste capsule) din care ies cele trei terminale, E, B i C. Constructiv, baza are o grosime mult mai mic (~ 1 m) decât lungimea de difuzie a purt torilor prin jonc iune i este mai slab dopat decât emitorul. Acesta, ca i colectorul au grosimi mult mai mari decât lungimea de difuzie. Pentru o func ionare corect , cele dou jonc iuni se polarizeaz astfel: jonc iunea E-B direct, jonc iunea C-B invers. Nota iile uzuale sunt cele din figura 4.30.

1

de la expresia DIode Alternative Current (în limba englez )

122

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

UCE = VC – VE = – UEC UCB = VC – VB = – UBC UBE = VB – VE = – UEB Conform preciz rii anterioare, când UBE > 0 i UBC < 0, tranzistorul lucreaz în regiunea activ , când se produce efectul de tranzistor: purt torii majoritari din emitor, injecta i în baz trec în colector (prin jonc iunea B-C se comport ca purt tori majoritari) formând curentul de colector. IE = IC + IB (4. 40) Definim factorul de amplificare în curent în montaj emitor comun, în mod obi nuit cu valori de 10 ÷ 1000: IC (4. 41) IB Circuitul de colector se comport ca un generator de curent, dependent de curentul IB. Înlocuind în rela ia 4.39 IC = IB, putem scrie: IC

1

IE

(4. 42)

IE

Unde (4. 43) 1 cu valori de ordinul 0,98 ÷ 0,998, se nume te factor de amplificare în curent în montaj baz comun . Ca urmare, în practic se consider c IC IE . Se poate ob ine astfel, modelul static pentru un tranzistor în regiunea activ (figura 4.31). Modelul prezentat în figura 4.31 este pentru un tranzistor npn. Pentru tranzistoarele pnp trebuie inversate sensurile curen ilor i al diodei.

123

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Tranzistorul poate fi utilizat într-un montaj astfel încât unul din electrozi este comun circuitelor de intrare i ie ire, rezultând în acest mod cele trei configura ii: emitor (EC), baz comun (BC), sau colector comun (C.C.) (figura 4.32).

Conexiunea E.C. este cea mai des întâlnit i modelul static de mai sus este pentru aceast conexiune. Caracteristicile statice pentru conexiunea E.C. exprim IC în func ie de UCE pentru un curent IB constant. Pe aceste caracteristici, se observ trei zone: la valori mici ale lui UCE (< 0,2 V), IC cre te rapid cu cre terea lui UCE (regiunea de satura ie); la UCE mari (~ 45 V) apare o cre tere brusc a lui IC (regiunea de str pungere în avalan ); între aceste zone exist zona activ , unde se observ o u oar cre tere a lui IC la cre terea lui UCE. analiz m urm torul circuit (figura 4.33.a). Se observ c : EC = ICRC + UCE (4. 44) ceea ce reprezint ecua ia dreptei de sarcin . Punctul static de func ionare (PSF) se afl la intersec ia dreptei de sarcin cu caracteristica corespunz toare unui curent de baz IB dat . E B U BE (4. 45) IB RB Se poate constata c , la o modificare a lui IB, PSF se deplaseaz i el. Se define te panta dreptei de sarcin : IC 1 (4. 46) U CE RC

124

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii 2. Scopul lucr rii; montaj experimental Scopul lucr rii este trasarea caracteristicilor statistice de ie ire în conexiunea E.C. pentru un tranzistor de mic putere. În acest scop se folose te o machet (figura 4.34). Mai sunt necesare: - dou surse de tensiune c.c., cu tensiunea reglabil în gama 0 ÷ 20 V; - un microampermetru; - un voltmetru.

3. Mod de lucru - se realizeaz montajul de lucru, prin cuplarea sursei EB între bornele AB, a sursei EC între bornele G-H, a unui microampermetru între bornele C-D i a unui voltmetru între bornele E-F. - se fixeaz un curent IB = 10 A ; pentru aceasta, se calculeaz tensiunea EB necesar cu rela ia (4.45), în care UBE UBE0 = 0,6 V, se fixeaz aceast valoare, dup care se ajusteaz pentru ob inerea curentului IB exact la valoarea dorit ; - se aplic tensiuni EC cu valorile: 0,2 V; 0,4 V; 0,6 V; 0,8 V; 1V; 2V; 3V; 4V; 5V; 6V; .... 12V; - se m soar UCE pentru fiecare valoare a lui EC; - se calculeaz IC pentru fiecare valoare a lui UCE cu formula (4.44); - se repet m sur torile pentru un curent IB = 20 A; - se reprezint grafic cele dou caracteristici i dreapta de sarcin pentru EC = 7 V; - se determin grafic PSF pentru cei doi curen i IB; - se determin IC i UCE dintre cele dou PSF i se verific rela ia (4.46); - se determin pentru cele dou PSF. 4. Întreb ri 1. Depinde determinat de PSF ? 2. Dac generatorul de curent din modelul static ar fi ideal (rezisten intern IC infinit ) ar rezulta o pant nul a caracteristicii: 0 . Ce se constat U CE practic ? Ce semnifica ie are acest fapt ?

125

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

4.8.2. Tranzistorul bipolar. Parametrii hibrizi 1. No iuni teoretice Cel mai des întâlnit caz în aplica iile practice în func ionarea tranzistorului este cel în regim dinamic, cu semnal aplicat la intrare, de amplitudine mic . În acest caz, toate caracteristicile dinamice ale tranzistorului pot fi considerate liniare, acesta putând fi înlocuit cu un circuit echivalent format numai din elemente liniare. La frecven e suficient de joase se pot neglija capacit ile interne ale tranzistorului i iner ia de deplasare a purt torilor, caz în care se ob ine regimul de func ionare în curent alternativ cu semnal de joas frecven i de amplitudine mic . Conform celor trei configura ii de conexiune a tranzistorului, acesta poate fi asimilat cu un cuadripol (figura 4.35).

rimile u1, i1, u2, i2, se pot scrie sub forma unor rela ii (teoremele Kirchhoff) care sunt ecua ii de gradul I cu patru coeficien i ce reprezint parametrii de semnal mic ai tranzistorului. u1 = h11 i1 + h12 u2 (4. 47) i2 = h21 i1 + h22 u2 (4. 48) Cei patru parametri se numesc hibrizi întrucât natura lor nu este omogen . Se observ c : u1 h11 (ie ire în scurtcircuit) (4. 49) i1 u 0 2

h12

h 21

h 22 -

u1 u2 i2 i1 i2 u2

(intrare în gol)

(4. 50)

(ie ire în scurtcircuit)

(4. 51)

(intrare în gol)

(4. 52)

i1 0

u2 0

i1 0

h11 reprezint impedan a de intrare, cu ie irea în scurtcircuit; h12 reprezint factorul de reac ie în tensiune cu intrarea în gol; este adimensional; h21 reprezint factorul de amplificare în curent cu ie irea în scurtcircuit; este adimensional; 126

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

h22 reprezint admitan a de ie ire cu intrarea în gol;

1 reprezint h 22

impedan a de ie ire. Ace ti parametri se pot defini pentru fiecare mod de conexiune: emitor comun, baz comun sau colector comun. Se poate observa c : h21B – h21E – Analizând ecua iile în care apar parametrii hibrizi, se observ c prima ecua ie este o ecua ie de tensiuni (legea a doua a lui Kirchhoff aplicat în circuitul de intrare) iar a doua, o ecua ie de curen i (legea întâi a lui Kirchhoff pe nodul de re ea din circuitul de ie ire). Considerând cunoscute m rimile i1, u1, i2, u2, se poate construi schema echivalent , cu parametri hibrizi, a tranzistorului (figura 4.36).

2. Scopul lucr rii; montaj experimental Scopul lucr rii este determinarea parametrilor hibrizi ai tranzistorului în montaj emitor comun. Se folose te o machet conform figurii 4.37. Se mai utilizeaz : - dou surse de c.c. - generator de semnal sinusoidal cu amplitudinea de câ iva vol i v.v.; - voltmetru electronic; - osciloscop.

3. Mod de lucru - se execut montajul i se verific ; - se fixeaz un PSF pentru: UCE = 5 V i IC = 2 mA; - tensiunea EC se calculeaz cu rela ia: 127

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

-

EC = IC (RC + RE) + UCE tensiunea se estimeaz (pentru h21E 200) cu epresia: IC EB R B U BE R E I C h 21E se regleaz EB în jurul valorii calculate pân se ob ine PSF dorit; tensiunea UCE se m soar cu un voltmetru electronic; se aplic la intrare un semnal sinusoidal de ordinul a câ iva vol i vârf la vârf cu frecven a de 1 kHz; se m soar uCE (câteva zeci de mV); u CE se calculeaz iC ; RC se m soar uBE (5 ÷ 10 mV); uint . ; se calculeaz i B Rg ic u BE i h12E i h22E cu rela iile ce ; h11E iB iB i iC în func ie de parametrii hibrizi. Rezultatele se trec

se determin : h 21E

exprim uBE într-un tabel. 4. Întreb ri 1. Conform defini iei, h21E – . În practic se constat îns c la IB mici cele dou m rimi au valori diferite (de exemplu, la BC 171B, h21E = 330, = 290). De ce ? 2. De ce factori depind parametrii hibrizi ? 3. se realizeze schema echivalent a montajului utilizat în lucrare.

4.8.3. Repetorul pe emitor 1. No iuni teoretice Schema de baz a unui astfel de circuit este cea din figura 3.38.a, în care, a a cum se vede, tranzistorul lucreaz în conexiune colector comun, schema echivalent a circuitului, cu care se poate studia comportarea acestuia la semnal mic fiind dat în figura 4.38.b. Se alege un PSF dat de IC i UCE. Pentru asigurarea unei excursii maxime simetrice a tensiunii de ie ire se alege VE = UCE. Rezult :

EC

VE

RE

VE IC

RB

EC

U CE (4. 53)

U BE

VE

IC 128

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Amplificarea în tensiune a montajului este: ue 1 h 21E R E h 21E R E Au u i h11E 1 h 21E R E h11E h 21E R E

1

(4. 54)

Practic, circuitul repet la ie ire varia iile tensiunii de intrare, atât ca amplitudine cât i ca faz , în condi ia în care reactan ele condensatoarelor din circuit sunt neglijabile. Rezisten a de intrare Ri, în baza tranzistorului, este: R E Rs (4. 55) R i h 21E RE Rs Rezisten a de ie ire cu intrarea în scurtcircuit se calculez conform schemei echivalente: u* Re i * eg 0 Dar

unde R G

u* R E i B h 21E Rg RB . Rg R B

i * ; iB

u * RG

h11E ,

Atunci, R G h 21E h 21E (4. 56) Re R G h 21E RE h 21E Se observ c rezisten a de ie ire are o valoare mic , în timp ce cea de intrare are o valoare mare. Apare astfel evident calitatea circuitului, aceea de adaptor de impedan e pentru un transfer maxim de tensiune. Considerând un astfel de circuit interpus între un etaj de amplificare cu rezisten de ie ire mare, A1 i un altul cu rezisten de ie ire mic , A2, schema echivalent este cea din figura 4.39. RE

129

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

Considerând Rg = 1 k i RS = 100 , rezult : Ri = 100 k Atunci, ue RS Ri 0,67 eg R e R S R i R g In lipsa repetorului, rezult : ue RS 0,09 eg R g R S

i Re

35

.

(4. 57)

(4. 58)

2. Scopul lucr rii; montaj experimental

Scopul lucr rii este studiul comport rii repetorului pe emitor i verificarea rezultatelor teoretice. Montajul eperimental este realizat pe o machet , conform figurii 4.40. Mai sunt necesare: - surs de c.c.; - generator de semnal sinusoidal (1 ÷ 5 kHz); - osciloscop; - voltmetru electronic. 3. Mod de lucru - se realizeaz montajul din figura 4.40, aplicând tensiunea EC = 10 V i un semnal sinusoidal (1 ÷ 5 kHz) între borna A i mas ; - se variaz RB pân când VE 5 V, ceea ce asigur un PSF în mijlocul regiunii active;

130

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii -

-

-

se vizualizeaz pe osciloscop ui i ue i se determin amplificarea montajului, pentru mai multe frecven e; se verific dac ui i ue sunt în faz cu ajutorul osciloscopului; se aplic semnalul de intrare la borna B, caz în care rezisten a intern a generatorului se neglijeaz ; se m soar cu osciloscopul eg i ui i se determin Ri, utilizând formula: eg Ri R g 1 ui se repet determinarea lui Ri conectând la ie ire RS (se leag borna D la mas ). Dac la conectarea lui RS apare o limitare a semnalului la ie ire, se reduce ui pân când ue este sinusoidal; se calculeaz Re cu formula: ui Re RS 1 u* surând pentru aceasta u*.

4. Întreb ri 1. Cum se pot justifica rela iile de mai sus, pentru calcularea lui RI i Re ? 2. De ce, prin introducerea lui RS, este posibil apari ia unei limit ri a semnalului de ie ire ? 4.8.4. Tiristorul 1. No iuni teoretice Tiristorul este o structur semiconductoare care se utilizeaz în mod special ca dispozitiv de comutare la curen i mari, de pân la câteva sute de amperi. Structura unui astfel de dispozitiv este alc tuit din patru straturi alternative semiconductoare de tip p, respectiv n, a a cum este prezentat în figura 4.41.a. În figura 4.41.b este prezentat simbolul utilizat în circuite. Cele trei terminale ale tiristorului sunt: anodul (A), catodul (C) i poarta (P). Dispozitivul conduce numai într-un singur sens, de la anod la catod i poate comuta din starea blocat în cea de conduc ie prin aplicarea unui puls pozitiv pe poart .

Caracteristica curent-tensiune a unui tiristor este prezentat în figura 4.2. În sens direct, aceasta prezint trei regiuni: regiunea 1 corespunde st rii blocate, de

131

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii impedan mare, regiunea 2 este regiunea de rezisten negativ iar regiunea 3 este regiunea de impedan mic , corespunz toare st rii de conduc ie.

Dac tiristorul este polarizat direct, el poate comuta din starea blocat în cea de conduc ie i invers, func ionând ca un întrerup tor. În punctul A de pe caracteristica I-V, se definesc tensiunea de comutare (amorsare), Va i curentul de comutare, IC, iar în punctul B, tensiunea de sus inere (men inere), VS i curentul de sus inere, IS = IC. În sens invers, tiristorul se comport ca o jonc iune obi nuit , polarizat invers, caracteristica ar tând în mod corespunz tor: o regiune de blocare, 4, caracterizat de curen i inver i practic neglijabili i o regiune de str pungere, 5, c reia îi corespunde tensiunea de str pungere, Vst. Analizând mai în detaliu comportarea tiristorului, se poate constata c , aplicând o tensiune direct , V > 0, moderat (câteva sute de vol i), curentul I mâne foarte sc zut (sub 1 A), el reprezentând curentul invers al jonc iunii catod-poart . Tiristorul r mâne deci în stare blocat , rezisten a lui între anod i catod având valori de cel pu in 100 M . Dac tensiunea direct cre te, la o anumit valoare critic , Va, tiristorul se deschide, c derea de tensiune pe acesta sc zând drastic (la valoarea de aproximativ 1V), rezisten a acestuia fiind i ea de numai câteva sutimi de ohm. Se spune c tiristorul s-a amorsat (a comutat din starea blocat în cea de conduc ie), tensiunea Va la care se produce acest lucru fiind tensiunea de amorsare la un curent de poart , IP nul. Dup amorsare, curentul I nu mai este limitat decât de rezisten a circuitului exterior. Dac se mic oreaz tensiunea direct aplicat , V, tiristorul r mâne amorsat atât timp cât curentul I se men ine peste o valoare limit , care este curentul de sus inere (men inere), Is, cu o valoare de ordinul a câteva zeci de mA. Sub aceast valoare limit , tiristorul se dezamorseaz i trece în stare blocat , pentru reamorsare fiind necesar aplicarea unei tensiuni cel pu in egale cu valoarea de amorsare. La aplicarea unei tensiuni inverse, V < 0, curentul invers prin tiristor este foarte mic, (sub un A). Crescând tensiunea invers , la o anumit valoare, Vst, se produce str pungerea tiristorului. În concluzie, la polarizare direct , tiristorul prezint dou st ri stabile: starea blocat , c nd tiristorul se comport ca un întrerup tor deschis i starea de conduc ie (sau amorsat ), când tiristorul echivaleaz cu un întrerup tor închis. Trecerea de la starea blocat la cea de conduc ie se nume te, a a cum am precizat, amorsare. 132

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii 2. Scopul lucr rii; montaj experimental Scopul lucr rii este studiul func ion rii tiristorului, trasarea caracteristicii curent-teniune a acestuia i determinarea unor parametri. Pentru ridicarea punct cu punct a caracteristicii I-V, se folose te o machet care, împreun cu alte elemente necesare, permite construc ia montajului din figura 4.43.

Mai sunt necesare: - 2 miliampermetre; - 1 voltmetru (în locul celor trei instrumente se pot folosi trei multimetre); - dou surse de tensiune continu reglabil , EA i EG. Aceea i caracteristic poate fi ob inut i prin vizualizarea pe osciloscop, folosind montajul din figura 4.44 i un osciloscop. La montajul din figura 4.44 tensiunea pe rezisten a de 10 , propor ional cu I, se aplic pe pl cile de deflexie vertical iar tensiunea pe tiristor, V, se aplic pe pl cile de deflexie orizontal .

Dac tensiunea de alimentare este alternativ , de forma: E = E0 sin t 133

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii reprezentat în figura 4.45.a, m rimile I, V i VG au forma din figura 4.45.b, 4.45.c, respectiv 4.45.d.

Din figura 4.45.b se observ c I apare la un anumit moment de timp, t, rimea corespunz toare, t = numindu-se unghi de deschidere. Acesta este unghiul pentru care este valabil rela ia: E0 sin = Va (4. 59) unde Va este tensiunea de comutare (amorsare). Pentru aceast valoare a momentului de timp, tensiunea V scade la valoarea de sus inere, VS. Starea de conduc ie a tiristorului se realizeaz între momentele de timp corespunz toare unghiurilor i , timpul de conduc ie fiind dat de expresia: T tc (4. 60) 2 unde T este perioada tensiunii alternative. Tensiunea pe poart în circuitul din figura 4.44 este: R2 (4. 61) VG E R1 R 2 Comutarea se produce când VG =VGp, unde VGp este tensiunea de poart de prag, adic tensiunea de poart minim la care se produce comutarea. Curentul anodic maxim este dat de rela ia: E 0 Va (4. 62) Ip Rs R3 Curentul de poart minim, IGp, se calculeaz cu rela ia: VG VGc (4. 63) I Gp RG unde VGc este tensiunea de poart în timpul cât tiristorul este în stare de conduc ie. Curentul mediu redresat este dat de rela ia: 134

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

I Iap

1 2

sin t d

t

1 cos 2

(4. 64)

Pentru determinarea tensiunii minime de poart i a curentului de poart minim se folose te montajul din figura 4.46 iar pentru determinarea tensiunii de comutare se folose te montajul din figura 4.47, cu care se poate determina i tensiunea de str pungere la polarizarea invers a tiristorului.

3. Mod de lucru Pentru trasarea caracteristicii curent-tensiune a tiristorului, se folose te montajul din figura 4.43. Se parcurg urm toarele etape: se verific montajul realizat pe machet , identificându-se elementele acestuia i conexiunile; se leag în circuit instrumetele de m sur (un voltmetru de curent continuu i dou miliampermetre de curent continuu) precum i dou surse de tensiune continu , reglabile (se pot folosi surse de tensiune fixe, cuplate la un montaj poten iometric); se alimenteaz montajul de la cele dou surse de tensiune variabil , EA i EG; se asigur un curent de poart IG = 0,5 mA i, pentru diferite valori V, se m soar I; rezultatele se trec într-un tabel de forma urm toare: I (mA) V (V) -

cu valorile din tabelul de mai sus, se traseaz graficul I = f(V). Se vor alege tensiuni V între 0 i 50 V, luînd valori cât mai dese în intervalul 0 ÷ 10 V; din graficul ob inut, se determin tensiunea de comutare, Va; utilizând montajul din figura 4.44, se vizualizeaz caracteristica tiristorului i se compar cu cea trasat punct cu punct; 135

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

utilizând montajul din figura 4.46, se determin tensiunea de comutare, Va, la polarizare direct i tensiunea de str pungere, Vst, la polarizare invers . Pentru aceasta, se procedeaz astfel: se trece comutatorul K în pozi ia 1 i, prin vizualizare pe osciloscop, se determin Va; se trece comutatorul pe pozi ia 2 i, prin vizualizare pe osciloscop, se determin Vst; utilizând montajul din figura 4.47, se determin tensiunea de poart minim , m surându-se tensiunea de poart pentru care tiristorul comut , cu voltmetrul V, la o tensiune EG = 0 ÷ 30 V;

-

se determin apoi curentul de poart minim cu comutatorul în pozi ia 1, m surând acest curent cu microampermetrul; se compar valoarea Va, determinat anterior, cu cea rezultat din grafic. 4. Întreb ri 1. Ce concluzii se pot trage din compararea caracteristicii I-V a tiristorului trasat punct cu punct cu cea ob inut prin vizualizarea pe osciloscop ? 2. Corespund valorile Va, Vst determinate pe grafic cu cele m surate direct ? 3. se explice func ionarea montajelor din figurile 4.44, 4.46 i 4.47.

136

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

CAPITOLUL V

5. TRANZISTORUL CU EFECT DE CÂMP 5.1.

Tranzistorul cu poart (gril ) jonc iune (TEC-J)

5.1.1. Construc ia TEC-J Tranzistoarele cu efect de câmp sunt tranzistoare unipolare (func ionarea lor este determinat de un singur tip de purt tori - cei majoritari) i sunt de dou feluri, dintre care primul este descris în acest paragraf. Structura i simbolul folosit în schemele electronice pentru tranzistorul cu poart jonc iune (TEC-J1) sunt prezentate în figura 5.1.

Dup cum se poate constata, sunt dou variante constructive, cu canal n (figura 5.1.a) i cu canal p (figura 5.1.b), ambele fiind construite pe un cristal semiconductor (de tip n, respectiv p), la capetele c ruia se afl contactele la cei doi electrozi numi i surs - S i dren - D i între care se formeaz un canal. Cel de-al treilea electrod este grila (poarta) - G, format , a a cum se vede în figura 5.1, pe un substrat semiconductor cu tip de conduc ie diferit de cel al stratului în care s-a realizat canalul, ceea ce înseamn c între gril i canal se formeaz o jonc iune pn. Grila este puternic dopat , în timp ce sursa i drena sunt mai slab dopate.

1

Tranzistoarele cu efect de câmp mai sunt cunoscute i sub numele de FET-uri (de la "Field Effect Transistor", în limba englez ). În cazul TEC-J ele se noteaz J-FET, iar în cazul TEC-MOS, se noteaz MOS-FET.

137

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii 5.1.2. Func ionarea TEC-J Fenomenul principal care se petrece într-un TEC-J este deplasarea purt torilor majoritari de la surs spre dren prin canal, a c rui l rgime se poate modifica prin tensiunea aplicat pe poart , dispozitivul comportându-se ca o rezisten comandat prin aceast tensiune. Pentru a în elege mai bine func ionarea TEC-J, s reamintim câteva lucruri. Am v zut c atunci când o jonc iune p-n este polarizat invers (poten ialul zonei p este mai mic decât cel al zonei n), regiunea s cit în purt tori (regiunea de sarcin spa ial , stratul de baraj) se l rge te. L rgirea este cu atât mai mare cu cât tensiunea de polarizare invers este mai mare (în valoare absolut ). De asemenea, se poate constata c , dac doparea este foarte diferit între cele dou zone (de exemplu, N A >> ND), regiunea de sarcin spa ial este mult mai extins în zona slab dopat (zona n, în exemplul nostru) decât în cea puternic dopat . consider m un TEC-J cu canal n la care doparea este foarte puternic în regiunea grilei i slab în canal, ceea ce face ca jonc iunea ce apare între gril i canal s prezinte o regiune de sarcin spa ial extins practic numai în canal. A. Consider m mai întâi situa ia în care poten ialul por ii este nul, VGS = 0. În aceast situa ie, s analiz m ce se întâmpl când, între dren i surs , se aplic o tensiune VDS > 0, cresc toare. La valori mici ale acestei tensiuni, apare un curent ID, propor ional cu VDS, situa ie în care tranzistorul se comport ca o rezisten constant . Crescând valoarea tensiunii VDS, se produce urm torul fenomen: diferen a de poten ial dintre canal i gril este mai mare în vecin tatea drenei i mai mic în vecin tatea sursei (ca urmare a distribu iei poten ialului de-a lungul canalului). Ca urmare, tensiunea de polarizare a jonc iunii formate între gril i canal este mai mic în vecin tatea sursei i mai mare în vecin tatea drenei, ceea ce impune i faptul c regiunea de sarcin spa ial din canal este mai larg în vecin tatea drenei i mai îngust în vecin tatea sursei. Cu alte cuvinte, canalul se îngusteaz în apropierea drenei (figura 5.2), ceea ce înseamn cre terea rezisten ei sale.

138

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Ca urmare, cre terea curentului ID odat cu cre terea tensiunii VDS se face din ce în ce mai lent, pân când, la un moment dat, pentru o valoare Vp, numit tensiune de prag, canalul se închide complet. De i acest lucru s-ar putea interpreta ca o reducere la zero a curentului prin canal, în realitate acest lucru nu se întâmpl , datorit unor fenomene pe care le putem descrie simplificat i pe scurt, astfel: când canalul se îngusteaz , densitatea de curent în zona în care acesta este foarte îngust cre te dar, logic, aceast cre tere nu poate avea loc la infinit, astfel încât curentul ID cap o valoare constant , de satura ie, IDs. Varia ia ID = f(VDS) este dat în figura 5.3.

B. S consider m acum situa ia în care între gril i surs se aplic o tensiune VGS < 0. Dac VDS = 0, l rgimea canalului este constant pe toat lungimea lui, dar mai mic decât în cazul când VGS = 0. La cre terea tensiunii VDS, se vor produce acelea i fenomene ca în situa ia analizat mai sus, caracteristica ID = f(VDS) având aceea i form (calitativ) ca în cazul anterior, dar curentul de satura ie va avea o valoare mai mic (a se vedea tot figura 5.3). Cu cât VGS este mai mare (în valoare absolut ), cu atât curentul de dren de satura ie, IDs, este mai mic, astfel încât, pentru o anumit tensiune VGS = Vp, numit tensiune de prag (de închidere), curentul IDs se anuleaz . Rezult astfel c , prin poten ialul aplicat pe gril , se poate controla l rgimea canalului, tranzistorul comportându-se ca o rezisten comandat în tensiune. Putem face un studiu simplificat, astfel: pentru tensiuni VDS < Vp, poten ialul sursei este VDS, iar cel al drenei este VDS + VGS. Este evident c , în acest caz, obturarea canalului i saturarea lui ID se ob in când: VGS + VDS = Vp (5. 1) consider m c în canalul tranzistorului, de lungime L, purt torii mobili au o sarcin electric total Q. Deplasarea acestora între surs i dren , care are loc în timpul , numit timp de tranzit, determin curentul de dren : C C ID = VDS = Vp VGS , 139

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii unde C este capacitatea jonc iunii create între poart i canal. Dar tensiunea VGS nu este uniform distribuit de-a lungul canalului ci cre te de la VGS la surs , la VGS + VDS la dren . 1 Luând o valoare medie, egal cu VGS + VDS, curentul de dren are 2 expresia: C 1 VDS Vp VGS (5. 2) ID = 2 Se poate determina timpul de tranzit din rela ia: VDS L v= = E= , L unde E este intensitatea câmpului electric creat între surs i dren ce determin deplasarea purt torilor în canal cu viteza de drift v. Din rela ia de mai sus rezult : L2 = (5. 3) VDS Înlocuind rela ia 5.3 în 5.2, ob inem: C 1 2 (5. 4) VDS ID = 2 Vp VDS VGS VDS L 2 La satura ie, când VGS + VDS = Vp, rela ia 5.4 devine: 2

C ID = 2 Vp L

VGS

2

I DS0

VGS 1 Vp

(5. 5)

Rela ia de mai sus este o rela ie aproximativ , ob inut simplificatoare c tensiunea cre te liniar de-a lungul canalului.

în situa ia

Un studiu mai detaliat se poate face dup cum urmeaz , în condi ia în care facem urm toarele presupuneri ini iale: - concentra ia de impurit i donoare, ND este constant în canal - zona de sarcin spa ial se întinde numai în zona n (în canal) - în regiunea de sarcin spa ial , poten ialul nu depinde decât de coordonata y (figura 5.4.a) 140

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii - considerând sec iunea canalului de form dreptunghiular , l imea canalului este egal cu unitatea, în imea lui este 2H i lungimea L. Fie h, grosimea regiunii de sarcin spa ial în punctul de abscis x. Cum V q d2V q nu depinde decât de y, ecua ia Poisson, V = , se scrie: care, prin dy 2 dV q integrare, d y ct. În aceast rela ie, Q reprezint densitatea de sarcin dy electric în canal, q = eND. Pentru determinarea constantei de integrare, inem cont la y = 0 avem o zon de poten ial constant (întrucât nu exist sarcin spa ial ), dV deci ) 0, ceea ce ne conduce la rela ia: dy y 0 dV q y (5. 6) dy Integrând a doua oar între limitele y = 0 i y = h, rezult : 1q 2 V(h) – V(0) = h (5. 7) 2 Poten ialul V(h) este cel al punctului A, iar V(0) al punctului B, din figura 5.4 a. Considerând poten ialul sursei egal cu zero, atunci V(h) este diferen a de poten ial între A i S, iar V(0) diferen a de poten ial între B i S, adic diferen a de poten ial între gril i surs , VGS. Pentru c VGS este negativ, vom nota VGS = – VGS . Putem scrie, deci: 1q 2 V(h) = h – VGS (5. 8) 2 Dac not m n mobilitatea electronilor în canal i ID curentul în punctul de dV abscis x, putem scrie: ID = – nq 2 H h , de unde, dx ID ID dV 1 1 (5. 9) h dx 2 nq H h 2 n qH 1 H Din rela ia 5.8 exprim m 2 h= V VGS , q de unde: dV 1 1 dx 2 n qH 2 1 V VGS qH 2 i, prin integrare:

141

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

3 2 2 I Dx 2 V V ct. GS 2 3 qH 2 n qH Pentru determinarea constantei de integrare, inem cont c : la x = 0, V = VDS, deci: 3 2 2 2 VDS – V V ct. DS GS 3 qH 2 la x = L, V = 0, deci: 3 2 2 IDL 2 V ct GS 2 3 qH 2 n qH Rezult : 3 3 LI D 2 2 2 2 VDS V V V DS GS GS 2 n qH 3 qH 2 Pentru VGS = 0, rela ia de mai sus devine: 3 LI D 2 2 VDS VDS 2 2 2 n qH 3 qH Din derivarea ei, se poate ob ine maximul curbei ID = f(VDS).

V–

dI D dVDS

2 n qH 1 L

2 qH 2

VDS

(5. 10)

(5. 11)

(5. 12)

(5. 13)

(5. 14)

1 2

Curba ID = f(VDS) pentru VGS = 0 prezint un maxim (adic ID cap valoarea de satura ie maxim , IDSmax) la: qH 2 VDS = Vp = (5. 15) 2 Valoarea curentului de satura ie maxim,IDSmax, este:

2 n qH qH 2 IDsmax = L 2

2 2 qH 2 3 qH 2 2

3 2

2 n qH Vp L 3

Rela ia 5.13 se scrie, în aceste condi ii, sub forma: 3 3 Vp I D 2 1 VGS 2 VDS VGS 2 VDS 3 I Ds max 3 Vp

(5. 16)

(5. 17)

sau

ID I Ds max

V 3 DS Vp

2

VGS Vp

3 2

VDS Vp

142

VGS Vp

3 2

(5. 18)

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

5.1.3. Caracteristicile TEC-J Pentru a u ura discu iile, în rela ia 5.17 vom face înlocuirile: I V V z = D ; x = DS ; y = GS I Ds max Vp Vp Cu aceste înlocuiri, rela ia respectiv devine: 3

3

y ) 3x + 2 y 2 – 2(y + x) 2 A. ID = f VDS VGS ct . . Studiem func ia z = f(x) cu y parametru constant. Tensiunea de prag se ob ine când derivata acestei func ii se anuleaz , adic dz = 0. Acest lucru înseamn : dx 1

y = 1 – x, zp = – 2 + 3x + 2(1 – x) 2 .

3–3 y x=0 Putem scrie deci: ID

2 3

I Ds max

VDS Vp

2 1

VDS Vp

3 2

(5. 19)

Rela ia de mai sus exprim varia ia curentului de satura ie, IDs, în func ie de VDS (curba punctat din figura 5.5)

Pentru valori mici ale lui VDS, caracteristicile sunt practic rectilinii: y = 3x + 2z ID I Ds max

3 2

– 2z

3 1

3 2

x 1 y

VGS Vp

3 2

3

3

3x +2y 2 – 2y 2 + ... + 1

VDS Vp

3 3x = 3x 1 y 2 2y

(5. 20)

143

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

VDS ID

Vp I Ds max

1

(5. 21) VGS

3 1

Vp

Vp

, putem considera TEC-J ca un rezistor de rezisten 3I Ds max dependent de VGS, conform rela iei: r0 r) (5. 22) VGS 1 Vp Punând r0 )

B. IDs = f VGS

VDS ct .

r,

. IDs se ob ine când x = 1 – y, de unde: 3

3

zs = 3(1 – y) + 2y 2 – 2 = 1 – 3y + 2y 2 ID I Ds max

1 3

VGS Vp

2

VGS

3 2

(5. 23)

Vp

Curba ce reprezint rela ia de mai sus este cea din cadranul al II-lea din figura 5.5. Se poate constata din aceasta c IDs = 0 când VGS = Vp Utilizând aceea i metod de trasare a caracteristicilor ca cea de la figura 4.7, se ob in toate caracteristicile unui TEC-J, a a cum se poate vedea în figura 5.6.

Analizând aceste caracteristici, se pot extrage câteva observa ii: 144

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

din caracteristicile de ie ire (cadranul I), rezult c TEC-J func ioneaz ca o rezisten (variabil liniar) comandat în tensiune la tensiuni VDS < Vp (canalul deschis) i respectiv ca un dispozitiv cu curent constant (canal închis) la V DS > Vp. din caracteristica de transfer (cadranul II) rezult c se poate face o analogie foarte bun între comportarea TEC-J (la VGS < 0) i cea a unei triode. caracteristica de intrare (cadranul III) relev un curent IG foarte mic (~10–10A) ca urmare a polariz rii inverse a jonc iunii dintre gril i canal. caracteristica de reac ie (cadranul IV) relev o influen neglijabil a tensiune de ie ire, VDS, asupra curentului de intrare.

5.2.

Tranzistorul cu poart (gril ) izolat (TEC-MOS)

Acest tip de tranzistor este construit pe baza unei structuri metal-oxidsemiconductor1, în dou variante: cu canal ini ial i cu canal indus, care poate fi, la rândul lui, de tip p sau n. Modul de construc ie i simbolul folosit în schemele electronice pentru TEC-MOS cu canal indus sunt prezentate în figura 5.6, iar cele pentru TEC-MOS cu canal ini ial în figura 5.7.

Dup cum rezult din figura 5.6, construc ia TEC-MOS cu canal indus este urm toarea: pe un substrat semiconductor de tip n (figura 5.6.a), respectiv de tip p (figura 5.6.b) se creeaz prin difuzie dou regiuni de tip p (figura 5.7.a), respectiv n (figura 5.7.b), la o distan L = 5 – 50 m una de alta, regiuni care formeaz una sursa, cealalt drena. Zona substratului fiind slab dopat , cele dou jonc iuni ce se formeaz între surs i substrat i între dren i substrat joac un rol neînsemnat (ceea ce nu se întâmpl în cazul TEC-J). Pe fa a superioar a substratului între 1

De la ini ialele acestor trei cuvinte provine i denumirea: MOS

145

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii surs i dren se depune un strat de SiO2, care este un foarte bun izolator, iar peste acesta un electrod metalic - poarta (grila). La cei trei electrozi (surs , dren i gril ) se mai adaug înc unul - baza, reprezentat de stratul metalic depus pe substrat i care, de regul , se leag la surs . În mod asem tor este realizat i TEC-MOS cu canal ini ial (figura 5.7), deosebirea constând în faptul c , dac la TEC-MOS cu canal indus regiunea sursei este complet separat de cea a drenei, la TEC-MOS cu canal ini ial se realizeaz de la bun început un canal de conduc ie cu acela i tip de conduc ie ca cel al sursei. În ambele cazuri, stratul izolator de SiO2 are grosimi de ordinul 500 – 2000 Å Prin poten ialul aplicat pe poart , se poate controla sarcina spa ial mobil dintre surs i dren i deci curentul dintre ace ti doi electrozi.

consider m un TEC-MOS cu canal ini ial de tip n; între drena i sursa acestuia se aplic o tensiune VDS, de valoare mic . Pentru o tensiune VGS nul , dispozitivul func ioneaz ca un TEC-J, curentul de dren , ID, fiind cresc tor odat cu cre terea lui VDS, pân la atingerea satura iei. Dac pe gril se aplic o tensiune pozitiv , VGS, în canal vor fi atra i mai mul i purt tori (electroni, în acest caz) din substrat, astfel c (în condi ia c VDS este constant i mai mic decât Vp) ID cre te la cre terea lui VGS. La tensiuni VGS negative, efectul este invers, curentul ID scade la cre terea în valoare absolut a lui VGS, ceea ce ne permite s tragem concluzia c TEC-MOS func ioneaz , ca i TEC-J, ca o rezisten comandat prin tensiunea VGS, aplicat por ii. Rela iile deduse pentru TEC-J sunt, ca urmare, valabile i pentru TEC-MOS, cu singura deosebire c acesta din urm poate func iona i la tensiuni UGS pozitive, ceea ce nu este cazul la TEC-J. Caracteristicile TEC-MOS sunt i ele asem toare cu cele ale TEC-J, deosebirea esen ial constatându-se numai la caracteristica de transfer, ID = f(VGS), care este prezentat în figura 5.8. În plus, se mai constat i unele deosebiri

146

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

cantitative, în ceea ce prive te curentul IG foarte mic (~ 10–12 A) i rezisten a de intrare foarte mare (1010 – 1013 ), datorit stratului foarte bun izolator.

La TEC-MOS cu canal indus, func ionarea se datoreaz fenomenelor de suprafa care au loc la interfa a oxid-semiconductor unde, ca urmare a întreruperii re elei, atomii de semiconductor din aceste zone se comport ca ni te impurit i acceptoare1 care determin apari ia unor niveluri energetice discrete în banda interzis . Existen a acestor st ri de suprafa ale electronilor determin apari ia unei sarcini de suprafa ce creeaz un câmp electric superficial i, corespunz tor, o diferen de poten ial între suprafa a semiconductorului i interiorul s u. Densitatea st rilor de suprafa poate fi crescut prin adsorb ia unor atomi de impurit i la suprafa a semiconductorului.

consider m un TEC-MOS cu canal indus, având substratul bazei de tip p. Aplicând o tensiune pozitiv , VGS, între poart i surs , electronii afla i în substrat vor fi atra i spre interfa a oxid-semiconductor, unde vor ocupa st rile de suprafa ; crescând valoarea tensiunii VGS, la un moment dat toate st rile de suprafa vor fi ocupate, în continuare electronii acumulându-se în aceast zon , ini ial înc rcat 1

Acest fapt se petrece întrucât atomii respectivi au octetul incomplet (cel pu in un atom vecin lipsind din re ea) ei putând accepta deci electroni pe un nivel energetic discret, asem tor celui determinat de impurit ile acceptoare.

147

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii cu sarcin pozitiv , i electrizând-o negativ. Stratul format, numit strat de inversiune, îmbog it în electroni, constituie un canal (de tip n) care permite trecerea curentului electric între surs i dren , în momentul aplic rii unei tensiuni VDS. În mod asem tor func ioneaz i TEC-MOS cu canal indus de tip p. Caracteristicile TEC-MOS cu canal indus arat la fel cu cele ale TEC-MOS cu canal ini ial sau ale TEC-J, singura deosebire esen ial fiind la caracteristica de transfer, care arat conform figurii 5.9.

5.3.

Parametrii de semnal mic ai TEC. Schema echivalent

Func ionarea TEC poate fi caracterizat prin valoarea a dou tensiuni, VDS i VGS i a doi curen i, IG i ID. A a cum s-a v zut, IG este practic constant deci ID depinde numai de cele dou tensiuni, astfel încât putem scrie: I ID dID = D dVGS (5. 24) dVDS VGS VDS

Se definesc urm torii parametri: transconductan a (conductan a mutual ) I gm = D VGS V ct .

(5. 25)

DS

conductan a de dren ID 1 gD = rD VDS V ct .

(5. 26)

GS

factorul de amplificare static VDD = VGS I ct .

(5. 27)

D

Între cei parametri se poate stabili rela ia: gmrD = 148

(5. 28)

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii În regiunea nesaturat , datorit liniarit ii caracteristicilor, se poate scrie (pentru m rimi alternative): iD = gmuGS + gDuds (5. 29) Pornind de la rela ia 5.28, se poate stabili schema echivalent a TEC (figura 5.10) valabil atât pentru TEC-J cât i pentru TEC-MOS, valorile parametrilor fiind îns deduse prin rela ii specifice fiec rui tip de MOS.

5.4.

Polarizarea TEC

În aplica iile practice, la fel ca în cazul tranzistoarelor bipolare, i la tranzistoarele cu efect de câmp se pune problema asigur rii polariz rii corespunz toare, folosind o singur surs . În cazul TEC-J i TEC-MOS cu canal ini ial, între care exist o mare asem nare func ional , polarizarea corect de la o singur surs se ob ine prin metoda polariz rii automate a por ii (analog cu metoda negativ rii automate a grilei la tuburi electronice).

Schema folosit este cea din figura 5.11.a. Elementul esen ial este rezisten a RS, prin care trece curentul ID, ce produce o c dere de tensiune la bornele acesteia, poten ialul mai mare (pozitiv) fiind la surs i cel mai mic (negativ) la mas . Cum grila este practic legat la mas (IG este practic nul, deci c derea de tensiune pe RG este i ea nul ), ea se afl la un poten ial mai mic (mai negativ) decât cel al sursei, asigurându-se astfel tensiunea VGS negativ necesar : VGS = – RSID ; E = VDS + ID(RD + RS) Capacitatea CS scurtcircuiteaz rezisten a RS în curent alternativ, astfel încât numai componenta continu a curentului de dren s treac prin RS, ceea ce asigur o tensiune de polarizare a grilei constant . Reprezentând grafic rela ia VGS = – RSID, se ob ine o dreapt care se intersecteaz cu caracteristica de transfer ID = f(VGS) în punctul M (figura 5.11.b) care, proiectat pe dreapta de sarcin , ob inut prin reprezentarea grafic a rela iei E = VDS + ID(RD + RS), d punctul N. 149

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Pentru TEC-MOS cu canal indus, la care func ionarea se face în mod normal cu tensiuni VGS de acela i semn cu VDS, polarizarea cu o singur surs se realizeaz prin scheme asem toare cu cele de la polarizarea tranzistorului bipolar (figura 5.12), cu deosebirea c , pentru a folosi avantajul TEC (rezisten foarte mare de intrare), rezisten ele divizorului de polarizare vor avea i ele valori mari.

5.5.

Aplica ii

5.5.1. Tranzistorul cu efect de câmp cu poart -jonc iune (TEC-J) 1. No iuni teoretice Tranzistoarele cu efect de câmp sunt tranzistoare unipolare (func ionarea lor este determinat de un singur tip de purt tori - cei majoritari), structura i simbolul folosit în schemele electronice fiind prezentate în figura 5.13. A a cum se vede în aceast figur , sunt dou variante constructive, cu canal n (figura 5.13.a) i cu canal p (figura 5.13.b), ambele fiind construite pe un cristal semiconductor (de tip n, respectiv p), la capetele c ruia se afl contactele la cei doi electrozi numi i surs - S i dren – D, între care se formeaz un canal. Cel de-al treilea electrod este grila (poarta) - G, format pe un substrat semiconductor cu tip de conduc ie diferit de cel al stratului în care s-a realizat canalul, astfel încât între gril i canal se formeaz o jonc iune p-n. Grila este puternic dopat , în timp ce sursa i drena sunt mai slab dopate. Fenomenul principal care se petrece într-un TEC-J este deplasarea purt torilor majoritari de la surs spre dren prin canal, a c rui l rgime se poate modifica prin tensiunea aplicat pe poart , dispozitivul comportându-se ca o rezisten comandat prin aceast tensiune.

150

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

consider m un TEC-J cu canal n la care doparea este foarte puternic în regiunea grilei i slab în canal, ceea ce face ca jonc iunea ce apare între gril i canal s prezinte o regiune de sarcin spa ial extins practic numai în canal. analiz m mai întâi situa ia în care poten ialul por ii este nul, VGS = 0. În aceast situa ie, între dren i surs , se aplic o tensiune VDS > 0, cresc toare. La valori mici ale acestei tensiuni, apare un curent ID, propor ional cu VDS, situa ie în care tranzistorul se comport ca o rezisten constant . Diferen a de poten ial dintre canal i gril este mai mare în vecin tatea drenei i mai mic în vecin tatea sursei (ca urmare a distribu iei poten ialului de-a lungul canalului). Ca urmare, tensiunea de polarizare a jonc iunii formate între gril i canal este mai mic în vecin tatea sursei i mai mare în vecin tatea drenei, ceea ce impune i faptul c regiunea de sarcin spa ial din canal este mai larg în vecin tatea drenei i mai îngust în vecin tatea sursei. Cu alte cuvinte, canalul se îngusteaz în apropierea drenei (figura 5.14), ceea ce înseamn cre terea rezisten ei sale.

Ca urmare, cre terea curentului ID odat cu cre terea tensiunii VDS se face din ce în ce mai lent, pân când, la un moment dat, pentru o valoare Vp, numit tensiune de prag sau tensiune de închidere, canalul se închide complet. Când 151

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

canalul se îngusteaz , densitatea de curent în zona în care acesta este foarte îngust cre te dar aceast cre tere nu poate avea loc la infinit, astfel încât curentul ID cap o valoare constant , de satura ie, IDs. Varia ia ID = f(VDS), este dat în figura 5.15, ea reprezentând caracteristica de dren a TEC-J.

Cum curentul ce trece prin canal, IDs, depinde de l rgimea acestuia, rezult se poate controla acest curent prin tensiunea aplicat pe poart (gril ). Aceast tensiune trebuie s aib o astfel de polaritate astfel încât jonc iunea p-n s fie polarizat invers: pentru TEC-J cu canal n grila este polarizat negativ fa de surs , pentru TEC-J cu canal p, pozitiv fa de surs . Dac VDS = 0, l rgimea canalului este constant pe toat lungimea lui, dar mai mic decât în cazul când VGS = 0. La cre terea tensiunii VDS, se vor produce acelea i fenomene ca în situa ia analizat mai sus, caracteristica ID = f(VDS) având aceea i form (calitativ) ca în cazul anterior, dar curentul de satura ie va avea o valoare mai mic (a se vedea tot figura 5.15). Cu cât VGS este mai mare (în valoare absolut ), cu atât curentul de dren de satura ie, IDs este mai mic, astfel încât, pentru o anumit tensiune VGS = Vp, curentul IDs se anuleaz . Rezult astfel c , prin poten ialul aplicat pe gril , se poate controla l rgimea canalului, tranzistorul comportându-se ca o rezisten comandat în tensiune. Pentru descriera func ion rii TEC - J, se definesc urm torii parametri: - panta caracteristicii de dren : dVDS r DS (5. 30) dI D V 0 i V 0 DS

gm

GS

- conductan a mutual (transconductan a) dID dVGS V V DS

p

Transconductan a este maxim la VGS = 0, când:

152

(5. 31)

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

g m0

2 IDs0 Vp

(5. 32)

unde IDs0 este valoarea curentului ID când VGS = Vp, la scurtcircuit între dren surs . În regiunea de satura ie, curentul de dren este dat de expresia:

i

2

IDs

I Ds0

VGS 1 Vp

(5. 33)

de unde se poate exprima VGS: I VGS Vp 1 Ds (5. 34) IDs0 De asemenea, în aceea i regiune, transconductan a este dat de rela ia: gm

g m0 1

VGS Vp

gm0

I Ds IDs0

(5. 35)

2. Scopul lucr rii; montaj experimental Lucrarea are drept scop studiul func ion rii unui TEC-J i trasarea caracteristicilor statice ale acestuia. Pentru trasarea punct cu punct a caracteristicilor statice ale TEC-J se folose te montajul din figura 5.16, care reprezint macheta, instrumentele de sur i sursele de tensiune utilizate.

În afara machetei din figura 5.16, se mai utilizeaz : - machet pentru vizualizarea caracteristicilor de dren (figura 5.17);

153

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

machet pentru vizualizarea caracteristicilor de transfer (figura 5.18);

- patru AVO-metre (multimetre), folosite în schema din figura 5.16; - un osciloscop; - dou surse de c.c. cu valoare variabil 0 ÷ 20 V, ED i EG. 3. Mod de lucru Pentru trasarea caracteristicilor TEC-J se folose te montajul din figura 5.16, tranzistorul folosit fiind de tipul BF 245. Se parcurg urm toarele etape: - se verific montajul realizat pe machet , identificându-se elementele acestuia i conexiunile; - se leag în circuit instrumetele de m sur , care sunt: dou voltmetre de curent continuu i dou miliampermetre de curent continuu (toate cele patru instrumente de m sur pot fi multimetre digitale) precum i dou surse de tensiune continu , reglabile (se pot folosi surse de tensiune fixe, cuplate la un montaj poten iometric). - se alimenteaz montajul de la cele dou surse de tensiune variabil , ED i E G.

154

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

pentru trei valori constante ale lui VGS, în domeniul de tensiuni sub tensiunea de prag i la diferite tensiuni VDS, se m soar curen ii ID . Rezultatele se trec în tabelul urm tor:

- VGS (V)

0 ID (mA)

0,5 ID (mA)

1 ID (mA)

1,5 ID (mA)

2 ID (mA)

2,5 ID (mA)

3 ID (mA)

-1 -0,9 -0,8 -0,5 -0,3 -0,1 0 0,1 0,3 0,5 1 1,5 2 5 10

VDS (V)

-

se traseaz caracteristicile statice de ie ire, ID de transfer, ID

-

VDS ct

i cele

VGS ct

, folosind datele din tabelul întocmit;

pentru VDS = 0, se m soar IG la diferite tensiuni VDS, rezultatele trcându-se în tabelul urm tor:

VGS (V) IG -

f VGS

f VDS

0

0,5

1

1,5

se traseaz caracteristica de intrare, IG

2

f VGS

2,5

VDS 0

3

, folosind datele

din tabelul de mai sus; din caracteristicile trasate, se determin Vp, gm i IDs0 i, cu valorile determinate, se verific rela ia (5.32); - folosind montajele din figurile 5.17 i 5.18, se vizualizeaz la osciloscop caracteristicile de ie ire i de transfer i se compar cu cele trasate punct cu punct. 4. Întreb ri 1. Ce concluzii se pot trage din compararea caracteristicilor de ie ire i de transfer trasate punct cu punct, respectiv vizualizate la osciloscop ? 2. Cum func ioneaz montajul din figura 5.17 ? Dar cel din figura 5.18 ? -

155

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii 5.5.2. Tranzistorul cu efect de câmp cu poart izolat (TECMOS) 1. No iuni teoretice Tranzistoarul cu efect de câmp cu poart izolat (TEC-MOS) se deosebe te de TEC-J prin faptul c poarta este izolat fa de canal printr-un strat de oxid, care este un dielectric. Principial, TEC-MOS este construit conform figurii 5.19; tranzistorul reprezentat în aceast figur este cu canal de tip n, putându-se realiza, bineîn eles, i varianta cu canal de tip p.

De asemenea, canalul poate fi realizat ini ial sau indus. Indiferent de varianta constructiv , un TEC – MOS are patru electrozi: sursa (S), drena (D), grila (poarta) (G) i baza (B), care, de regul , fiind un electrod auxiliar, se leag la surs . Dac pe poart nu se aplic tensiune, curentul de dren este ID = 0 în cazul când canalul este indus. Aplicând o tensiune negativ de polarizare pe poart , VGS, curentul ID depinde de acesta a a cum rezult din figura 5.20.

La o anumit valoare, Vp, a acestei tensiuni, numit tensiune de prag, curentul ID devine diferit de zero, datorit inducerii unui canal între surs i dren ; peste aceast valoare, curentul cre te odat cu cre terea tensiunii VGS. Pentru VGS = ct., peste valoarea de prag, curentul ID este dependent de tensiunea VDS conform graficului din figura 5.21.

156

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

TEC – MOS cu canal ini ial se comport asem f(VGS) este cea din figura 10.4.

tor dar caracteristica ID =

Se vede c , în acest caz, la VGS = 0, exist un curent ID diferit de zero, care se poate anula prin aplicarea unei tensiuni VGS pozitive. Deci, TEC – MOS cu canal ini ial poate func iona i la tensiuni VGS pozitive, spre deosebire de cel cu canal indus, care func ioneaz numai la valori negative ale acestei tensiuni. 2. Scopul lucr rii; montaj experimental Lucrarea are drept scop studiul func ion rii unui tranzistor cu efect de câmp cu poart izolat (TEC-MOS) i trasarea caracteristicilor statice ale acestuia.

Pentru trasarea punct cu punct a caracteristicilor statice ale TEC-MOS se folose te montajul din figura 5.23, care reprezint macheta, instrumentele de 157

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

sur i sursele de tensiune utilizate. Se folose te un tranzistor de tipul ROS 01, care este un TEC – MOS cu canal de tip p indus. În afara machetei din figura 5.23, se mai utilizeaz : - o machet pentru vizualizarea caracteristicilor de dren , ID = f(VDS) (figura 5.24);

-

o machet pentru vizualizarea caracteristicilor de transfer, ID = f(VGS) (figura 5.25);

- patru AVO-metre (multimetre), folosite în schema din figura 5.23; - un osciloscop; - dou surse de c.c. cu valoare variabil 0 ÷ 20 V, ED i EG. 3. Mod de lucru Pentru trasarea caracteristicilor TEC-MOS se folose te montajul din figura 5.23. Se parcurg urm toarele etape: - se verific montajul realizat pe machet , identificându-se elementele acestuia i conexiunile; - se leag în circuit instrumetele de m sur , care sunt: dou voltmetre de curent continuu i dou miliampermetre de curent continuu (toate cele patru instrumente de m sur pot fi multimetre digitale) precum i dou 158

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

surse de tensiune continu , reglabile (se pot folosi surse de tensiune fixe, cuplate la un montaj poten iometric). se alimenteaz montajul de la cele dou surse de tensiune variabil , ED i E G. pentru diferite valori constante ale lui VGS i la diferite tensiuni VDS, se soar curen ii ID . Rezultatele se trec în tabelul urm tor:

- VGS (V)

0 ID (mA)

0,5 ID (mA)

1,5 ID (mA)

2 ID (mA)

2,5 ID (mA)

3 ID (mA)

-1 -0,9 -0,8 -0,5 -0,3 -0,1 0 0,1 0,3 0,5 1 1,5 2 5 10

VDS (V)

-

se traseaz caracteristicile statice de ie ire, ID de transfer, ID

-

1 ID (mA)

f VGS

VDS ct

f VDS

VGS ct

i cele

, folosind datele din tabelul întocmit;

se determin : gm

dI D dVGS

i gd VDS ct

dI D dVDS

VGS ct .

în punctul VDS = - 10 V i ID = - 10 mA. - folosind montajele din figurile 5.24 i 5.25, se vizualizeaz la osciloscop caracteristicile de ie ire i de transfer i se compar cu cele trasate punct cu punct. 4. Întreb ri 1. Ce concluzii se pot trage din compararea caracteristicilor de ie ire i de transfer trasate punct cu punct, respectiv vizualizate la osciloscop ? 2. Cum func ioneaz montajul din figura 10.6 ? Dar cel din figura 10.7 ?

159

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii CAPITOLUL VI

6. AMPLIFICATOARE 6.1.

No iuni generale. Clasificare

Definit în modul cel mai general, un amplificator este un cuadripol la intrarea c ruia dac se aplic un semnal variabil, la ie ire se ob ine un semnal de aceea i form i frecven dar cu amplitudine mai mare. Este evident c sporul de putere la ie irea amplificatorului este ob inut datorit unei surse de energie electric cu care este prev zut acesta. Amplificatorul este deci, în sens larg, un cuadripol activ caracterizat de perechile de m rimi ui i ii - la intrare i ue i ie - la ie ire, între care se stabile te o rela ie biunivoc (unei perechi de valori ui, ii îi corespunde o pereche i numai una de valori ue, ie). De regul , se impune ca m rimile de intrare s fie cât mai pu in influen ate de m rimile de ie ire. Clasificarea amplificatoarelor se poate face dup mai multe criterii: 1. dup natura semnalului amplificat - amplificatoare de tensiune - amplificatoare de curent - amplificatoare de putere Primelor dou tipuri li se aplic la intrare semnale de amplitudini mici, motiv pentru care se mai numesc i amplificatoare de semnal mic. Al treilea tip necesit lucrul cu puteri mari, motiv pentru care amplificatoarele din aceast categorie se mai numesc i amplificatoare de semnal mare. 2. dup tipul elementelor active utilizate - amplificatoare cu tuburi electronice - amplificatoare cu tranzistoare - amplificatoare cu circuite integrate 3. dup frecven a semnalelor amplificate - amplificatoare de curent continuu - amplificatoare de joas frecven (JF) sau audiofrecven (AF), care lucreaz în gama de frecven e 10 105 Hz - amplificatoare de înalt frecven (ÎF) sau radiofrecven (RF), care lucreaz în gama de frecven e 105 – 107 Hz - amplificatoare de foarte înalt frecven (FIF) i de ultraînalt frecven (UIF), care lucreaz în gama de frecven e 108 – 1010 Hz 4. dup l rgimea benzii de frecven e în care lucreaz - amplificatoare de band îngust (~ 10 kHz) - amplificatoare de band larg (~ 106 Hz) 5. dup tipul cuplajului între etaje de amplificare - amplificatoare cu cuplaj RC - amplificatoare cu circuite acordate - amplificatoare cu cuplaj prin transformator 160

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

amplificatoare cu cuplaj rezistiv (galvanic)

6.2.

Parametrii amplificatoarelor

Dintre multitudinea de parametri care caracterizeaz un amplificator, îi enumer m aici pe cei mai importan i: 1. parametri de intrare a) gama de tensiuni de intrare b) impedan a de intrare u Zi = i (6. 1) ii 2. parametri de ie ire a) gama de tensiuni de ie ire b) gama de curen i de ie ire c) impedan a de ie ire d) puterea maxim la ie ire 3. parametri de transfer a) coeficientul de amplificare (amplificare, câ tig) i. amplificarea în tensiune: u Au = e (6. 2) ui ii. amplificarea în curent: ie Ai = (6. 3) ii iii. amplificarea în putere: Pe AP = (6. 4) Pi Se mai folosesc formulele: u u (6. 5) Au = 20 lg e ; Au = ln e ui ui i cele analoage, pentru amplificarea în curent i putere1. Unitatea de m sur a amplific rii este în cazul primei formule din 6.5 decibelul (dB), iar în cazul celei de-a doua formule neperul2 (Np). b) caracteristica amplitudine-frecven Aceast m rime reprezint curba A = f( ). Se definesc: frecven a limit inferioar , m i, respectiv, frecven a limit superioar , M, care reprezint 1 frecven ele la care amplificarea scade la din valoarea acesteia în mijlocul 2 1

În acest caz, factorul din prima formul este 10 i nu 20, iar în a doua formul logaritmul natural se multiplic cu factorul 1/2. 2 1 Np = 8,686 dB

161

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

benzii de frecven e a amplificatorului. Diferen a B = M – m reprezint banda de frecven e a amplificatorului. c) distorsiunile amplificatorului La amplificatoarele reale, semnalul de ie ire nu reproduce identic semnalul de intrare, datorit neliniarit ii caracteristicii de transfer sau apari iei unor armonici. Astfel, întâlnim distorsiuni ale amplitudinii în func ie de frecven , pentru care definim factorul de distorsiuni de amplitudine, M: A M= (6. 6) A0 distorsiuni ale fazei în func ie de frecven , distorsiuni armonice i de intermodula ie. Pentru distorsiunile armonice, se define te factorul de distorsiuni armonice:

U 12

U 22 = (6. 7) U0 unde U1, U2, ... reprezint amplitudinile armonicilor i U0 amplitudinea semnalului fundamental. d) raportul semnal-zgomot Aceast m rime reprezint raportul dintre tensiunea semnalului util i cea a zgomotului propriu 1. e) gama dinamic Gama dinamic reprezint raportul dintre semnalul de putere maxim i respectiv de putere minim pe care le poate furniza amplificatorul. Limita superioar a puterii furnizate este determinat de puterea amplificatorului, iar cea inferioar de raportul semnal-zgomot. f) sensibilitatea Aceast m rime se define te ca fiind tensiunea minim la intrare care asigur la ie ire puterea util nominal în sarcin .

6.3.

Amplificatorul de semnal mic cu cuplaj RC

Schema acestui tip de amplificator este prezentat în figura 6.1.a (folosind un tranzistor bipolar), respectiv în figura 6.1.b (folosind un TEC). În schema din figura 6.1.a, rezisten ele R1, R2 i R3 au rol în polarizarea tranzistorului (a se vedea paragraful 4.4), în timp ce R4 are rol atât în polarizare, cât i, împreun cu R5, la constituirea rezisten ei de sarcin . Condensatoarele C1 i C3 permit cuplarea amplificatorului, atât la intrare cât i la ie ire, numai în curent alternativ, iar C2 scurtcircuiteaz R3 în curent alternativ. Acest amplificator este inversor, în sensul semnalul de la ie ire este defazat cu 180 fa de cel de la intrare.

1

Zgomotul propriu reprezint semnalul existent la ie irea amplificatorului atunci când la intrarea sa semnalul este nul.

162

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

În mod analog, în schema din figura 6.1.b, R1, R2 i R3 asigur polarizarea tranzistorului, R2 alc tuind în acela i timp, împreun cu R5, rezisten a de sarcin a amplificatorului. Condensatoarele C1, C2 i C3 au i ele acela i rol cu cele corespunz toare din schema 6.1.a. i acest amplificator este inversor. S analiz m acum func ionarea amplificatorului din schema 6.1.a, pe baza schemei echivalente a tranzistorului, a a cum a fost ea configurat cu parametrii hibrizi. Rezisten a de sarcin a amplificatorului este R4 dac avem un singur etaj de R 4R b amplificare sau Rs = , unde Rb este rezisten a de intrare a tranzistorului R4 Rb din etajul urm tor, legat în paralel cu cele dou rezisten e de polarizare a bazei acestuia. Schema echivalent cu parametrii hibrizi a montajului este dat în figura 6.2. La frecven e medii, reactan ele condensatoarelor de cuplaj se pot considera practic nule, în timp ce capacitatea parazit , Cp are o reactan infinit . Curentul la ie irea amplificatorului este: i2 = h21 i2 + h22h2, unde i1 este curentul la intrare i u2 tensiunea la ie ire. Pe de alt parte, u2 = Rsi2, de unde: i2(1 + h22Rs) = h21 i1, rela ie care ne permite s calcul m amplificarea în curent: i h 21 Ai = 2 (6. 8) i1 1 h 22 R S

Impedan a de intrare, considerat pur rezistiv , este dat de: 163

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Ri =

u1 i1

h 11

h 11 h 22 h 12 h 21 R S 1 h 22 R S

(6. 9)

Amplificarea în tensiune este dat

de: Au =

u2 u1

R Si 2 R i i1

Ai

RS Ri

i,

înlocuind expresia lui Ai din (6.8), se ob ine: h 21 R S Au = (6. 10) h 11 h 11 h 22 h 12 h 21 R S Putem scrie, de asemenea: u1 = – Rgi1, unde Rg este rezisten a intern a generatorului ce furnizeaz semnalul de intrare i u1 = h11 i1+h12u2. Eliminând u1 din aceste dou rela ii i folosind i rela ia (6.8), putem calcula impedan a de ie ire, considerat pur rezistiv : h11 R g Re = (6. 11) h 22 R g h11h 22 h 12 h 21 Formulele astfel ob inute sunt valabile pentru semnale de frecven e medii. În cazul frecven elor joase, efectul capacit ilor de cuplaj nu mai poate fi neglijat i, ca atare, în expresia amplific rii va ap rea i influen a capacit ii C3. Ref când calculele, rezult : 2

1

Auj = Au

1

1 C3 R 4

2

j

= Au 1

Rb

1 2

(6. 12)

2

unde s-a notat: 1 (6. 13) 2 C3 R 4 R b a cum se poate constata, la frecven e joase, amplificarea scade odat cu sc derea frecven ei. Definim frecven a limit inferioar , j, frecven a dat de rela ia (6.13), la care amplificarea scade de 2 ori fa de valoarea la frecven e medii. De asemenea, se observ i faptul c frecven a limit inferioar este cea la care reactan a capacit ii de cuplaj, C3, este egal cu rezisten a echivalent a leg rii în serie a lui R4 cu Rb. La frecven e mari, capacit ile de cuplaj au efecte neglijabile, în schimb capacitatea parazit , Cp, influen eaz evident func ionarea amplificatorului. Aceast capacitate parazit este capacitatea echivalent a grup rii în paralel a capacit ii colector-emitor, a capacit ii de intrare a etajului urm tor i a capacit ii conexiunilor montajului. inând cont de aceast influen , dup efectuarea calculelor se ob ine amplificarea la frecven e înalte: j

=

2

1

Auî = Au

1

2

Cp R S

2

= Au 1

(6. 14) î

164

1 2

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii unde s-a notat: 1 (6. 15) î= 2 Cp R S i în acest caz se poate vedea c se define te o frecven limit superioar , 2 ori fa de valoarea la i, ce reprezint frecven a la care amplificarea scade de frecven e medii i la care reactan a capacit ii parazite este egal cu rezisten a Rs. La frecven e înalte mai intervin i alte fenomene, ca urmare a influen ei capacit ilor Cbe i Cbc, care determin sc derea amplific rii, acestea ac ionând ca i Cp (putând fi, de altfel, incluse în Cp). În mod special capacitatea Cbc, care are valori de ordinul 3 ÷ 6 pF, ac ioneaz ca un circuit de reac ie negativ , ce limiteaz amplificarea la frecven e mari, acest fenomen fiind cunoscut sub numele de efect Miller sau reac ie intern . rimea: B = î - j se nume te band de trecere (de frecven e) a amplificatorului, reprezentând domeniul de frecven e în care amplificatorul amplific semnalele aplicate la intrare.

6.4.

Amplificatoare de putere

Dac la intrarea unui amplificator se aplic un semnal variabil de o anumit putere, iar la ie ire se ob ine semnalul amplificat la o putere mai mare, amplificatorul respectiv este un amplificator de putere. Fa de amplificatorul de tensiune, amplificatorul de putere necesit la intrare un semnal mare, iar impedan a de sarcin este de câteva zeci sau sute de ori mai mic . Amplificatoarele de putere se pot clasifica dup mai multe criterii. Astfel, în func ie de tensiunea de polarizare a bazei i de amplitudinea semnalului la intrare, amplificatoarele pot func iona în trei clase de func ionare: clas A, când elementul activ este în stare de conduc ie pe toat durata semnalului de la intrare, semnalul de la ie ire reproducând în totalitate semnalul de intrare; clas B, când timpul în care elementul activ este în stare de conduc ie este jum tate din perioada semnalului aplicat la intrare; clas C, când timpul în care elementul activ este în stare de conduc ie este mai mic decât o semiperioad . De asemenea, în func ie de tipul de cuplaj al amplificatorului cu sarcina, întâlnim: amplificator cu cuplaj prin transformator; amplificator cu cuplaj capacitiv; amplificator cu cuplaj direct (galvanic).

165

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

În figura 6.3 este prezentat schema unui amplificator de putere func ionând în clas A, cu cuplaj prin transformator. Pentru u urin a în elegerii func ion rii acestui amplificator, vom folosi i diagrama din figura 6.4.

Dac la intrare se aplic un semnal sinusoidal, punctul de func ionare se deplaseaz pe dreapta de sarcin , de o parte i de alta a punctului static de func ionare, ales prin polarizarea tranzistorului, între tensiunile UCEmax i UCEmin i, respectiv între valorile curentului ICmax i ICmin. Practic, se poate scrie: U U CE min UCE = CE max (6. 16) 2 Tensiunea de alimentare, EC, se alege practic egal cu UCE, iar curentul de colector corespunz tor punctului static de func ionare respectiv se alege astfel încât puterea disipat de tranzistor în acest punct s nu dep easc puterea maxim disipat admisibil . În aceste condi ii, Puterea maxim util a amplificatorului este: 1 Pu = UCEIC (6. 17) 2 166

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

iar puterea absorbit de la sursa de alimentare: PC = ECIC UCEIC (6. 18) Randamentul amplificatorului este deci: P = u = 50 % (6. 19) Pc Acesta este randamentul maxim posibil, în realitate ap rând pierderi i în transformator i pe alte c i, astfel încât randamentul este în realitate mai mic. Totu i, acest tip de amplificator are avantajul introducerii unor distorsiuni neliniare neglijabile.

Dezavantajul amplificatorului de clas A, în ceea ce prive te randamentul sc zut, se poate evita prin folosirea amplificatoarelor de clasa B la care, datorit func ion rii doar pe o semiperioad , sunt necesare de fapt dou etaje care func ioneaz în contratimp. Schema unui astfel de amplificator este dat în figura 6.5. Astfel de amplificatoare au un randament ridicat, ajungând la 80 %, distorsiunile armonice sunt i ele reduse, fiind posibil i eliminarea folosirii transformatoarelor.

6.5.

Principiul reac iei; reac ia în amplificatoare

Reac ia reprezint procesul de aducere a unei p i din semnalul de la ie irea unui amplificator la intrarea acestuia, prin intermediul unei bucle de reac ie. Schema general de realizare a reac iei este prezentat în figura 6.6.

167

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

Re eaua de reac ie asigur atenuarea corespunz toare a semnalului de la ie ire i, dac este cazul, o defazare corespunz toare, m rimea caracteristic a acesteia fiind factorul de reac ie, . Semnalul la intrarea amplificatorului este: s = s i + s r = s i + s 0. Pe de alt parte: s 0 = A 0 s Din cele dou rela ii se ob ine: A0 si s0 = (6. 20) 1 A0 Rezult deci c amplificarea sistemului amplificator-circuit de reac ie este: s A0 A= 0 (6. 21) si 1 A 0 Se vede c pentru A0 suficient de mare, amplificarea A tinde spre o valoare egal cu inversul factorului de reac ie, , deci devine independent fa de amplificarea amplificatorului de baz . Se spune c amplificarea amplificatorului cu reac ie este desensibilizat fa de amplificarea amplificatorului de baz . Dup modul de readucere a semnalului de la ie ire la intrare, se disting patru configura ii tipice de realizare a reac iei: serie-serie, serie-paralel, paralel-serie, paralel-paralel. Acestea sunt prezentate în figura 6.7. În func ie de configura ie, m rimile care apar în rela iile de mai sus au semnifica ii diferite, dup cum urmeaz : - reac ia serie-serie: A 0y i i u A0y = 0 ; Ay = 0 (6. 22) ; y= r u i 1 A0y y u i0 - reac ia serie-paralel: u A0 u u A0u = 0 ; Au = 0 ui 1 A0 u u - reac ia paralel-paralel: u A 0z u A0z = 0 ; Az = 0 i i 1 A 0z i - reac ia paralel-serie: i A 0i i A0i = 0 ; Ai = 0 i i 1 A 0i i

u

=

ur u0

(6. 23)

;

z

=

ir u0

(6. 24)

u

z

; i

;

i

=

ir i0

168

(6. 25)

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

În general, se disting urm toarele trei situa ii: 1 – A 0 < 1 - reac ie pozitiv ; 1 – A 0 = 0 - amplificatorul devine oscilator (vezi § 7.2) 1 – A 0 > 1 - reac ie negativ

6.6.

Influen a reac iei asupra parametrilor amplificatoarelor

Prezen a reac iei negative la un amplificator determin modific ri ale parametrilor acestuia, a a cum se poate vedea în cele ce urmeaz : 1. Influen a reac iei negative asupra amplific rii Dup cum se poate constata din rela ia (6.21), amplificarea unui amplificator cu reac ie negativ scade; pe de alt parte, îns cre te stabilitatea amplific rii, lucru pe ce poate fi ar tat în modul urm tor: dac amplificarea f reac ie A 0 sufer o varia ie dA 0 << A 0, atunci A 0 devine A 0 + dA 0, iar A devine A + dA. Diferen iind rela ia 6.21, se ob ine: dA 0 (6. 26) dA = 2 1 A0 Atunci, dA 1 dA0 A 1 A0 A0

(6. 27)

169

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Din rela ia de mai sus, se vede c varia ia relativ a amplific rii cu reac ie este mai mic de 1 – A 0 ori decât cea f reac ie, stabilitatea în amplificare a amplificatorului crescând deci de 1 – A 0 ori prin utilizarea reac iei negative. 2. Influen a reac iei negative asupra benzii de frecven Întrucât, pe de o parte, produsul band -amplificare este constant, i, pe de alt parte, amplificarea cu reac ie negativ scade de 1 – A 0 ori, rezult c banda de frecven e a amplificatorului cu reac ie cre te de 1 – A 0 ori. 3. Influen a reac iei negative asupra impedan elor de intrare i de ie ire ale amplificatorului i asupra distorsiunilor neliniare. Se poate demonstra c impedan a de intrare a amplificatorului cu reac ie negativ cre te, iar cea de ie ire scade, în compara ie cu m rimile corespunz toare ale amplificatorului f reac ie, de 1 – A 0 ori. De asemenea, se arat c factorul de distorsiuni se reduce i el cu acela i factor, când se utilizeaz reac ia negativ .

6.7.

Amplificatorul diferen ial

Amplificatorul diferen ial este un amplificator simetric, func ionând ca amplificator de semnale variabile sau de curent continuu i care permite eliminarea practic total a influen ei derivei termice asupra parametrilor s i. Schema de principiu este cea din figura 6.8 i din ea se vede c amplificatorul diferen ial dispune de dou intr ri simetrice i una sau dou ie iri.

Dac la cele dou intr ri se aplic semnalele ui1 i, respectiv ui2, se definesc: - semnalul de intrare diferen ial: ud = ui2 – ui1 (6. 28) - semnalul de intrare de mod comun: u u i2 umc = i1 (6. 29) 2 Din rela iile de mai sus, se pot exprima, invers, semnalele de intrare în func ie de cel diferen ial i cel de mod comun: 170

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

ud (6. 30) 2 Pentru studiul func ion rii amplificatorului diferen ial se utilizeaz schema echivalent , care este dat în figura 6.9.

ui1 = umc

Considerând c amplificatorul diferen ial analizat este perfect simetric, vom nota: RC1 = RC2 = RC, h21E1 = h21E2 = h21E, h11E1 = h11E2 = h11E, re=

h 11e . h 21e

Atunci: R u R C u mc ue1 = C d (6. 31) 2re 2 R E re R Cud R C u mc ue2 = (6. 32) 2 re 2 R E re R u (6. 33) ue = ue1 – ue2 = C d re Se poate constata cu u urin c , în timp ce semnalele de ie ire ue1 i ue2 con in atât semnalul de intrare diferen ial cât i semnalul de intrare de mod comun, semnalul de ie ire diferen ial, ue con ine numai componenta diferen ial de intrare. Aceasta reprezint caracteristica esen ial a amplificatorului diferen ial, care i permite acestuia s func ioneze f a fi influen at de factori variabili, cum ar fi deriva termic , zgomotul etc. întrucât ace tia apar numai în semnalul de intrare de mod comun, nu i în cel diferen ial, unde, prin sc derea celor doi termeni care sunt semnalele la cele dou intr ri, se reduc. Definim amplificarea diferen ial i pe cea de mod comun, astfel: R RC Ad = C ; Amc = (6. 34) 2re 2 R E re Cu aceste rela ii, expresiile (6.31), (6.32) i (6.33) devin: ue1= Adud – Amcumc ; ue2= – Adud – Amcumc ; ue= 2Adud (6. 35) 171

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

În aplica iile practice, este de dorit ca amplificarea diferen ial s fie cât mai mare, iar cea de mod comun cât mai mic , ideal chiar nul . Evident, acest lucru nu se poate realiza la un amplificator diferen ial real, la care amplificarea de mod comun este subunitar dar nu nul . Abaterea amplificatorului diferen ial real de la situa ia ideal este caracterizat de factorul de rejec ie a modului comun, notat cu CMRR1: A 2 R E re R E CMMR = d (6. 36) A mc 2re re Cu cât CMRR este mai mare, cu atât amplificatorul diferen ial real se apropie mai mult de cel ideal. Pentru a cre te CMRR, trebuie s creasc foarte mult RE, fapt ce necesit o tensiune de alimentare mare, ceea ce face ca valoarea lui RE s fie limitat . Cre terea CMRR peste limita impus de valoarea lui RE se poate face prin utilizarea unor elemente active, cum este generatorul de curent constant cu tranzistor, montat în circuitul de emitor, ca în figura 6.10, prin care valoarea factorului de rejec ie a modului comun este substan ial crescut .

În general, la amplificatorul diferen ial semnalul de intrare de mod comun poate varia în limite largi, în schimb, pentru a avea distorsiuni reduse la ie ire, semnalul diferen ial trebuie s fie mic, de obicei de ordinul zecilor de mV.

6.8.

Amplificatoare opera ionale

6.8.1. Descriere; func ionare Amplificatorul opera ional - a c rui denumire vine de la faptul c poate efectua diferite opera ii matematice, de unde au ap rut i primele aplica ii - este alc tuit în principiu dintr-un etaj diferen ial urmat de un etaj de amplificare, în prezent el fiind realizat sub form integrat , ca un dispozitiv electronic de sine 1

Nota ia CMRR vine de la denumirea în limba englez : "Common-Mode Rejection Ratio"

172

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

st tor, având calit i deosebite, cum sunt impedan a de intrare foarte mare, deriv a tensiunii neglijabil , impedan de ie ire foarte mic , amplificare foarte mare.

Vom studia în cele ce urmeaz amplificatorul opera ional ideal, care este un amplificator prev zut cu dou intr ri (intrarea neinversoare, "+" i intrarea inversoare, "–", a a cum se vede în figura 6.11) i care are urm toarele propriet i: dac la intr ri se aplic semnalele ui+ i ui–, la ie ire se ob ine semnalul ue = lim A0(ui+ – ui–) (6. 37) A0

dac ue = 0, atunci ui+ = ui– impedan a de ie ire este nul amplificarea A0 este constant în toat banda de frecven e i A0 impedan a de intrare este infinit CMRR este infinit timpii de tranzi ie sunt nuli. În mod obi nuit, amplificatoarele opera ionale reale func ioneaz cu reac ie negativ , ceea ce reduce amplificarea dar, în acela i timp duce la cre terea stabilit ii, a benzii de frecven e i a imunit ii fa de semnale parazite. Exist trei moduri de utilizare a amplificatorului opera ional (AO): ca amplificator neinversor, amplificator inversor sau amplificator diferen ial, schemele respective fiind prezentate în figura 6.12. 1. În cazul amplificatorului neinversor (figura 6.12.a), tensiunea de intrare se aplic la intrarea neinversoare (ui = ui+) i reac ia negativ se realizeaz pe intrarea inversoare, la care avem tensiunea: ui– = ue Z1 . Cum ue este Z1 Z 2 dat de rela ia (6.37), dup efectuarea calculelor, rezult : Z2 ue = ui 1 (6. 38) Z1 Func ia de transfer este dat de raportul ue/ui care, dac impedan ele sunt pur rezistive, reprezint amplificarea în bucl închis : 173

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Aneinv = 1

R2 R1

(6. 39)

Se constat c semnalul la ie irea amplificatorului neinversor este propor ional cu cel de la intrare i în faz cu acesta. 2. În cazul amplificatorului inversor, (figura 6.12.b), considerând impedan a de intrare infinit , rezult c ii 0 i, deci, – i1 = i2. Pe de alt parte, i1 = ii u u = i ; i2 = e , de unde, Z1 Z2 Z (6. 40) ue = – ui 2 Z1 Func ia de transfer, dat de raportul ue/ui, este deci egal cu –Z2/Z1 i, în cazul când impedan ele sunt pur rezistive, coincide cu amplificarea în bucl închis pentru amplificatorul inversor: R Ainv = – 2 (6. 41) R1 Dup cum se poate constata, semnalul la ie irea amplificatorului inversor este propor ional cu cel de la intrarea lui dar defazat fa de acesta cu 1800. 3. Pentru amplificatorul diferen ial (figura 6.12.c), se poate scrie: e ui ue ui ii– = i1+i2 i 1 i i 0 . Punând condi iile: ii– = ii+ = 0 i ud = 0, Z1 Z2 rezult : ue = ui– 1

Z e Z Z2 = e1 2 . Pe de alt parte, ui+ = ii+Z4 = 2 4 = ui– . Z1 Z3 Z 4 Z1

Atunci, 174

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

ue = e2 1

Z2 Z4 Z1 Z 3 Z 4

e1

Z2 Z1

Alegând impedan ele astfel încât

(6. 42) Z1 Z2

Z3 , se ob ine: Z4

R2 (6. 43) R1 Func ia de transfer este în acest caz egal cu raportul impedan elor, Z2/Z1 i, dac acestea sunt pur rezistive, ea este egal cu amplificarea în bucl închis : R Adif = 2 (6. 44) R1

ue = e 2 e1

6.8.2. Aplica ii ale amplificatoarelor opera ionale Pe baza rezultatelor ob inute la analiza func ion rii amplificatorului opera ional ca amplificator neinversor, inversor sau diferen ial, rezult i o prim serie de aplica ii ale acestuia, utilizând schemele corespunz toare, conform figurii 6.12. În afar de aceste opera ii, amplificatorul opera ional poate efectua i altele, dup cum urmeaz : 1. SUMATOR INVERSOR I NEINVERSOR Aplicând la intrarea unui amplificator opera ional montat ca amplificator neinversor (figura 6.13.a), respectiv inversor (figura 6.13.b) mai multe tensiuni, la ie irea acestuia se ob ine o tensiune ce poate fi calculat astfel:

a) pentru amplificatorul neinversor, la intrarea neinversoare se poate scrie: e ui i1 + i2 +...+ in = ii+ = 0 , unde ik = k , k = 1, 2, ..., n . Rk Dac R1 = R2 = ... = Rn = R, atunci e1 + e2 +...+ en = n ui+ .

175

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Dar ui+ = ui– = R S

ue RS

Rb

. Punând condi ia: Ra + Rb = n Ra, se ob ine:

n

ue =

(6. 45)

ek k 1

b) pentru amplificatorul inversor, la intrarea inversoare se poate scrie: ue e i1 + i2 +...+ in + ir = ii– = 0 . Dar ir = , ik = k , k = 1, 2, ... n R Rk n ek ue . Punând condi ia R1 = R2 = ... = Rn = R, rezult : De aici, rezult : R k 1 Rk n

ue =

(6. 46)

ek k 1

2. SUBSTRACTOR Circuitul substractor este un circuit care efectueaz opera ia de sc dere a dou tensiuni. El se poate realiza pornind de la circuitul amplificator diferen ial (figura 6.12.c), la care, în plus, se pune condi ia: R1 = R2. În acest caz, din rela ia (6.43), se ob ine: ue = e1 – e2 (6. 47) 3. MULTIPLICATOR I DEMULTIPLICATOR Circuitul multiplicator (demultiplicator) este un circuit ce realizeaz opera ia de înmul ire (împ ire) a valorii unei tensiuni cu o valoare constant . El se poate realiza pornind de la circuitul amplificator inversor (figura 6.12.b), la care, în plus, se pune condi ia: R2 = k R1. În acest caz, din rela ia (6.40), se ob ine: ue = k ui (6. 48) Dup cum constanta k este supraunitar , respectiv subunitar , se realizeaz opera ia de înmul ire cu k, respectiv de împ ire cu 1/k. Un caz particular este cel la care k = 1, când se ob ine circuitul repetor, la care ue = – ui. 4. INTEGRATOR Circuitul integrator este un circuit ce realizeaz opera ia de integrare a valorilor unei tensiuni aplicate la intrare pe un interval de timp, schema acestui circuit, prezentat în figura 6.14, fiind realizat plecând de la circuitul amplificator inversor.

176

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Întrucât ui+ = ui–, la intrarea inversoare avem: du i1 = i2 = iC . Dar iC = C C . dt 1 Atunci, uC = i C dt . Cum uC = ue, rezult : C t t 1 1 i i dt u i dt . ue = C0 RC 0 Alegând valorile lui R i C astfel încât RC = 1, se ob ine: t

u i dt

ue =

(6. 49)

0

5. DERIVATOR Circuitul derivator este un circuit ce realizeaz opera ia de derivare a unei tensiuni aplicate la intrarea circuitului, schema acestuia, prezentat în figura 6.15, fiind realizat plecând de la circuitul amplificator inversor.

Întrucât ui+ = ui–, tensiunea la bornele condensatorului este chiar u i. Pe de alt parte, ue = – R iC . Din aceste dou rela ii, se ob ine: du ue = –RC i . dt Alegând R i C astfel ca RC = 1, avem: du ue = – i (6. 50) dt În afara acestor aplica ii, amplificatoarele opera ionale sunt folosite i în alte circuite, cum sunt: filtre active, comparatoare, limitatoare, circuite de m surare etc. O ultim precizare se impune a fi f cut : în toate discu iile de pân acum, s-a lucrat în condi iile unui amplificator opera ional ideal. Amplificatoarele opera ionale reale au propriet i care se abat de la cele ale unui amplificator opera ional ideal, ceea ce face ca în aplica iile reale s apar unele aspecte suplimentare, de care trebuie s se in seama. Astfel, un amplificator opera ional 177

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii real nu este niciodat echilibrat perfect, ceea ce face ca, atunci când la intr ri se aplic tensiuni egale, la ie ire tensiunea s nu fie nul . Pentru a ob ine la ie ire o tensiune nul , la intrare trebuie aplicat o tensiune diferen ial , numit tensiune de ofset, cu valori uzuale de ordinul a câ iva mV. Evident, acest lucru determin i un curent în circuitul de intrare, numit curent de ofset.

6.9.

Aplica ii

6.9.1. Amplificatorul de tensiune cu tranzistor în montaj emitor comun 1. No iuni teoretice Amplificatorul de tensiune are rolul de a amplifica semnalul de intrare - cu distorsiuni în limita impus - pân la un nivel dat, f a debita practic putere. De regul , cuplajul între astfel de amplificatoare se face prin circuite RC. Punctul de func ionare se stabile te la jum tatea dreptei de sarcin , plaja de varia ie a semnalului încadrându-se pe lungimea acesteia. Un astfel de amplificator, se spune func ioneaz în clas A. Schema clasic a unui astfel de amplificator este cea din figura 6.16.

Dac amplificatorul este cuplat cu alt etaj, în paralel cu rezisten a de sarcin a etajului, RC, apare i rezisten a RB, format la rândul ei, din legarea în paralel a trei rezisten e: Ri - rezisten a de intrare a tranzistorului urm tor i R1 i R2 - rezisten ele de polarizare a bazei acestuia. Noua rezisten de sarcin va fi atunci: RC RB (6. 51) Rs RC RB ceea ce duce la faptul c dreapta de sarcin ce trece prin punctul static de func ionare (UCE, IC) face cu axa tensiunii unghiul , dat de rela ia: Ie 1 (6. 52) tg Ue R S Punctul de func ionare se va deplasa pe aceast dreapt între dou limite determinate de condi ia: 178

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

iC = IC + IC (6. 53) Schema echivalent a montajului este cea din figura 6.17, unde C1 i RB apar in etajului de amplificare urm tor iar Cp este capacitatea parazit total a etajului, care se compune din capacitatea de ie ire colector-emitor Ce1, capacitatea de intrare a etajului urm tor, Ci2 i capacitatea conexiunilor montajului, C m. Cp = Ce1 + Ci2 + Cm

La frecven e medii, efectele condensatoarelor sunt neglijabile i, în acest caz, C1 i Cp se pot elimina din schema echivalent . Considerând impedan a intern a generatorului de natur pur rezistiv , putem scrie: RC RB ui = ug – Rg ii ; ue = – RS Ie ; R S RC RB Dar u i h11 ii h12 u e

ie

h 21 ii

h 22 u e

ie amplificarea în curent, se ob ine: ii h 21 Ai 1 h 22 R S Dac h22 0, Ai h21. ui Impedan a de intrare este dat de R i i are expresia: ii h11 h11 h 22 h12 h 21 R S Ri 1 h 22 R S Pentru h12 h22 0, Ri h11. ue Amplificarea în tensiune, A u , are expresia: ui R i RS Au . S e Ai R i ii Ri de unde,

Notând Ai

179

(6. 54)

(6. 55)

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Au

h11

h11

Pentru h12

h22

h 21 R S h 22 h12 h 21 R S h 21 0, A u Rs h11

Impedan a de ie ire, R e

Re

ue ie

(6. 56) S RS

, are expresia: ug 0

h11 R g h 22 R g

h11 h 22 h12 h 21

(6. 57)

Dac h12 h22 0, Re . La frecven e joase, capacit ile parazite, Cp, nu intervin dar se simte efectul capacit ii C1. Notând cu Aj amplificarea la frecven e joase i cu A0 amplificarea la frecven e medii (dedus anterior), se arat c : Aj 1 (6. 58) 2 A0 j 1 unde 1

(6. 59)

j

C RC RB reprezint pulsa ia limit inferioar .

A0 , rezult c = 2 j, ceea ce ne permite s interpret m pulsa ia limit inferioar ca fiind pulsa ia la care amplificarea montajului se reduce de 2 ori fa de cea de la pulsa ii (frecven e medii). La frecven e mari, C este neglijabil, îns intervine Cp care va avea o reactan din ce în ce mai mic la cre terea frecven ei, scurtcircuitând din ce în ce mai accentuat RS, ceea ce are drept efect atenuarea m rit a semnalului de ie ire. Notând cu Aî amplificarea la frecven e înalte, se ob ine: Aî 1 (6. 60) 2 A0 1

Punând condi ia ca amplificarea Aj s scad la valoarea

î

unde î

1 Cp R p

(6. 61)

180

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

reprezint pulsa ia limit superioar , adic pulsa ial la care Aî scade de 2 ori fa de amplificarea A0 la frecven e medii. Rp se calculeaz cu rela ia: 1 1 1 1 (6. 62) R p R e RC R B rimea î

j

(6. 63) fî f j 2 reprezint banda de frecven e a amplificatorului, adic domeniul de frecven e în A care amplificarea acestuia nu scade sub valoarea 0 . 2 2. Scopul lucr rii; montaj eperimental Scopul lucr rii este studiul amplificatorului de tensiune cu tranzistor în montaj emitor comun. Montajul eperimental este realizat pe o machet conform schemei din figura 6.18. B

Mai sunt necesare: - surs de c.c - 10 V; - generator de semnal sinusoidal de frecven variabil ; - osciloscop. 3. Mod de lucru - se realizeaz montajul de amplificare, aplicând un semnal cu frecven a de 1 KHz la intrarea amplificatorului (bornele 1-2); - se vizualizeaz pe osciloscop semnalul de intrare i cel de ie ire, se determin amplitudinile acestora i se determin amplificarea montajului; - se observ defazajul dintre cele dou semnale. Pentru aceasta, se aplic mai întâi semnalul de la intrare la ambele intr ri, X i Y ale osciloscopului i se observ pozi ia segmentului ob inut; se aplic apoi semnalul de intrare la bornele X i cel de ie ire la bornele Y i se observ din nou pozi ia segmentului; 181

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

se ridic caracteristica de frecven a amplificatorului i se reprezint grafic; pentru aceasta, se aplic un semnal sinusoidal de amplitudine constant (1 V) la intrare i se modific frecven a. Pentru fiecare valoare a frecven ei se m soar cu osciloscopul amplitudinea semnalului de ie ire. Se determin fj i fî i B. Se compar cu valorile rezultate din calcul, ob inute cu rela iile (6.59) i (6.61). 4. Întreb ri 1. Ce se ob ine cînd se analizeaz defazajul dintre semnalul de intrare i cel de ie ire ? Pe ce se bazeaz metoda utilizat ? 2. Ce se întâmpl dac la intrarea amplificatorului din figura 12.3 se înlocuie te condensatorul de capacitate 1 F cu altul de capacitate de 1 nF ? Dar dac între bornele 3 – 4 se conecteaz un condensator de capacitate 1 nF ? 3. Cum se pot determina rezisten ele de intrare, Ri i ie ire, Re, folosind metoda de mai sus ? 6.9.2. Principiul reac iei. Reac ia negativ 1. No iuni teoretice Reac ia (feed - back) const în aducerea la intrarea unui amplificator a unei i din energia semnalului de ie ire, conform schemei, proces care este redat în schema din figura 6.19.

Semnalul de ie ire, e, este readus la intrare printr-o re ea de reac ie ce aplic la intrare semnalul: r = e ( < 1) (6. 64) care se suprapune peste semnalul de intrare, i, rezultând semnalul: =i r=i e (6. 65) se nume te factor de reac ie, fiind caracteristic re elei de reac ie. Amplificarea amplificatorului f reac ie este: e A (6. 66) iar amplificarea cu reac ie este: e Ar (6. 67) i Folosind rela iile (6.64), (6.65) i (6.66), expresia amplific rii cu reac ie devine: 182

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

A

(6. 68) 1 A Dac = i + r, adic semnalul readus de la ie ire este în faz cu cel de la 1 sistemul func ioneaz ca un intrare, reac ia este pozitiv i dac i = 0 i A oscilator. Dac = i – r, adic semnalul readus de la ie ire este în antifaz cu cel de la intrare, reac ia este negativ . 1 Dac A este foarte mare (A ), A r , adic , practic, amplificarea cu Ar

reac ie este independent de amplificarea de baz , ceea ce reprezint un avantaj în aplica iile practice. Folosirea reac iei negative în amplificatoare are îns i alte avantaje. De exemplu, raportul dintre semnalul util i semnalul parazit (datorat insuficientei filtr ri a tensiunii de alimentare, zgomotului termic al componentelor etc.), numit raport semnal-zgomot, S/Z, este îmbun it în cazul utiliz rii reac iei negative. În func ie de modul de aplicare a semnalului r la intrare, se pot ob ine patru configura ii de reac ie: - reac ia de tensiune – serie; - reac ie de tensiune – paralel; - reac ie de curent – serie; - reac ie de curent – paralel.

consider m schema echivalent a unui amplificator cu reac ie negativ de tensiune – serie (figura 6.20). Rezisten a de intrare în prezen a reac iei, Rir, este: ui u u r u A r ui (6. 69) R ir ii ii ii iar cea în lipsa reac iei, Ri, u (6. 70) Ri ii Din conpararea celor dou rela ii de mai sus, se ob ine: 183

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Rir = Ri (1 + A) (6. 71) În mod analog, se arat c la reac ia de tensiune – paralel, rezisten a de intrare este dat de rela ia: Ri R ir (6. 72) 1 A Pentru reac ia de tensiune – serie, rezisten a de ie ire este: u e în gol Ar ui R er u ie în scurtcircuit A Rr de unde (dac ue = 0, ur = 0, u = ui ): Re R er (6. 73) 1 A În mod analog, la reac ia de tensiune – paralel: Rer = Re (1 + A) (6. 74) Rezult deci c , prin modificarea configura iei de reac ie, se pot modifica în sensul dorit rezisten ele de intrare i ie ire ale amplificatorului. Reac ia negativ are influen asupra benzii de frecven , în sensul cre terii acesteia, ca urmare a sc derii amplific rii, întrucât la un amplificator, produsul amplificare-band de frecven r mâne constant în lipsa sau în prezen a reac iei. De asemenea, distorsiunile neliniare sunt reduse prin folosirea reac iei negative. 2. Scopul lucr rii; montaj experimental Scopul lucr rii este studiul reac iei negative i influen a sa asupra func ion rii unui amplificator. Montajul eperimental este realizat pe o machet , a a cum se poate vedea în figura 6.21.

Mai sunt necesare: - surs de c.c., reglabil ; - generator de semnal sinusoidal IF, cu frecven reglabil ; - multimetru electronic; 184

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

- osciloscop. Se va studia reac ia tensiune – paralel i curent – paralel. 3. Mod de lucru - se leag bornele 1 i 2 între ele; - se alimenteaz montajul cu o tensiune continu de 15 V i cu P1 se regleaz VE pentu T1 la valoarea de 4 V; - se m soar VE pentru T2; - se m soar VC pentru T1 i T2; - se calculeaz : VE1 VE 2 ;VCE1 = VC1 – VE1; VCE2 = VC2 – VE2; IC1 I E1 ; IC 2 I E 2 R4 R6 - se realizeaz configura ia de amplificator cu reac ie tensiune – paralel, culegând semnalul de ie ire la borna C sau curent – paralel, culegând semnalul de ie ire la borna B; - se aplic la intrarea montajului (borna A) un semnal sinusoidal de 10 kHz cu valoare efectiv US = 3 V; - se vizualizeaz pe osciloscop semnalul în colectorul i emitorul lui T2; - se m soar cu voltmetrul electronic tensiunile efective Ui, U0 i U; - se determin amplificarea pentru cele dou configura ii: a) pentru reac ia tensiune - paralel: U (6. 75) Ar US b) pentru reac ia curent – paralel: U0 I0 R 3 U0 (6. 76) Au ; Ai US Ii R 7 US U i - se determin rezisten a la intrare: Ui Ui (6. 77) R ir R3 Ii Us Ui - se completeaz tabelul: Reac ie P.S.F. US (V) Ui (V) U (V) U0 (V) Au Ai Ri -

IC1 =

tensiune - paralel IC2 =

IC1 =

curent – paralel IC2 =

se decupleaz punctele 1 i 2, rezultând amplificatorul f 185

reac ie;

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

se m soar din nou U, Ui i U0 ; se calculeaz amplificarea f reac ie: U (6. 78) A US - se calculeaz rezisten a la intrare: Ui (6. 79) Ri R3 US Ui - se verific rela iile (6.68) i (6.71). 4. Întreb ri 1. Ce efecte are reac ia negativ asupra func ion rii unui amplificator ? 2. Ce defazaj trebuie s asigure o re ea de reac ie utilizat la un amplificator de tensiune cu tranzistor în montaj emitor comun pentru a se ob ine o reac ie negativ ? 6.9.3. Amplificatorul diferen ial 1. No iuni teoretice Amplificatorul diferen ial este un montaj simetric, alc tuit din dou amplificatoare, a c rui schem de principiu este prezentat în figura 6.22.

Montajul are dou intr ri i una sau dou ie iri. Se pot defini dou semnale de intrare: - semnalul de intrare diferen ial: ud = ui2 – ui1 (6. 80) - semnalul de intrare în mod comun: u i1 u i 2 u mc (6. 81) 2 Astfel, se pot exprima semnalele la cele dou intr ri: ud ud u i1 u mc ; u i 2 u mc (6. 82) 2 2 186

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Dac se consider un amplificator perfect simetric (RC1 = RC2 = RC; h21E1 = h21E2 = h21E ; h11E1 = h11E2 = h11E ), se poate scrie: RC RC (6. 83) u e1 ud u mc 2 re 2 R E re RC RC (6. 84) ue2 ud u mc 2 re 2 R E re RC (6. 85) u e u e1 u e 2 ud re h11E unde re . h 21E Se constat c tensiunea culeas între cele dou colectoare (simetric), ue, este propor ional doar cu semnalul de intrare diferen ial, în timp ce tensiunile culese între colector i mas (asimetric), ue1 i ue2, con in în plus i o component de mod comun. Se define te amplificarea diferen ial , Ad: RC (6. 86) Ad 2 re i amplificarea de mod comun, Amc: RC (6. 87) A mc 2 R E re Din calculele practice rezult c amplificarea de mod comun are valori subunitare, fiind, de fapt o atenuare. Cazul ideal, pentru Amc = 0 ar însemna c tensiunile de ie ire asimetrice ar fi pur diferen iale. Abaterea de la aceast situa ie se caracterizeaz prin factorul de rejec ie a modului comun, CMRR1: Ad RE (6. 88) CMRR A mc re Tensiunile de ie ire asimetrice sunt de amplitudine egal i în antifaz , iar tensiunea de ie ire simetric are o amplitudine dubl fa de acestea. Semnalul ud este limitat ca valoare (~ 25 mV), în timp ce umc poate varia în limite largi, determinate de limitele regiunii active a tranzistoarelor. Rezult astfel proprietatea esen ial a amplificatorului diferen ial: aceea de a extrage semnale utile slabe din semnale perturbatoare puternice care ac ioneaz pe modul comun. 2. Scopul lucr rii; montaj experimental Scopul lucr rii este proiectarea i studiul func ion rii amplificatorului diferen ial. Montajul experimental este realizat pe o machet prezentat în figura 6.23.

1

De la expresia în limba englez : “Common Mode Rejection Ratio”

187

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

Mai sunt utilizate: - surs de c.c. 10 V; - osciloscop; - generator de semnal sinusoidal. 3. Mod de lucru - cu valorile din schem , se calculeaz : VE E (6. 89) I RE Se consider c , tranzistoarele func ionând în regiunea activ , VE – 0,6 V. I - se calculeaz IC1 IC 2 ; 2 - se calculeaz UCE = E – VE – I RC ; - se aplic tensiunea de alimentare montajului i se m soar UCE1 i UCE2 i se compar cu valorile calculate. Dac cele dou tensiuni nu sunt egale, se ac ioneaz asupra poten iometrului de 100 pân la egalarea lor; - se calculeaz Ad i Amc; - se pune la mas una din intr ri i se aplic un semnal sinusoidal la cealalt intrare; cu osciloscopul, se m soar amplitudinea semnalului de intrare i a celui de ie ire i se se determin Ad; - se conecteaz împreun cele dou intr ri se li se aplic un semnal sinusoidal (cu amplitudinea de 1 ÷ 2 V); cu osciloscopul se m soar amplitudinea semnalului de intrare i a celui de ie ire; se determin Amc; - se compar valorile m surate cu cele calculate. 4. Întreb ri 1. Cum se poate justifica neglijarea c derilor de tensiune pe RB1 i RB2 în calculul efectuat pentru UCE ?

188

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii 2. Dac osciloscopul i generatorul de semnal sinusoidal au masa comun prin re eaua de alimentare, tensiunea între cele dou colectoare ale amplificatorului diferen ial nu poate fi vizualizat . De ce ? 3. Ce concluzii se desprind din compararea valorilor calculate cu cele determinate? 6.9.4. Amplificatoare opera ionale 1.No iuni teoretice Amplificatorul opera ional este un amplificator care are dou intr ri: una, numit intrare neinversoare (+) i cealalt intrare inversoare (–). Tensiunea de ie ire este propor ional cu diferen a dintre cele dou tensiuni de intrare: ue = A0 (up – un) unde A0 este amplificarea în bucl deschis a montajului, care are o valoare mare dar este dependent de frecven . Teoretic, dac , up = un, ue = 0 dar în practic ue 0, fapt explicat prin existen a unei tensiuni de decalaj (offset) între cele dou intr ri, cu o valoare de câ iva milivol i. La amplificatorul opera ional este posibil aplicarea simultan a reac iei pozitive i negative. Principalele configura ii ale amplificatorului opera ional sunt urm toarele: A. Amplificator inversor cu reac ie Configura ia este prezentat în figura 6.24.

Dup cum se poate constata montajul are o bucl de reac ie negativ , amplificarea cu reac ie fiind: ue Rr (6. 90) Ar ui R1 ue este în antifaz cu cel de la intrare iar amplificarea este practic invers factorului Rr de reac ie, . R1

189

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Rezisten a R2 se alege cu valoarea R 2

R1 R r pentru o compensare R1 R r

optim a erorilor datorate curen ilor de polarizare. La aceast configura ie, rezisten a de intrare este relativ mic i practic egal cu R1. Montajul poate fi folosit i ca sumator. B. Amplificator neinversor cu reac ie Amplificarea acestui montaj, a c rui schem este prezentat în figura 6.25, este: Rr (6. 91) Ar 1 R1 R1 R r iar R2 se alege cu valoarea R 2 . R1 R r

A0 , având valori foarte mari. Ar Dac Rr = 0 i R1 = sau Rr = R2 i R1 = , factorul de reac ie este unitar, deci A = 1, circuitul fiind un repetor de tensiune. C. Amplificator diferen ial cu reac ie La cele dou intr ri se aplic tensiunile uip i uin. Pentru ca circuitul s fie sensibil la diferen a de tensiune dintre cele dou intr ri trebuie ca: R1 R 3 Rr R2 caz în care amplificarea este: Ue Rr Ar (6. 92) Uip Uin R1

Rezisten a de intrare este: R i

R2

La toate cele trei configura ii, rezisten a de ie ire este: Ar Re R0 A0 unde R0 este rezisten a de ie ire în bucl deschis .

190

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

D. Integrator În cazul acestei configura ii, tensiunea la ie ire este integrala tensiunii de intrare: 1 ue (6. 93) u i t dt RC

E. Derivator Tensiunea de ie ire este derivata tensiunii de intrare: du i t ue RC dt

(6. 94)

2. Scopul lucr rii; montaj experimental Scopul lucr rii este studiul amplificatorului opera ional i realizarea unor configura ii caracteristice. Montajul experimental este realizat pe o machet pe care este montat un amplificatorul opera ional de tipul A 741.

191

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

1.

2.

3.

1. 2.

Mai sunt necesare: - osciloscop; - surs de tensiune continu stabilizat 10 V; - generator de semnal sinusoidal A.F.; - generator de semnal dreptunghiular; - generator de semnal triunghiular; - voltmetru electronic; 3. Mod de lucru Se realizeaz configura ia din figura 6.24, în care se vor lua ca valori: R1 = 1k , Rr = 10 k , R2 = 0. - se alimenteaz montajul cu 10 V; - se aplic un semnal sinusoidal ui de 1 kHz i 1V vârf la vârf, la intrarea montajului; ue - se m soar ue i se determin amplificarea în tensiune, A r ; ui - se vizualizeaz la osciloscop tensiunea de ie ire, observându-se defazajul acesteia fa de cea de la intrare. Se realizeaz configura ia de integrator (figura 6.27) luându-se ca valori: R = 10 k , C = 10 nF; în paralel cu C se leag o rezisten auxiliar , Ra = 10 M - se alimenteaz montajul cu 10 V; - se aplic la intrare un semnal dreptunghiular, ui de 2 V vârf la vârf (componenta continu nul ); - se vizualizeaz ue. Se realizeaz configura ia de derivator (figura 6.28), în care R = 100 k , C = 10 nF; în serie cu C se leag o rezisten adi ional , Ra = 1 k i, în paralel cu R, un condensator auxiliar Ca = 100 pF; - se alimenteaz montajul cu 10 V; - se aplic la intrare un semnal triunghiular ui (1 kHz) i se vizualizeaz semnalul la ie ire; Ce form are acesta? - se scot pe rând i apoi simultan elementele auxiliare din circuit i se observ efectul asupra tensiunii de ie ire. 4. Întreb ri Ce defazaj este între uI i ue la montajul de la punctul 1 ? Ce form are ue la montajul de la punctul 2 ? 192

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii 3. Ce form are ue la montajul de la punctul 3 ? 4. Cum se poate folosi un amplificator opera ional ca sumator ? S se realizeze schema acestuia. 5. Cum depinde poten ialul intr rii inversoare de tensiunea ui, aplicat la intrarea amplificatorului opera ional din figura 6.25, în care R2 = 0 iar Rr = 3 R1 ?

193

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii CAPITOLUL VII

7. GENERATOARE DE SEMNAL Circuitele electronice care, în func ionarea lor, genereaz un anumit semnal se numesc generatoare de semnal i, dup cum este produs acesta, ele sunt de dou tipuri: oscilatoare i generatoare comandate.

7.1.

Oscilatoare

7.1.1. Parametri; clasificare Oscilatoarele reprezint circuite electronice neliniare care genereaz semnale electrice (oscila ii electrice între inute) cu o frecven caracteristic , utilizând în acest scop energia electric furnizat de o surs de alimentare. Principalii parametri ce caracterizeaz un oscilator sunt: - forma semnalului generat; - frecven a(domeniul de frecven e) semnalului generat; - amplitudinea semnalului generat; - impedan a de ie ire a sursei echivalente; - impedan a de sarcin pe care oscilatorul debiteaz semnalul; - stabilitatea în frecven a semnalului generat; - stabilitatea în amplitudine a semnalului generat; - coeficientul de distorsiuni al semnalului generat; - tensiunea i curentul de alimentare; - randamentul de utilizare a energiei sursei de alimentare. Clasificarea oscilatoarelor se poate face dup mai multe criterii: 1. dup forma semnalului generat: oscilatoare sinusoidale; oscilatoare nesinusoidale. 2. dup frecven a (domeniul de frecven e) semnalului generat: oscilatoare de joas (audio) frecven (JF, AF); oscilatoare de înalt (radio) frecven (ÎF, RF); oscilatoare de foarte înalt frecven (UIF, FIF). 3. dup principiul de func ionare oscilatoare cu reac ie; oscilatoare cu reac ie negativ . 4. dup tipul re elei de reac ie oscilatoare RC; oscilatoare LC; oscilatoare cu cuar etc. 5. dup tipul elementelor neliniare folosite oscilatoare cu tuburi electronice; oscilatoare cu tranzistoare; oscilatoare cu circuite integrate etc. 194

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii 7.1.2. Oscilatoare cu reac ie analiz m schema din figura 7.1, ce reprezint un amplificator cu reac ie pozitiv , asigurat prin circuitul de reac ie cu func ia de transfer Amplificarea u0 proprie a amplificatorului este A0 = . u

În prezen a reac iei, amplificarea este: u A0 A= 0 u i 1 A0

(7. 1)

Dac u i = 0, se poate ob ine semnal diferit de zero la ie irea circuitului dac : A0 = 1 (7. 2) Rela ia (7.2) este cunoscut sub numele de condi ia Barkhausen de între inere a oscila iilor. inând cont c factorul de transfer (de reac ie) ca i amplificarea sunt m rimi complexe, rela ia (7.2) se poate scrie: i A0 = e A 0 e i A = 1, ceea ce implic : A0 = 1 (7.2’) i A = 1,de unde ie A = 2k . Pentru k = 0, rezult : (7.2’’) A=0 Rela iile (7.2’) i (7.2’’) arat c , pentru amorsarea i între inerea oscila iilor, este necesar ca factorul de reac ie al re elei de reac ie s fie egal în modul cu inversul modulului amplific rii proprii a amplificatorului i defazajul introdus de re eaua de reac ie la semnalul readus la intrare s fie astfel încât acest semnal s fie în faz cu semnalul de intrare. Configura ia general a unui oscilator cu reac ie este dat în figura 7.2. Re eaua de reac ie, format de impedan ele Z 1, Z 2, Z 3 trebuie s asigure o inversare de faz la frecven a de lucru, întrucât, dup cum s-a v zut, la ie irea amplificatorului cu tranzistor, semnalul este defazat cu fa de cel de intrare.

195

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Impedan a de sarcin a montajului este: Z Z Z3 ZS = 2 2 . Z1 Z 2 Z 3 Amplificarea montajului este: Z1 Z 3 h . A = 21 ZS = – S ZS == – S Z2 Z1 Z 2 Z 3 h11 Factorul de reac ie are expresia: u Z1 = BE . u CE Z1 Z 3 Atunci, din condi ia Barkhausen, rezult : Z1 Z 2 = 1, –S Z1 Z 2 Z 3 sau: Z 1+ Z 2 + Z 3+ Z 1 Z 2 S = 0 (7. 3) Rela ia (7.3) reprezint condi ia de oscila ie a montajului din figura 7.2. Considerând impedan ele Z 1 i Z 2 pur reactive i de aceea i natur , din (7.3) rezult rela iile: R3 S= (7.3’) X1X 2 X1 + X2 + X3 = 0 (7.3’’) Din rela ia (7.3’) rezult c panta S a tranzistorului trebuie s aib o valoare minim dat de rela ia respectiv , iar din (7.3’’) c Z 3 este de natur opus celorlalte dou , astfel încât, oscilatoarele cu aceast configura ie pot fi (figura 7.3): oscilatoare Colpitts, cu Z 1 i Z 2 capacitive i Z 3 inductiv . oscilatoare Hartley, cu Z 1 i Z 2 inductive i Z 3 capacitiv . Din rela ia (7.3’’) se poate deduce frecven a de oscila ie a montajului. De exemplu, pentru oscilatorul Colpitts (figura 7.3.b), avem: 1 1 X1 = , X2 = , X3 = i L i C1 i C2 i, înlocuind în (7.3’’), ob inem: 196

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

i

0L

+

1 i

0

C1 C 2 C1 C 2

= 0,

de unde, 0

=

LC1C 2 C1 C 2

(7. 4)

De asemenea, pentru oscilatorul Hartley (figura 7.3.a), 1 X1 = i L1, X2 = i L2 i X3 = . i C Înlocuind în aceea i rela ie, (7.3’’), se ob ine: 1 = 0, i (L1 + L2) + i C de unde: (7. 5) 0 = C L1 L 2 Din schema de baz , din figura 7.2, deriv i alte variante, cum sunt oscilatoarele cu cuplaj magnetic, la care, între Z 1 i Z 2, care sunt de natur inductiv , se realizeaz un cuplaj mutual. În mod asem tor se pot construi oscilatoare RC, la care re eaua de reac ie este alc tuit din rezistoare i condensatoare. Acestea sunt utilizate în mod special ca oscilatoare de joas frecven , întrucât oscilatoarele LC ar necesita la frecven e joase bobine cu inductan e mari i, deci cu un gabarit i consum de material mare. Oscilatoarele LC se utilizeaz pentru generarea frecven elor radio, la care re elele de tip RC ar necesita capacit i de valori foarte mici, greu sau chiar imposibil de realizat practic. Configura iile re elelor RC pot fi foarte diverse dar fiecare trebuie s îndeplineasc condi ia Barkhausen, atât de amplitudine, cât i de faz . Dac la oscilatoarele LC frecven a de oscila ie a acestora este chiar frecven a de rezonan a circuitului LC, la oscilatoarele RC circuitul de reac ie se comport în mod selectiv, condi ia de faz fiind satisf cut numai pentru o anumit frecven , aceasta fiind frecven a de oscila ie a oscilatorului. În figura 7.4 sunt prezenta te cele mai des utilizate re ele RC. 197

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Rela iile care caracterizeaz aceste re ele sunt urm toarele: re eaua trece-jos: 2 1 RC 6 R 2C2 = ; = arctg 2 2 2 2 2 2 2 2 1 5 2 R 2C2 1 5 2 R 2C2 R C 6 R C re eaua trece-sus: 3 3 3 2 R C 3 RC 5 R 2C2 = ; = arctg 2 2 2 2 2 2 2 2 2 1 6 2 R 2C2 1 6 2 R 2C2 R C 5 R C re eaua Wien:

RC

=

1

2

R 2C

2 2

;

9

2

R 2C 2

=

2

arctg

3 RC 2 2 2 1 R C

7.1.3. Oscilatoare cu rezisten negativ Acest tip de oscilator folose te pentru generarea oscila iilor un element neliniar a c rui caracteristic static curent-tensiune prezint o regiune de pant negativ , adic o regiune în care rezisten a dinamic (diferen ial ) este negativ . Cum rezisten a static în regiunea respectiv este pozitiv , elementul neliniar respectiv absoarbe energie în curent continuu, generând energie sub form de oscila ii. Aceast proprietate de conversie a energiei de curent continuu în energie de curent alternativ este folosit pentru între inerea oscila iilor într-un circuit oscilant, în care pierderea de energie prin disiparea ei pe rezisten a proprie este compensat prin energia generat de elementul neliniar. Elementele neliniare cu rezisten dinamic negativ sunt de dou tipuri: 198

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

dispozitive VNR1, având caracteristica de tipul celei din figura 7.5.a. dispozitive CNR2, având caracteristica de tipul celei din figura 7.5.b.

Este evident, dup modul de control al fiec ruia dintre cele dou tipuri, c dispozitivele VNR se conecteaz în paralel cu circuitul oscilant, iar cele CNR în serie cu acesta. Ca dispozitive VNR se pot da ca exemplu tetroda i dioda tunel, iar ca dispozitiv CNR - tranzistorul unijonc iune. Schemele de principiu ale unui oscilator cu element cu rezisten negativ sunt prezentate în figura 7.6.

Indiferent de tipul oscilatorului, o problem important în proiectarea i construc ia unui astfel de circuit este cea privind stabilitatea frecven ei i a altor parametri ai semnalului generat fa de varia iile de temperatur , de tensiune de alimentare, de valoare ale m rimilor R, L, C ale circuitului oscilant etc. Pentru o stabilitate cât mai bun , se folosesc metode de compensare (utilizând termistori) i de protec ie prin termostatare. De asemenea, utilizarea cristalelor de cuar (sau a altor cristale piezoelectrice) permite ob inerea unor performan e deosebite din punctul de vedere al stabilit ii semnalului generat.

1

Denumirea vine din englez : "Voltage controlled Negative Resistor", adic dispozitiv cu rezisten negativ controlat prin tensiune. 2 Denumirea vine din englez : "Current controlled Negative Resistor", adic dispozitiv cu rezisten negativ controlat prin curent. 199

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

7.2.

Impulsuri

Impulsul este o varia ie rapid de tensiune sau curent. Durata unui impuls este foarte scurt comparativ cu intervalul de succesiune dintre impulsuri i cu procesele tranzitorii generate de acesta în circuit.

Principalii parametri ce caracterizeaz impulsurile (figura 7.7) sunt: amplitudinea, A, durata, ti (intervalul de timp dintre momentele de timp corespunz toare atingerii unei valori egale cu jum tate din amplitudine), durata pauzei, tp (intervalul de timp între sfâr itul unui impuls i începutul celui urm tor), perioada de succesiune, T (intervalul dintre dou impulsuri succesive), timpul de cre tere, ta (sau durata frontului anterior - intervalul de timp în care tensiunea sau curentul - cre te de la o zecime din valoarea amplitudinii la nou zecimi din valoarea acesteia), timpul de c dere, tc (sau durata frontului posterior - intervalul de timp în care tensiunea - sau curentul - scade de la o nou zecimi din valoarea amplitudinii la o zecime din valoarea acesteia), coeficientul de umplere, (raportul dintre durata i perioada impulsului, t i/T). Impulsurile pot fi ob inute fie prin formare (din semnale de alt form , cu circuite specializate), fie prin generare (cu montaje care genereaz direct astfel de semnale). 7.2.1. Circuite de formare a impulsurilor În general, pentru formarea impulsurilor se pleac de la semnale periodice de alt form (de obicei, sinusoidal ) care se aplic la intrarea unui circuit de formare, la ie irea c ruia se ob ine semnalul dorit. Circuitele de formare a impulsurilor pot fi liniare (având în componen elemente pasive R, L, C) sau neliniare (având în componen elemente neliniare). Cele mai importante tipuri de circuite de formare a impulsurilor sunt circuitele de limitare, circuitele de derivare i circuitele de integrare. 200

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Pentru exemplificare, s analiz m câteva din cele mai utilizate circuite, dintre care face parte i circuitul de limitare cu diode, prezentat în figura 7.8.a.

Dac la intrarea acestui circuit se aplic o tensiune sinusoidal , la ie ire, forma semnalului este cea din figura 7.8.b., fapt datorat propriet ii de conduc ie unilateral a diodelor din montaj. Se constat c , în acest fel, semnalul ob inut este (cu o foarte bun aproxima ie) de form dreptunghiular . La circuitul de derivare (figura 7.9.a), prin aplicarea la intrare a unui semnal dreptunghiular, la ie ire se ob ine un semnal de forma celui din figura 7.9.b.

Lucrurile se petrec în felul urm tor: la cre terea brusc a tensiunii de intrare, ui, de la zero la valoarea maxim , tensiunea de ie ire, ue, sufer de asemenea un salt brusc, de la zero la valoarea maxim , dup care scade exponen ial în timp (rapid, dac RC << t i), lucrurile petrecându-se la fel dar cu schimbarea polarit ii semnalului de ie ire la sc derea semnalului de intrare de la valoarea maxim la zero. La circuitul de integrare (figura 7.10.a), aplicând un semnal dreptunghiular la intrare, ui, din momentul saltului brusc al tensiunii de intrare de la zero la valoarea maxim , condensatorul se încarc pân la tensiunea maxim , dup care, din momentul când semnalul de intrare scade brusc la zero, semnalul de la ie ire scade exponen ial la zero Dac constanta de timp a circuitului este mult mai mare decât durata impulsului (RC >> ti), semnalul de ie ire are o form aproximativ triunghiular (figura 7.10.b) 201

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Ca circuite de limitare neliniare, se pot folosi amplificatoarele limitatoare care utilizeaz în func ionare regiunea de satura ie a tranzistoarelor. Pentru exemplificare, prezent m în continuare circuitul de limitare cu amplificator opera ional (figura 7.11), a c rui caracteristic de transfer (tensiunea diferen ial de ie ire, u, în func ie de tensiunea diferen ial de intrare, ud = u+ - u–), prezentat (idealizat) în figura 7.11.b, prezint zone de saturare atât la tensiuni diferen iale de intrare negative cât i pozitive.

Aplicând la intrarea amplificatorului opera ional o tensiune sinusoidal cu amplitudine de ordinul a 1V, acesta „taie” sinusoida, realizând acela i efect ca circuitul de limitare cu diode. 7.2.2. Circuite basculante Circuitele basculante sunt circuite electronice de generare a impulsurilor 1, caracterizate prin dou sau mai multe st ri cvasistabile (de acumulare), trecerea de la o stare la alta (bascularea) f cându-se foarte rapid, curen ii i tensiunile din circuit având i ei varia ii foarte rapide. Circuitele basculante sunt, de fapt, amplificatoare cu reac ie pozitiv i, dup num rul st rilor stabile pe care le au, sunt de trei feluri: circuite bistabile, circuite monostabile i circuite astabile. Pentru în elegerea func ion rii lor, s urm rim schema general , prezentat în figura 7.12, alc tuit din dou etaje de amplificare cuplate între ele prin impedan ele Z1 i Z2, care asigur astfel bucla de reac ie 1

Aceasta este doar una din aplica ii, existând îns 202

i altele, a a cum se va vedea ulterior

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii pozitiv . La conectarea sursei de alimentare, datorit imperfec iunilor simetriei montajului, unul din cei doi tranzistori prime te pe baz un impuls negativ (de exemplu, T2), acesta se va deschide par ial, tensiunea negativ din colectorul s u va sc dea, ceea ce echivaleaz cu producerea unui impuls pozitiv transmis bazei tranzistorului T1 prin Z2 ; în acest fel, tranzistorul T1 se blocheaz , curentul s u de colector sc zând, ceea ce duce la cre terea tensiunii negative pe colector, aceast tensiune transmi ându-se tranzistorului T2, i a a mai departe, astfel încât, într-un timp foarte scurt T2 este complet deschis i T1 complet închis. În func ie de natura impedan elor Z1 i Z2, se ob in cele trei tipuri de circuite basculante.

1. Circuitul basculant bistabil Circuitul basculant bistabil (CBB), a c rui schem este cea din figura 7.13, prezint dou st ri stabile egal posibile. Func ionarea circuitului poate fi descris pe baza celor discutate mai sus.

La conectarea tensiunii de alimentare, unul din cei doi tranzistori trece în stare de conduc ie (la satura ie) cel lalt fiind blocat, starea men inându-se un timp nelimitat dac condi iile se men in acelea i, deci starea este stabil . Dac pe baza tranzistorului aflat în stare de conduc ie se aplic un puls de tensiune negativ , 203

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii circuitul basculeaz rapid într-o stare complementar , în care tranzistorul aflat ini ial la satura ie se blocheaz , iar cel lalt trece în stare de conduc ie, stare de asemenea stabil , din care circuitul poate bascula în cealalt stare prin aplicarea unui nou impuls negativ pe baza tranzistorului aflat în stare de conduc ie. În colectorul fiec ruia din cei doi tranzistori se ob in semnale dreptunghiulare de polarit i opuse, având durata egal cu intervalul dintre dou impulsuri succesive de comand a bascul rii, aplicate pe bazele tranzistoarelor. Pentru o basculare mai rapid , în paralel cu rezistoarele R3 i R4 se poate monta câte un condensator care asigur astfel o form cât mai apropiat de cea ideal , dreptunghiular , a semnalelor. Dup modul de comand a bascul rii, se pot reliza mai multe variante constructive, a a cum se va vedea în capitolul urm tor. 2. Circuitul basculant monostabil Schema circuitului basculant monostabil (CBM) este prezentat în figura 7.14., ea derivând din cea a circuitului bistabil, la care R4 din figura 7.13 se înlocuie te cu un condensator.

La aplicarea tensiunii de alimentare, prin fenomenele tranzitorii descrise anterior, se ajunge în starea stabil , în care T1 conduce, iar T2 este blocat. Aplicând un impuls negativ pe baza lui T2, acesta este adus în stare de conduc ie, iar T1 se blocheaz . Aceast stare este îns instabil , deoarece condensatorul C începe s se încarce, tensiunea pe baza lui T1 începe s creasc cu polaritate negativ i circuitul basculeaz în starea stabil , în care T1 conduce i T2 este blocat. Timpul de revenire din starea instabil în cea stabil este determinat de constanta de timp de înc rcare a grup rii condensatorului.

204

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

3. Circuitul basculant astabil Schema circuitului basculant astabil (CBA) este cea din figura 7.15 i din analiza ei se vede c se poate considera c deriv din schema circuitului basculant bistabil, prin înlocuirea rezistoarelor R3 i R4 din figura 7.13 cu condensatoare.

Dac la momentul ini ial T1 conduce i T2 este blocat, C1 începe s se încarce prin R2, în final asigurând o tensiune negativ pe baza lui T2 care duce la trecerea acestuia în stare de conduc ie, circuitul basculând în starea în care T1 este blocat i T2 conduce. În aceast stare, circuitul r mâne pân la înc rcarea lui C2, când circuitul comut din nou, lucrurile repetându-se astfel la infinit, circuitul neavând nici o stare stabil . S facem acum i o analiz cantitativ a proceselor din acest circuit. Pentru aceasta, consider m momentul to ca fiind momentul când T2 tocmai a trecut în stare de conduc ie. VCE1 cre te brusc de la -E la 0, i acest salt pozitiv de tensiune este transmis prin C1 la baza lui T2, VBE2 crescând brusc de la 0 la +E, ceea ce duce la blocarea ferm a lui T2. Condensatorul C2, cu tensiunea ini ial zero, se încarc exponen ial (constanta de timp fiind R4C2) la tensiunea -E prin R4. VCE2, în acela i timp ajunge de la 0 la – E, C1, la rândul s u desc rcându-se de la tensiunea ini ial +E (plusul pe baza lui T2) la 0 i înc rcându-se apoi cu polaritate schimbat prin R2 (constanta de timp fiind R2C1). Când, la momentul t1, VBE2 trece prin valoarea 0 spre valori negative, T 2 trece în stare de conduc ie; T1 prime te în baz un puls de tensiune cu valoarea +E blocându-se, deci circuitul basculeaz în noua stare, în care va r mâne un timp scurt, determinat de constanta de timp R3C2. Curentul de înc rcare a lui C1 prin R2 este: t1 t 0 R 2 C1

E e . R3 La t1, când VBE2 = 0, c derea de tensiune pe R2 este:

i=

E

E = iR2 = 2E e

t1 t 0 R 2C1

De aici, rezult : t1 – t0 = R2 C1 ln2 i, analog, 205

.

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii t2 – t1 = R3 C2 ln2. Deci, perioada semnalelor ce se ob in la colectoarele celor doi tranzistori, de aceea i form dar în opozi ie de faz , este: T = (R2 C1 + R3 C2) ln2 = 0,693 (R2 C1 + R3 C2) (7. 6) Forma semnalelor generate de circuitul basculant astabil, numit i multivibrator, este cea din figura 7.16.

4. Circuitul basculant Schmitt Schema acestui circuit este cea din figura 7.17, din care rezult c el este un circuit asimetric, cuplajul între etaje realizându-se prin rezisten a comun de emitor, R6 care introduce o reac ie pozitiv ca urmare a c reia starea circuitului depinde de tensiunea aplicat pe baza tranzistorului T1.

consider m c în starea ini ial T1 este blocat i T2 în stare de conduc ie la satura ie. Aceast stare se p streaz atât timp cât poten ialul pe baza lui T1 r mâne mai mare decât cel al emitorului. Dac acesta scade sub poten ialul emitorului, T1 începe s conduc , pe colectorul acestuia apare un puls pozitiv de tensiune, care se 206

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

transmite la baza lui T2, blocându-l. Rezult deci c circuitul basculant Schmitt este un circuit cu dou st ri stabile care pot fi comutate prin aplicarea la intrare a unei tensiuni cu varia ia continu care trebuie s dep easc un prag critic. De remarcat faptul c circuitul Schmitt prezint o comportare cu caracter de histerezis, tensiunea de prag de comutare invers fiind, în general, diferit de cea de comutare direct . Forma de varia ie a tensiunii de comuta ie poate fi oarecare. Caracteristicile specifice ale acestui circuit fac ca el s fie utilizat cu mai multe func ii, dintre care cele mai importante sunt cea de formator de impulsuri dreptunghiulare din semnale sinusoidale, cea de memorator de impulsuri aplicate la intrare i cea de discriminator de amplitudine a unor impulsuri. În afara circuitelor prezentate aici mai sunt i altele, multe din acestea fabricându-se în prezent sub form integrat , cu caracteristici specifice tipului de aplica ie în care sunt folosite.

7.3.

Aplica ii

7.3.1. Oscilatoare 1. No iuni teoretice Se tie c , dac la un amplificator cu reac ie, reac ia este pozitiv i dac 1 semnalul la intrare este nul iar,factorul de reac ie este , sistemul A func ioneaz ca un generator de semnal (oscilator). Re eaua de reac ie poate avea diverse cofigura ii, ea îns trebuind s asigure condi ia de amorsare a oscila iilor.

analiz m re eaua din figura 7.18 (re eaua Wien). Func ia de transfer a re elei este: Z2 1 U2 (7. 7) U1 Z1 Z2 unde: Z1

1 i C1

R1

i Z2

207

R2 1 i R 2C 2

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Defazajul introdus este nul numai dac

0 R1C 2

1 , de unde: 0 R 2 C1

1 (7. 8) 2 2 R1R 2C1C2 În acest caz, func ia de transfer are valoarea: 1 U2 1 (7. 9) U1 1 R1 C1 R 2 C2 Dac R1 = R2 = R i C1 = C2 = C, frecven a de rezonan a re elei devine: 1 (7. 10) 0 2 RC O astfel de re ea poate fi folosit ca re ea de reac ie pozitiv pentru ob inerea unui generator de semnal sinusoidal (figura 7.19). 0

0

În aceast schem se folose te un amplificator opera ional, la a c rui intrare neinversoare este cuplat re eaua Wien. Amplificarea f re ea a montajului este stabilit de reac ia negativ format din gruparea R3 – R4. R3 (7. 11) A 1 R4 Dac R1 = R2 = R i C1 = C2 = C, din condi ia pentru amorsarea oscila iilor rezult c R3 = 2 R4. Pentru stabilizarea amplitudinii oscila iilor, în practic nu este posibil men inerea unei valori constante a amplific rii i atunci în re eaua de reac ie negativ se introduce un element neliniar (bec cu incandescen , termistor, diod , tranzistor J-FET etc.) cu rol de rezisten variabil controlat prin tensiunea de ie ire. 2. Scopul lucr rii; montaj experimental Scopul lucr rii îl reprezint studiul caracteristicii de transfer a re elei Wien i al func ion rii unui oscilator cu re ea Wien. Montajul experimental este realizat pe o machet , ca în figura 7.20.

208

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

-

Mai sunt necesare: surs dubl de tensiune stabilizat 0 ÷ 12 V; multimetru electronic; generator JF; osciloscop; frecven metru 3. Mod de lucru se aplic un semnal sinusoidal u1 la bornele A – M; acest semnal se aplic la bornele de deflexie X ale osciloscopului, semnalul u2, cules la bornele B – M aplicându-se la bornele Y ale acestuia; se variaz frecven a semnalului astfel încât pe ecranul osciloscopului s apar o dreapt , caz în care, dup cum se tie, cele dou semnale, u1 i u2 sunt în faz ; se m soar frecven a la care se ob ine dreapta cu un frecven metru i se compar cu cea calculat cu formula 7.10; se aplic un semnal de frecven e diferite la intrarea re elei, în domeniul 0

20 0 , men inând o valoare eficace constant (100 mV) a semnalului 20 de intrare; - pentru 20 frecven e diferite, repartizate uniform în domeniul de frecven e respectiv, se m soar tensiunea eficace la ie irea re elei; - se traseaz graficul modulului func iei de transfer, în func ie de frecven : u2 f u1 - se realizeaz montajul de oscilator, cuplând punctele B – D, A – C i aplicând tensiunea de alimentare amplificatorului opera ional; - se culege semnal la bornele E – M i se vizualizeaz pe osciloscop. Se calculeaz amplificarea A cu rela ia 7.11 i se verific condi ia de amorsare a oscila iilor. 4. Întreb ri 1. Care este condi ia pentru ca un amplificator de tensiune liniar c ruia i se aplic o reac ie între intrare i ie ire s func ioneze ca oscilator ? 209

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii 2. Ce se poate spune din analiza reprezent rii grafice a varia iei func iei de transfer a re elei Wien în func ie de frecven ? 7.3.2. Circuite basculante 1. No iuni teoretice Un circuit basculant este format din dou etaje de amplificare, conectate între ele prin componente pasive (rezistori sau condensatori). Vom analiza situa ia când circuitul este realizat cu tranzistori, ace tia func ionând în regim de comuta ie – când unul este blocat cel lalt este saturat. Circuitul are dou st ri, trecerea dintruna în cealalt f cându-se printr-un proces de basculare. A. Circuitul bistabil Schema unui astfel de circuit este cea din figura 7.21.

Întrucât, în practic , simetria montajului nu este perfect , la conectarea tensiunii de alimentare unul dintre tranzistori se va g si în stare de conduc ie, cel lalt în stare blocat , stare ce se va men ine i în continuare, ea fiind deci o stare stabil (de exemplu, T1 saturat, T2 blocat). Dac tranzistorul T1 este blocat (de exemplu prin aplicarea unui impuls negativ pe baz sau prin scurtcircuitarea de scurt durat la mas a bazei lui T1 sau a colectorului lui T2), curentul în baza lui T1 sc zând brusc, poten ialul colectorului lui cre te brusc, determinând apari ia unui curent în baza lui T2, care trece astfel în stare de conduc ie. Acest lucru duce la sc dera poten ialului colectorului lui T2, ceea ce determin men inerea în stare blocat a lui T1, stare care este stabil . Pentru ca, în conduc ie, tranzistorii s se satureze, este necesar o dimensionare corespunz toare a componenetelor, astfel: E U BE1 I B1 R2 R4 E Considerând R2 << R4 i neglijând UBE1, I B1 . De asemenea, R4 E U CE1 sat . E IC1 R1 R1

210

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

La satura ie, trebuie ca I B1

Analog,

R2 R3

h 21E

I C1 , adic : h 21E R4 h 21E 1 R1

2

B. Circuitul monostabil Schema circuitului este dat în figura 7.22.

Se observ c circuitul deriv dintr-un bistabil în care s-a înlocuit rezisten a R3 cu un condensator i baza lui T2 se polarizeaz prin legarea lui R3 direct la tensiunea de alimentare. La conectarea acesteia, T 2 este saturat i T1 blocat, stare care este stabil . Dac se aplic un impuls negativ în baza lui T 2, circuitul basculeaz , T2 blocându-se i T1 devenind saturat. Ca urmare, tensiunea la bornele condensatorului sufer un salt negativ cu valoarea ~ E. Aceast stare este îns instabil deoarece condensatorul se încarc prin R3, poten ialul bazei lui T2 crescând i ducând la deschiderea acestuia, circuitul basculând în starea ini ial , stabil . Durata st rii instabile, T, se calculeaz astfel: condensatorul se încarc în starea stabil la tensiunea: U = – (E – UBE2) iar în cea instabil la tensiunea: U* = UBE2 – UCE1 UBE2 Înc rcarea se face exponen ial prin R3, tensiunea pe condensator sc zând conform rela iei:

u BE 2 t

E

E UBE 2

1 e

La t = T, uBE2(T) = UBE2, de unde:

211

t R3 C

E U BE 2

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii T = R3 C ln2

0,7 R3 C

(7. 12)

C. Circuitul astabil Schema circuitului este prezentat în figura 7.23.

Se observ c schema este simetric , cele dou condensatoare realizând st ri instabile. Rezult o basculare permanent din starea T1 –saturat i T2 – blocat în starea T1 – blocat i T2 – saturat i invers. Durata bascul rii este mult mai mic decât durata st rilor instabile, tensiunile în colectorii celor dou tranzistoare fiind de forma din figura 7.24.

Durata fiec rei st ri instabile este dat de rela ia: T1 0,7 R3 C1 (7. 13) T2 0,7 R4 C2 (7. 14) 2. Scopul lucr rii; montaj experimental Scopul lucr rii este studiul func ion rii circuitelor basculante. Montajul eperimental cuprinde macheta care permite constituirea celor trei tipuri de circuite (figura 7.25). Starea de satura ie sau de blocare a unuia din tranzistori se constat prin aprinderea, respectiv stingerea becului din colectorul s u. Mai sunt necesare: - o surs de c.c.; - osciloscop cu dou canale. 3. Mod de lucru A. se realizeaz circuitul bistabil (borna 1 se leag la borna B i borna 2 la borna A). 212

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

se observ starea circuitului dup aplicarea tensiunii de alimentare (max 5V); - se basculeaz circuitul, prin scurtcircuitarea de scurt durat la mas a bazei tranzistorului aflat în stare de satura ie sau a colectorului celuilalt tranzistor (blocat) i se observ noua stare a circuitului. B. se realizeaz circuitul monostabil (borna 1 se leag la borna B, borna 2 la borna C i borna 4 la borna A). - se repet opera iile de la punctul A C. se realizeaz circuitul astabil (borna 1 se leag la borna D, borna 2 la borna C, borna 3 la borna B i borna 4 la borna A). - se vizualizeaz uB1 i, uB1, apoi uC1 i, uC2; - se m soar experimental duratele celor dou st ri; - se calculeaz duratele celor dou st ri cu formulele (7.13) i (7.14) i se compar cu cele experimentale. 4. Întreb ri 1. Cum se explic rotunjirea semnalului vizualizat pe oscilocscop, comparativ cu semnalul dreptunghiular, teoretic ? 2. De unde trebuie cules semnalul audio de la un circuit astabil folosit ca generator de joas frecven ?

213

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

CAPITOLUL VIII

8. CIRCUITE LOGICE 8.1.

Elemente de algebr boolean 1

Algebra boolean , numit i algebra logicii binare, opereaz cu variabile care pot avea numai dou valori numerice, 0 i 1, c rora le corespund valorile logice NU, FALS, NIMIC, respectiv DA, ADEV RAT, TOT. Func iile logice de baz sunt urm toarele: 1. nega ia sau complementul logic sau func ia logic NU (NOT) face ca unei variabile binare x s îi corespund variabila binar x , cu proprietatea: (8. 1) x x =1 Tabela de adev r a acestei func ii este: x x 0 1

1 0

2. intersec ia sau produsul logic sau func ia logic de adev r este urm toarea: x 0 1 0 1

y 1 0 0 1

x

I (AND), a c rei tabel

y 0 0 0 1

3. reuniunea sau suma logic sau func ia logic SAU (OR), a c rei tabel de adev r este urm toarea: x 0 1 0 1

y 0 0 1 1

x

y 0 1 1 1

Aceste func ii logice au urm toarele propriet i: 1) x y z = (x y) z = x (y z) 2) x (y z) = (x

y)

(x (8. 3)

(8. 2) z)

3) x = x (8. 4) 4) x

y

z

x

y

z

(8. 5) 5) x

y

z

x

y

z

(8. 6) 1

Algebra boolean a fost elaborat de matematicianul englez Boole în secolul al XIX-lea; ea a fost folosit în tehnica de calcul pentru prima dat de c tre Shannon, în 1938. 214

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Ultimele dou rela ii sunt cunoscute sub numele de teoremele lui de Morgan. Mai pot fi demonstrate i rela iile: x x x ...=x (8. 7) x x x ...=x (8. 8) x x =0 (8. 9) x 0 = x (elementul neutru fa de sum ) (8. 10) x 1 = x (elementul neutru fa de produs) (8. 11) x (x y) = x (8. 12) x ( x y) = x y (8. 13) Pentru reprezentarea grafic a func iilor logice de baz , se utilizeaz simbolurile grafice (logigramele) din figura 8.1.

Folosind func iile logice de baz , se pot defini i alte func ii auxiliare: 1. func ia logic NICI (SAU-NU, NOR) are simbolul grafic i tabela de adev r prezentate în figura 8.2 (se folose te rela ia 8.5)

2. func ia logic I-NU (NAND) are simbolul grafic prezentate în figura 8.3 (se folose te rela ia 8.6)

i tabela de adev r

3. func ia logic SAU-EXCLUSIV (XOR) sau adunarea modulo doi are simbolul grafic i tabela de adev r prezentate în figura 8.4. 215

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Func ia SAU-EXCLUSIV se define te astfel: x y = (x y) (x y) (8. 14) 4. func ia logic COINCIDEN (SAU-EXCLUSIV-NU) are simbolul grafic i tabela de adev r prezentate în figura 8.5 i este definit prin rela ia: x

y

x

y

x

y

x

y

x

y

(8. 15)

În discu iile de pân acum, s-au considerat func ii logice realizate cu numai dou variabile binare, x i y. În general, în practic se întâlnesc func ii realizate cu mai multe variabile logice, caz în care func ia respectiv se poate exprima prin a anumi ii termeni P i S. Termenii produs (P) reprezint o func ie care ia valoarea logic 1 pentru o singur combina ie de valori ale variabilelor, scriindu-se ca produs al tuturor variabilelor (fiecare din acestea putând fi negat sau nenegat ); termenii sum (S) reprezint o func ie care ia valoarea logic 0 pentru o singur combina ie de valori ale variabilelor, scriindu-se ca o sum a tuturor variabilelor (fiecare din acestea putând fi negat sau nenegat ). Exprimarea func iilor logice de mai multe variabile se face sub forma unei sume logice de termeni P sau a unui produs de termeni S, aceste forme numindu-se forme canonice. consider m urm torul exemplu: se d func ia de trei variabile x, y, z, a rei tabel de adev r este dat mai jos. Scrierea în form canonic cu termeni P 216

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii sau S a func iei f(x, y, z) se face astfel: pentru scrierea cu termeni P, se iau acele combina ii de variabile pentru care func ia ia valoarea 1, combina iile fiind produse ale tuturor variabilelor, negate dac au valoarea 0 i respectiv nenegate dac au valoarea 1; pentru scrierea cu termeni S se iau acele combina ii de variabile pentru care func ia ia valoarea 0, combina iile fiind suma tuturor variabilelor, negate dac au valoarea 1, respectiv nenegate dac au valoarea 0. x 0 0 0 1 0 1 1 1

y 0 0 1 0 1 1 0 1

z 0 1 0 0 1 0 1 1

f(x, y, z) 1 0 0 0 1 0 1 1

Astfel, pentru func ia a c rei tabel de adev r este cea de mai sus, formele canonice cu termeni P i S sunt: fP = ( x y z ) ( x y z) (x y z) (x y z) fS = ( x z ) ( x y z) (x y z) (x y z ) y Scrierea func iei sub form canonic permite implementarea ei într-o schem logic . Pentru func ia de mai sus, schema logic este cea din figura 8.6.a (cu termeni P), respectiv 8.6.b (cu termeni S). Dup cum se vede, schemele logice rezultate sunt destul de complicate; pentru simplificarea lor, se poate face minimizarea func iei, pe baza rela iilor (8.3), (8.5), (8.6) i (8.12). Dac num rul variabilelor nu este prea mare, se poate folosi minimizarea prin metoda diagramelor Karnaugh, aceste fiind matrice cu 2 n su e (n fiind num rul variabilelor), fiecare c su corespunzând unei anume combina ii de valori ale variabilelor i având înscris în ea valoarea combina iei respective. Rezult c fiec rei c su e îi corespunde un termen P sau S (dup cum a fost exprimat func ia). Pentru func ia de mai sus, diagrama Karnaugh este cea de mai sus. Pentru minimizarea func iei, se procedeaz astfel: se grupeaz câmpurile adiacente având valoarea 1 în dreptunghiuri sau p trate cu laturile egale cu una, dou sau patru c su e, urm rindu-se ca toate câmpurile cu valoarea 1 s fie cuprinse în cel pu in o grupare, iar grup rile s aib suprafa a maxim .

217

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Func ia logic minimizat se ob ine prin însumarea termenilor corespunz tori grupurilor realizate. Conform acestei metode, func ia luat ca exemplu se poate scrie sub forma minimizat astfel: f = (x y z ) (x y z) (y z) = (x

y

z)

(x

y

z)

(x

z) =

= (x y z ) (x y) z Schema logic prin care se implementeaz func ia minimizat astfel ob inut este reprezentat în figura 8.7.

Pentru func ii de dou variabile, diagrama Karnaugh are dimensiunea 2 × 2, pentru patru variabile 4 × 4, iar pentru cinci variabile se construiesc dou diagrame cu dimensiunea 4 × 4 pentru patru din cele cinci variabile, fiecare corespunzând uneia din cele dou st ri ale celei de-a cincea variabile.

8.2.

Circuite logice cu dispozitive semiconductoare

Dup modul de realizare a lor, circuitele logice cu componente semiconductoare sunt de mai multe feluri: circuite logice cu rezisten e i diode (RDL), circuite logice cu rezisten e i tranzistori (RTL), circuite logice cu diode i tranzistori (DTL), circuite logice cu tranzistori (TTL). 218

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Dintre acestea nu vom descrie aici decât ultima categorie, având în vedere , atât din punct de vedere al performan elor cât i din punct de vedere al tehnologiei de fabrica ie acestea sunt cu mult superioare celorlalte, motiv pentru care primele categorii nici nu se mai folosesc în practic . Indiferent de tipul lor, circuitele logice func ioneaz în a a fel încât starea logic 0 are asociat un nivel de tensiune sc zut (poten ialul masei, care se consider 0), iar starea logic 1 are asociat nivelul de tensiune ridicat. Dup cum poten ialul nivelului logic 1 este pozitiv, respectiv negativ fa de mas , spunem c se lucreaz în logic pozitiv , respectiv negativ . Circuitele logice cu tranzistori se realizeaz pe baza schemelor din figura 8.8.

Circuitul NU se bazeaz pe proprietatea tranzistorului de a comuta din starea de conduc ie în cea blocat i invers sub ac iunea unor semnale aplicate pe baz . Ini ial, în logica pozitiv aceasta este polarizat cu o mic tensiune negativ , –VB, ceea ce determin blocarea tranzistorului. Curentul de colector este deci ICB0, foarte mic, deci VCE EC, la ie ire ob inându-se nivelul logic 1. Aplicând un semnal pozitiv pe baz , apare un curent IB, ca urmare IC = IB i VCE = EC – IC RC, la ie ire ob inându-se nivelul de tensiune sc zut, corespunz tor nivelului logic 0. În acest fel, circuitul realizeaz func ia logic NU. Pentru ca nivelul logic sc zut s fie practic nul, adic VCE 0, trebuie ca IC = EC/RC, ceea ce înseamn func ionarea tranzistorului în regiunea de satura ie. Utilizând un tranzistor p-n-p i schimbând polaritatea tensiunilor în circuit, se ob ine un circuit NU în logic negativ . În acela i mod se pot analiza i circuitele I i SAU, din figura 8.8.b, respectiv 8.8.c, realizate tot în logic pozitiv . În prezent dezvoltarea tehnologiei de fabricare a dispozitivelor semiconductoare a permis realizarea circuitelor electronice integrate, astfel încât, i în domeniul circuitelor logice acestea s-au impus definitiv. Cele mai avansate tipuri de circuite logice integrate sunt circuitele logice TTL realizate cu tranzistori multiemitor, bipolari sau cu efect de câmp. Cel mai comun circuit logic integrat TTL este circuitul I-NU, numit i poart elementar , cu ajutorul c ruia se pot 219

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii sintetiza toate tipurile de circuite logice. Schema standard a unui astfel de circuit este prezentat în figura 8.9.

Nivelul logic de intrare este 0 dac Ui < 0,8 V i 1 dac Ui > 2 V, iar cel de ie ire este 0 dac Ue < 0,8 V i respectiv 1 dac Ue > 2,4 V. Dac jonc iunile înseriate BC1, BE2 i BE3 sunt deschise, poten ialul bazei lui T1 este 2,1 V (tensiunea de deschidere a unei jonc iuni p-n cu siliciu este aproximativ 0,7 V). Dac una din cele dou jonc iuni BE1 este deschis prin aplicarea unui nivel logic 0 (legare la mas ), poten ialul bazei lui T1 este de maxim 0,7 V. Aplicând la ambele intr ri un semnal de nivel logic 1 (Ui > 2 V), VB = 2,1 V i, ca urmare, jonc iunea BE1 este blocat , în timp ce T2 este saturat, iar curentul de colector al lui T3 este, de asemenea, la satura ie, lucru asigurat de T4 i D3, ceea ce determin o valoarea a lui Ue sub 0,4 V, adic 0 logic. Aplicând unei intr ri o tensiune de nivel logic 0, adic mai mic decât 0,8 V, jonc iunea BE1 este polarizat direct i poten ialul bazei lui T1 este de maxim 1,5 V, cele trei jonc iuni BC1, BE2 i BE3 r mânând blocate i, cum T4 este men inut în stare de satura ie, tensiunea la ie ire va fi mai mare decât 2,4 V, deci de nivel logic 1, indiferent de nivelul logic aplicat celeilalte intr ri. Se constat deci c circuitul are la ie ire nivelul logic 1 dac cel pu in una din intr ri este la nivel logic 0 i, respectiv nivelul logic 0 dac ambele intr ri sunt la nivel logic 1; circuitul realizeaz deci func ia logic I-NU. Cu acest circuit se pot sintetiza i celelalte circuite fundamentale, a a cum se poate vedea în figura 8.10.

În general, sinteza se poate realiza folosind formulele lui de Morgan i celelalte propriet i ale func iilor logice. Având realizate func iile logice de baz 220

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

(NU, SAU, I), se pot astfel sintetiza orice fel de circuite logice, utilizând numai circuite I-NU, adic por i elementare TTL. Un exemplu de aplica ie a celor discutate mai sus, s lu m cazul calculatoarelor electronice, care lucreaz în sistemul de numera ie binar, pentru aceasta utilizându-se circuite de adunare a numerelor binare, conform regulilor: 0+0=0; 0+1=1+==1; 1 + 1 = 10. Se poate vedea c rezultatul adun rii poate fi un num r binar format din dou cifre, dintre care cea mai pu in semnificativ (prima din dreapta), numit bit-sum se poate ob ine cu func ia logic SAU-EXCLUSIV, iar cea mai semnificativ (cea din stânga), numit transport, se poate ob ine cu func ia logic I . Circuitul care rezolv adunarea binar a dou cifre binare, numit semisumator, (reprezentat în figura 8.11.a), se poate sintetiza cu por i elementare TTL, ca în figura 8.11.b.

8.3.

Circuite basculante utilizate ca circuite logice

Circuitele logice prezentate în paragraful anterior, numite circuite logice combina ionale, realizeaz sinteza unor opera ii logice. Pentru aceasta, este îns necesar ca variabilele s fie memorate (temporar sau permanent), în circuite logice specializate. Ca circuite de memorie pot fi utilizate circuitele basculante bistabile care, dup modul de func ionare pot fi asincrone, la care tranzi iile la ie ire urm resc acela i ritm cu cele de la intrare, indiferent de momentul producerii acestora i sincrone, când tranzi iile la ie ire au loc numai la momente de timp bine determinate de un semnal de comand , numit tact. Circuitele basculante, mai ales când sunt folosite în circuite de memorie, pot fi realizate cu circuite logice de baz , care, la rândul lor, se pot sintetiza cu por i elementare TTL. Cel mai simplu bistabil se poate realiza cu dou por i inversoare, ca în figura 8.12, el fiind îns impropriu pentru utilizarea ca memorie, întrucât el nu poate fi comandat.

221

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Pentru a rezolva aceast problem , se poate utiliza schema din figura 8.13.a, cu circuite SAU-NU, sau 8.13b, cu circuite I-NU. În figura 8.13.c. este dat tabela de adev r pentru schema cu circuite I-NU.

Bistabilul astfel realizat este un bistabil R-S asincron, el comutând la orice modificare a st rii la intrare. În echipamentele numerice este îns nevoie ca diversele opera ii s se execute sincron i, pentru aceasta, se completeaz schema din figura 8.13.b dup cum se arat în figura 8.14, ob inându-se un bistabil R-S sincron (cu tact).

Dup cum se poate constata analizând schema de mai sus, datorit circuitelor I, bascularea nu este posibil decât dac semnalul se aplic la intrare sincron cu semnalul de tact. Pentru înl turarea nedetermin rii ap rute la ie irea acestui tip de bistabil când intr rile sunt la nivel logic 0 (sau 1 la bistabilul R-S f tact), cele dou intr ri pot fi legate între ele prin intermediul unei por i inversoare, eliminându-se astfel posibilitatea ca cele dou intr ri s se afle la acela i nivel logic în acela i timp. Se ob ine în acest fel un bistabil latch D, cu o singur intrare de date, având schema din figura 8.15. La acest circuit apare îns inconvenientul , în timp ce linia de tact trece din starea logic 1 în starea logic 0, poate ap rea o comutare a intr rii de date.

Un alt circuit care elimin nedeterminarea de la circuitul R-S este circuitul bistabil J-K, derivat dintr-un circuit R-S, a a cum se poate vedea în figura 8.16. 222

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Dac intr rile J i K sunt simultan la nivelul logic 1 i se aplic impulsul de tact, ie irea î i modific starea.

O variant cu o singur intrare de date a bistabilului J-K este bistabilul T, prezentat în figura 8.17, la care starea la ie ire nu se modific decât dac intrarea de date, Td, este anterior aplic rii impulsului în starea logic 1, realizându-se astfel un ciclu complet la ie ire pentru dou cicluri la intrare, deci o divizare cu 2.

În practic , pentru evitarea comut rii într rilor de date în timp ce linia de tact trece de la nivelul logic 0 la nivelul logic 1, mai întâi se determin starea intr rilor, se deconecteaz intr rile i apoi se modific ie irile conform st rii intr rilor. Acest lucru se poate realiza prin conexiunea "master-slave"1 sau prin tehnica declan rii pe front. Circuitul bistabil R-S "master-slave" este reprezentat în figura 8.18 în care este dat i tabela de adev r. Func ionarea lui are loc astfel: când intrarea de tact trece din starea logic 0 în starea logic 1, por ile 5 i 6 se blocheaz , deschizându-se îns por ile 1 i 2, ceea ce permite transferul datelor de intrare c tre primul bistabil R-S, numit "master", format de por ile 3 i 4. La tranzi ia intr rii de tact din starea logic 1 în starea logic 0, mai întâi are loc blocarea por ilor 1 i 2, întrerupându-se leg tura dintre intr rile de date i bistabilul "master", dup care se deschid por ile 5 i 6, ceea ce permite transferul con inutului ie irilor "master"-ului c tre bistabilul R-S, numit "slave", format de por ile 7 i 8. Separarea complet a ie irilor Q i Q de intr rile R i S precum i comanda i transferul de date pe palierul semnalului de tact, fac ca acest bistabil s prezinte o mare imunitate la zgomot.

1

"st pân-sclav", în limba englez . 223

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Singura problem r mâne nedeterminarea pentru R i S în starea logic 1 concomitent; ea se poate rezolva prin introducerea unei reac ii, ob inându-se astfel circuitul basculant bistabil J-K "master-slave", care este prezentat în figura 8.19.

În anumite cazuri, este necesar ca transferul unor date s se fac întârziat cu un impuls de tact1. În acest scop, se utilizeaz circuitul bistabil D2 cu ac ionare pe front. Schema circuitului este prezentat în figura 8.20.

1

de exemplu, la registrele de deplasare D provine de la ini iala cuvântului delay = întârziere (în limba englez )

2

224

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii În general, circuitele bistabile de diferite tipuri, realizate sub form integrat , sunt prev zute în plus cu intr ri asincrone de comand , prin care se poate ac iona direct asupra ie irilor: intrarea preset pozi ioneaz starea ini ial dorit la ie ire i intrarea clear terge datele înscrise la ie ire. Aplica ia lor cea mai important este în realizarea memoriilor pentru tehnica de calcul, a a cum se va ar ta în capitolul urm tor.

8.4.

Circuite logice secven iale

Spre deosebire de circuitele logice combina ionale, la care m rimile de ie ire sunt func ii numai de m rimile aplicate la intrare, circuitele logice secven iale sunt circuite la care m rimile de ie ire depind atât de cele de intrare cât i de starea anterioar a sistemului. Acestea pot func iona sincron, când tranzi iile se produc simultan, în ritmul semnalelor de tact sau asincron, tranzi iile producându-se în acest caz la momente de timp diferite. Registre Acestea sunt circuite ce permit înscrierea (memorarea) unor informa ii (valori logice) i transferarea la cerere a acestora. În func ie de modul de introducere i citire a datelor, (simultan în toate celulele registrului sau succesiv, pozi ie cu pozi ie), registrele pot fi: - cu scriere paralel (scrierea se face simultan în toate celulele) sau serie (scrierea se face succesiv, fiind comandat prin impulsurile de tact, câte unul pentru fiecare cifr binar - bit); - cu citire paralel sau serie . Prin combinarea acestor moduri de citire i scriere se pot ob ine registre de tip serie-serie, paralel-paralel, serie-paralel i paralel-serie. Modul de scriere-citire al acestora este ar tat în figura 8.21.

scriere citire citire 1 2 . . . . . n scriere 1 2 . . . . . n a) registru serie-serie b) registru serie-paralel scriere

scriere

1 2 . . . . . n citire c) registru paralel-paralel

1 2 . . . . . n citire d) registru paralel-serie Fig. 8.21

Pentru construirea registrelor se folosesc bistabili D. Un exemplu de registru serie-serie cu patru celule este cel din figura 8.22. Pentru înscrierea informa iei, mai întâi, la intrarea de reset (R) se aplic un puls având ca efect trecerea tuturor ie irilor în starea logic 0 ( tergere), dup care la fiecare impuls de tact se aplic concomitent la intrare bi ii de informa ie. 225

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

La primul impuls de tact, dac primul bit este 0, ie irea Q1 r mâne 0, dac aceasta este 1, Q1 trece, de asemenea, în 1. La al doilea impuls de tact aceast valoare înscris la ie irea primului bistabil va fi transferat la ie irea celui de-al doilea bistabil, la ie irea primului fiind acum înscris valoarea de la intrare aplicat în timpul celui de-al doilea impuls de tact. Dup aplicarea celui de-al treilea impuls, respectiv a celui de-al patrulea, primul bistabil va con ine informa ia transmis la intrare în timpul celui de-al patrulea impuls de tact, al doilea pe cea din timpul celui de-al treilea impuls, al treilea bistabil pe cea din timpul celui de-al doilea impuls i al patrulea bistabil pe cea din timpul primului impuls. Astfel, la fiecare impuls de tact informa ia înscris într-un bistabil se deplaseaz la urm torul, astfel de registre numindu-se registre de deplasare. Dac bistabilii sunt prev zu i i cu intr ri de preset, acestea se pot folosi la scrierea paralel a informa iei. Informa ia este citit în mod serial, în ritmul impulsurilor de tact, la ie irea serie. Unele registre permit deplasarea i în sens invers a informa iei, ele numindu-se registre reversibile; de asemenea, registrele construite în form integrat pot fi mixte, permi ând accesul la intrare i/sau ie ire atât în format serie cât i paralel. Dup cum se poate constata, citirea serial este distructiv , informa ia distrugându-se în timpul acestui proces, în timp ce citirea paralel este nedistructiv . Num toare Num toarele sunt circuite logice secven iale care permit num rarea impulsurilor aplicate la intrare i memorarea rezultatului. Num rarea se bazeaz pe faptul c un circuit bistabil, prin aplicarea la intrare a unui impuls, î i schimb starea, la aplicarea impulsului urm tor revenind în starea ini ial . Num rarea se face în sistemul de numera ie binar. urm rim func ionarea circuitului din figura 8.23, realizat cu patru bistabili.

Intr rile J i K ale fiec rui bistabil sunt legate împreun i men inute în starea logic 1, iar ie irea Q este legat la intrarea de tact a bistabilului urm tor. 226

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Impulsurile de num rat se aplic la intrarea de tact a primului bistabil. Un astfel de num tor este asincron, tranzi ia ie irii bistabilului n fiind întârziat fa de momentul aplic rii impulsului de tact cu timpul necesar propag rii semnalului prin n bistabili. Pentru a m ri frecven a de lucru se utilizeaz num toare sincrone, la care to i bistabilii sunt controla i de acela i impuls de tact, transportul f cându-se paralel. Pentru num rarea în sistem zecimal sau sexagesimal (sau în orice alt sistem de numera ie), trebuie ca num torul s fie prev zut cu posibilitatea de revenire la zero dup un num r prestabilit de impulsuri, lucru realizabil prin utilizarea unor combina ii de circuite logice adecvate. Num toarele pot func iona i invers (con inutul scade la fiecare impuls aplicat) sau reversibil (atât ca num tor direct cât i ca num tor invers, având câte o intrare pentru fiecare mod de lucru).

8.5.

Aplica ii

8.5.1. Circuite logice 1. No iuni teoretice A. No iuni de algebr boolean Microprocesorul unui calculator efectuez opera ii cu numere exprimate în sistemul de numera ie binar. Regulile de calcul în acest caz sunt: 0 + 0 = 0 ; 0 + 1 = 1 ; 1 + 1 = 10 Regulile generale ce stau la baza algebrei booleene sunt: A. Adunare (func ia logic SAU): 1) A A = A (A A = A) 2) A B = B A 3) A (B C) = (A B) C 4) A (B C) = (A B) (A C) 5) 0 A = A 6) 1 A = 1 7) A A = 1 8) A = A B. Înmul ire (func ia logic I) 1) A A = A (A A = A) 2) A B = B A 3) A (B C) = (A B) C 4) A (B C) = A B A C 5) 0 A = 0 6) 1 A = A 7) A A = 0 În aceste condi ii, sunt valabile formulele lui De Morgan: 227

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii (18. 1) A B C A B C (18. 2) A B C A B C Func iile logice (SAU, I) pot fi realizate de circuite logice cu dou st ri, corespunzând lui 0 logic i 1 logic.

analiz m circuitul din figura 8.24.a. Acesta poate func iona ca un inversor, realizând func ia logic NU. Dac UI = 0, tranzistorul este blocat, UE EC = 5 V. Dac UI = 5 V, tranzistorul este saturat, UE 0. Considerând tensiunile de 0 i 5 V nivelurile 0 i 1 logic, circuitul realizeaz într-adev r func ia logic nega ie (NO, NU), a c rei tabel de adev r este dat în figura 8.24.b, simbolul de circuit fiind cel din figura 8.24.c. Circuitul din figura 8.25 realizeaz func ia I – NU. Dac cel pu in una din tensiunile UA sau UB este (aproximativ) egal cu zero, în punctul P poten ialul este VP = 0,6 V, iar la ie ire UE 5 V. Numai dac UA i UB sunt egale cu 5 V simultan, diodele D1 i D2 sunt blocate, tranzistorul se satureaz i UE = 0. Tabela de adev r a circuitului este dat în figura 8.25.b, simbolul de circuit fiind cel din figura 8.25.c.

În general, în prezent se utilizeaz por i de tipul NU, I – NU i altele, realizate în tehnologie integrat , de regul capsula con inând mai multe por i. De exemplu, circuitul integrat CDB 400 con ine 4 por i I – NU, CDB 404 – 6 por i NU, CDB 413 - 2 por i I – NU cu câte 4 intr ri. B. Poarta elementar TTL O poart elementar realizat în tehnologie integrat bipolar , în logic tranzistor - tranzistor (TTL) este reprezentat în figura 8.26. Tranzistorul T1 este un 228

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii tranzistor multiemitor, în func ie de num rul de intr ri. La acestea (A i B în cazul prezentat), se aplic tensiuni cu valori: 0,8 V nivel log ic 0 UI 2 V nivel log ic 1 La ie ire, se ob ine o tensiune UE: 0,4 V nivel log ic 0 UE 2 ,4 V nivel log ic 1

Dac ambelor intr ri li se aplic o tensiune UI = 2 V, poten ialul în baza lui T1 este 2,1 V i jonc iunile B-C 1, B-E 2 i B-E 3 sunt polarizate direct prin R1. Jonc iunea B-E 1 este blocat . Curen ii din circuitele de intare sunt mici (~ 40 A). Dac UI dep te 2 V, tensiunea pe B-E 1 scade, putând deveni negativ , men inând aceast jonc iune blocat . T2 este saturat iar IE este: IE = (EG1 – UCE3) RG2 Dac IE < 3 IB3, T3 se satureaz , asigurând nivelul zero la ie ire. Dac la una din intr ri UI < 0,8 V, jonc iunea B-E 1 este polarizat direct prin R1. La intare, curentul este: U C U BE1 E G1 II R1 R G1 cu condi ia: EG1 – I1 RG1 < 0,8 V. Poten ialul pe baza lui T1 are o valoare de maxim 1,5 V i jonc iunile B-C 1, B-E 2 i B-E 3 r mân blocate. T4 este saturat iar curentul de ie ire este: U C U CE 4 U D E G 2 IE R 4 R G2 Pentru ca ie irea s fie la nivelul logic 1, trebuie ca: EG2 – IE RG2 > 2,4 V. Nivelul logic aplicat celeilalte intr ri nu influen eaz nivelul ie irii în starea respectiv . Se observ deci, c acest circuit realizeaz func ia logic I-NU, fiind echivalent cu circuitul din figura 8.25. Cu ajutorul por ilor I-NU se pot realiza i celelalte configura ii, dup cum se arat în figura 8.27. 229

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

3. Scopul lucr rii; montaj experimental Scopul lucr rii este studiul func ion rii unei por i I-NU i modelarea altor circuite cu ajutorul acesteia. Montajul experimental cuprinde o machet pe care este plasat circuitul CDB 400, care con ine patru por i elementare I-NU într-o capsul cu 14 pini cu alimentare de 5 V, polaritate pozitiv la pinul 14, masa la pinul 7. Se utilizeaz , de asemenea, o sond TTL, cu ajutorul c reia se pot verifica nivelurile logice.

Schema acesteia este prezentat în figura 8.28, iar func ionarea ei este urm toarea: dac UI < 0,8 V, D1 i D3 conduc, T1 i T2 sunt blocate, LED2 este aprins i indic 0 logic, LED1 este stins ; dac Ui > 2 V, D1 i D3 sunt blocate, T1 i T2 sunt saturate, LED1 este aprins i indic 1 logic, LED2 este stins ; pentru 0,8 V < Ui < 2 V, D1 conduce i D3 este blocat , LED1 i LED2 sunt stinse. Deci, diodele luminiscente, LED1 (ro u) i LED2 (verde) indic nivelul logic. Macheta este prezentat în figura 8.29.

-

3. Mod de lucru se fac conexiunile A - M i B - N i se alimenteaz montajul; 230

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

-

aplicând 0 logic (K1, respectiv K2 închis) sau 1 logic (K1, respectiv K2 deschis) la fiecare intrare a por ii, se verific tabelul de adev r, cu ajutorul sondei logice; - se realizeaz func iile logice I, SAU, SAU-NU i se întocmesc tabelele de adev r. 4. Întreb ri 1. Dac o intrare a unei por i I-NU este l sat “în vânt”, cu ce nivel logic echivaleaz acest lucru ? 2. Ce func ie logic realizeaz circuitul din figura 8.30 ? S se realizeze tabela de adev r.

8.5.2. Num toare i registre de deplasare 1. No iuni teoretice A. Circuite basculante Dac se conecteaz dou por i inversoare ca în figura 8.31.a, se ob ine un circuit basculant bistabil, st rile ie irilor fiind complementare (Q i Q ).

Pentru a controla st rile bistabilului, putem înlocui inversoarele cu dou por i I – NU, ob inând în acest fel un bistabil de tip R – S (figura 19.1.b). Intr rile de comand sunt S (set) i R (reset). Dac st rile logice la intr rile S i R sunt 1, atunci starea bistabilului nu este influen at . Dac S are nivelul logic 0, Q va avea nivelul logic 1, deci, la ie irea por ii 2, dac R are nivelul 1, Q va fi la nivelul 0. Dac S trece în 1, bistabilul memoreaz pân la o nou comand trecerea anterioar a lui S din 1 în 0. Analog, pentru R . Dac S i R trec simultan în 0, ie irile Q i Q vor trece în starea 1. La trecerea simultan a lui S i R i în 1, starea bistabilului nu se poate prevedea ca urmare a regimului tranzitoriu necontrolabil. De aceea, nu se utilizeaz în practic comanda simultan a intr rilor. Tabelul de adev r al bistabilului R – S este urm torul: 231

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii S 0 0 1 1

Q

Q NEDETERMINATE 1 0 0 1 MEMORATE

R 0 1 0 1

Acest tip de bistabil este asincron, dar într-un echipament numeric, unde diversele opera ii sunt comandate sincron, se genereaz un ir de impulsuri numite semnale de tact, folosindu-se bistabili R - S cu tact (figura 8.32).

Starea unui astfel de bistabil se poate modifica nuumai dac linia de tact este în stare logic 1. De asemenea, nedeterminarea ie irii pentru R i S simultan în 0, se poate elimina folosind circuitul din figura 8.33, când se ob ine o singur intrare, bistabilul fiind de tipul latch D.

Un alt bistabil, cel de tip MASTER – SLAVE, este prezentat în figura 8.34. Dup cum se vede, este vorba de doi bistabili R - S cu tact interconecta i, cu intr rile de tact în antifaz i cu reac ie pentru a rezolva nedeterminarea de la intr rile R i S.

Primul bistabil, MASTER (st pân), î i poate modifica starea dac la intrarea T nivelul este 1, timp în care bistabilul al doilea, SLAVE (sclav), are starea nemodificat (intrarea T2 este în starea 0). Dac T trece în 0, se declan eaz 232

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii bistabilul SLAVE i din ie irile MASTER-ului semnalele se înscriu la intr rile SLAVE-ului, primul fiind blocat în starea respectiv . Tabelul de adev r al bistabilului de tip J - K MASTER – SLAVE este urm torul: J K Qn + 1 0 0 Qn 0 1 0 1 0 1 1 1 Qn Qn este starea Q înaintea impulsului de tact, iar Qn + 1 este starea Q dup impulsul de tact. Un circuit integrat ce realizeaz func ia de circuit bistabil MASTER – SLAVE J – K CDB 476 care con ine doi bistabili J - K. Un alt tip de bistabil este bistabilul D cu declan are pe front (figura 8.35), care transfer con inutul intr rii D la ie irea Q numai în momentul tranzi iei impulsului de tact din 0 în 1 i este realizat prin interconectarea a trei bistabili R S.

În sfâr it, bistabilul T este ob inut dintr-un bistabil R – S cu intr rile aflate permanent în starea 1, starea ie irii Q putându-se comuta în complementara ei prin impulsul de tact. B. Registre de deplasare Registrele sunt circuite logice secven iale având fie un rol de stocare a informa iei primite la intrare, fie un rol de stocare i deplasare a informa iei primite de-a lungul registrului, în func ie de tactul de deplasare (registre de deplasare). Structural, registrele sunt alc tuite dintr-un lan de circuite basculante bistabile conectate în serie (ie irea unui circuit basculant este legat la intrarea urm torului), activarea circuitelor f cându-se simultan prin impulsul de tact (cum

233

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii este cazul registrelor de stocare i de deplasare), sau având în comun numai anumite intr ri de comand (cazul registrelor de stocare a informa iei). Din punct de vedere al transferului de informa ie de la intrare la ie ire registrele pot func iona în patru moduri diferite: - serie – serie, caz în care informa ia este introdus la intrarea primului circuit bistabil din lan i este furnizat la ie irea ultimului circuit, dup un num r de impulsuri de tact egal cu lungimea lan ului; - serie – paralel, caz în care informa ia este introdus la intrarea primului circuit basculant din registru, dar furnizarea ei se face grupat, simultan la ie irile circuitelor basculante ce formeaz registrul; - paralel – serie, caz în care informa ia este introdus simultan la intr rile circuitelor bistabile din registru, furnizarea ei f cându-se îns la ie irea ultimului circuit din lan , pas cu pas, cu ajutorul impulsurilor de tact; - paralel – paralel, caz în care informa ia este introdus simultan la intr rile circuitelor basculante ce formeaz registrul i este citit tot simultan la ie irile circuitelor, putând fi deplasat sau nu de-a lungul lan ului de circuite. În func ie de structura sa intern , un registru poate lucra într-unul sau mai multe sau chiar în toate aceste moduri de transfer ale informa iei. consider m circuitul din figura 8.36.

Linia R (reset) permite tergerea bistabililor (cu 0 la toate ie irile) dac nivelul logic la starea R este 0. În timpul func ion rii, R se afl în starea 1 (linia este activat ). Intrarea serial de date (Is) fiind în starea 1, pe primul front cresc tor de tact, Q1 trece în 1, pe al doilea Q2 trece în 1, i a a mai departe. Dac Is trece în 0, pe urm torul ciclu de impulsuri de tact (în num r egal cu num rul bistabilililor) ie irile acestora trec succesiv în 0. Ie irile celor n bistabili formeaz un "cuvânt" binar de n bi i, secven a fiind înc rcat succesiv, serial i este accesibil în regim paralel (registru serie – paralel). Intr rile Pr1 , Pr 2 , Pr 3 , sunt intr ri de preset, prin care registrul se poate înc rca paralel în combina ia dorit , care poate fi extras pe linia Es în format serial, în ritmul impulsului de tact, când circuitul func ioneaz ca registru paralel – serie. Circuite asem toare pot fi realizate i cu bistabili de tip R - S sau J - K. 234

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Func ionarea în regim serie – serie sau serie – paralel este sincron pe când cea în regim paralel – serie sau paralel – paralel, informa ia fiind introdus simultan pe intr rile circuitelor, func ionarea este asincron . Se folosesc, de asemenea, circuite de acela i tip, numite registre de stocare (numai în configura ie paralel – paralel) cu rol de stocare temporar a informa iei (memorie tampon).

C. Num

toare

Prin conectarea în serie a mai mul i bistabili J – K (figura 8.37), se realizeaz un num tor.

Intrarea de num rare este T. Aplicând pe intrarea de reset (R) un semnal, ie irile bistabililor teec în 0. Impulsurile aplicate intr rii T se înscriu succesiv în bistabili, la ie irile acestora formându-se un num r binar, cea mai nesemnificativ cifr citindu-se la ie irea Q1, cea mai semnificativ la ie irea ultimului bistabil. Intr rile J i K sunt men inute în starea 1, bistabilii func ionând ca bistabili de tip T. Num torul func ioneaz asincron ca urmare a întârzierii tranzi iei ie irilor dintr-o stare în alta fa de impulsul de tact. Un alt tip de num tor este cel din figura 8.38, care func ioneaz sincron, prin aplicarea simultan a impulsului de tact la to i bistabilii.

2. Scopul lucr rii; montaj experimental Scopul lucr rii este studiul func ion rii circuitelor integrate num toare i registre de deplasare; montajul experimental este realizat în dou module: modulul

235

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii A (figura 8.39.a) este un registru de deplasare i modulul B (figura 19.9.b) este un num tor decadic.

Circuitul din figura 8.39.a este un CDB 495 care este un registru de deplasare integrat, a c rui schem este dat în figura 8.40.

Dup cum se vede, sunt interconecta i patru bistabili J – K formând un registru cu transfer paralel – paralel, având îns i posibilitatea de înc rcare serie (la intrarea în serie). În plus înc rcarea este ireversibil , semnalul de tact putând fi aplicat la dou intr ri de tact (RS - right shift - la înc rcarea serie semnalul se deplaseaz spre dreapta; LS - left shift - semnalul se deplaseaz la stânga). Circuitul din figura 8.39.b este un num tor decadic alc tuit din circuitul CDB 490 - num tor zecimal (cu 10 st ri) a c rui schem este dat în figura 8.41, cuplat cu un sistem de afi are cu LED-uri. Circuitul CDB 490 este compus dintr-un divizor cu 2 (A) i un divizor cu 5 (B, C, D). Intr rile R01 i R02 execut , prin trecera în 1, resetarea num torului, iar Rg1 i Rg2 execut , prin trecerea în 1, pozi ionarea la ie iri a combina iei 1001. Pentru num rare, cel pu in câte una din intr rile celor dou por i . I – NU trebuie fie în 0. La ie ire se ob ine un num r între 0 i 9, codificat binar pe patru linii, num rul citindu-se dup formula: 236

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii n = QA 23 + QB 22 + QC 21 + QD 20 unde QA, QB, QC i QD au valoarea: 1 pentru LED aprins; 0 pentru LED stins.

3. Modul de lucru A. Studiul registrului de deplasare. - se alimenteaz montajul (modulul A) cu o tensiune de 5 V c.c (aten ie la polaritate); - intrarea MC se leag la mas ; - intrarea serie se leag la + 5 V (nivel 1); - se aplic semnal de tact (prin ap sarea repetat a întrerup torului) pe intrarea de tact RS; - se observ deplasarea semnalului de intrare de nivel 1 logic prin aprinderea succesiv a LED-urilor; - se leag intrarea serie la mas ; - se aplic semnal de tact (prin ap sarea întrerup torului) pe intrarea LS; - se observ stingerea succesiv a LED-urilor de la dreapta spre stânga. B. Studiul num torului. - se alimenteaz montajul (modulul B) cu 5 V c.c.; - se aplic impulsuri la intrare prin ap sarea repetat a întrerup torului; - se observ afi area num rului de impulsuri. 4. Întreb ri 1. Ce se întâmpl dac , la registrul de deplasare studiat, intrarea fiind la nivel 1, se aplic mai mult de patru impulsuri ? De ce ? 2. Num torul decadic studiat poate num ra cel mult 9 impulsuri. Cum se pot num ra mai multe impulsuri ? S se alc tuiasc schema unui num tor pân la 1000.

237

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii CAPITOLUL IX

9. MICROPROCESOARE I CALCULATOARE ELECTRONICE 9.1.

Calculatoare electronice numerice

Un sistem de calcul trebuie s îndeplineasc urm toarele func ii: a) func ia de comand i control (realizat de unitatea de comand i control); Aceast func ie asigur extragerea instruc iunilor de program din memoria intern , analiza acestora, comanda execut rii fiec rei opera ii, extragerea datelor necesare din memoria intern , depozitarea rezultatelor în memorie i, în general, ini ierea i controlul oric rei opera ii realizate de celelalte componente. b) func ia de prelucrare (realizat de unitatea aritmetico-logic ); Ea asigur executarea opera iilor aritmetice i logice. c) func ia de memorare (asigurat de memoria calculatorului); Func ia const în stocarea informa iilor. d) func ia de intrare-ie ire (realizat cu ajutorul dispozitivelor periferice). Prin aceast func ie, este asigurat comunicarea dintre utilizator i calculator: introducerea datelor în memoria intern i prezentarea rezultatelor. Partea hardware a unui sistem de calcul este compus din totalitatea echipamentelor fizice care formeaz un calculator. Partea software este format din totalitatea programelor care asigur func ionarea interdependent a componentelor hardware. De i calculatoarele electronice se prezint într-o mare diversitate, ele con in anumite blocuri constructive comune, arhitectura unui calculator cuprinzând, în general, urm toarele blocuri de baz (figura 9.1):

238

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

unitatea central de calcul sau unitatea aritmetico-logic (UAL)1 realizeaz opera ii aritmetice, func ii logice i transferuri de date între registrele interne sau în exterior, prin magistrala de date. Operarea se face cu „cuvinte” binare cu lungimea de 4 pân la 64 bi i2, în func ie de tipul calculatorului (pentru minicalculatoare, de obicei, 16 bi i). Opera iile sunt executate pe baza unui program, care constituie o succesiune de comenzi pentru rezolvarea problemei date. În acest scop, sistemul folose te datele stocate în memorie, unde depune i rezultatele execut rii programului. 2. blocul de comand i control (BCC) este în leg tur cu toate celelalte blocuri, asigurând efectuarea automat a tuturor opera iilor de la introducerea datelor pân la ob inerea rezultatelor precum i controlul oper rii corecte a calculatorului. De obicei, microcalculatoarele au realizate aceste dou blocuri de baz (UAL i BCC) sub form integrat (LSI, VLSI3), dispozitivul astfel realizat numindu-se microprocesor, care mai include în plus registre interne. 3. memoria este partea constructiv a unui calculator electronic în care sunt stocate date sub form binar . Ea poate fi de dou feluri: memorie ROM (Read-Only Memory) sau memorie permanent , adic memorie ce nu poate fi tears sau inscrip ionat , ci numai citit , în care sunt înscrise cuvintele instruc iunilor de program i alte informa ii necesare func ion rii calculatorului, acestea neputând fi terse i memorie RAM (Random-Access Memory) sau memorie volatil , adic memorie cu acces aleatoriu, în care se poate înscrie, citi i terge informa ie. Datele sunt înmagazinate în memorie sub form binar în diferite celule de memorie (loca ii), unei loca ii corespunzându-i un bit, i o adres de identificare. Capacitatea memoriei este dat de num rul maxim de loca ii i se exprim în octe i. În afara loca iilor, sistemul de memorie mai cuprinde un registru de date i unul de adrese. Pentru înc rcarea memoriei, mai întâi informa ia este introdus în registrul de date apoi adresa este i ea înc rcat în registrul de adrese, iar prin comanda de înscriere a datelor are loc transferul informa iei la loca ia stabilit . La citire, etapele sunt acelea i dar se desf oar în ordine invers . De obicei, sistemele de calcul utilizeaz o memorie intern , de capacitate mic (la microcalculatoarele din primele genera ii era de cel mult 64 sau 128 Kb, ajungându-se la cele din categoria IBM-PC pân la valori de 128 Mb) i vitez mare de operare i o memorie extern , cu capacitate mare dar vitez de operare mai mic . 1.

1

se mai utilizeaz i prescurtarea CPU - de la expresia (în limba englez ) "central processing unit". 2 bit-ul este cea mai mic unitate de informa ie, reprezentat de o cifr binar care poate avea valoarea 0 sau 1. Multiplii bit-ului sunt: 1 byte (octet) = 23 bi i = 8 bi i; 1Kb (kilobyte) = 210 bi i = 1024 bi i; 1Mb (megabyte) = 220 bi i; 1 Gb (gigabyte) = 230 bi i; 1 Tb (terabyte) = 240 bi i 3 (V)LSI reprezint ini ialele cuvintelor expresiei (în limba englez ) "(Very) Large Scale Integrated", ceea ce înseamn "integrare pe scar (foarte) larg " 239

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Dimensiunea memoriei interne nu poate avea orice valoare, întrucât procesorul, prin construc ia sa, nu poate accesa decât un anumit volum de memorie. De regul , pentru calculatoarele prev zute cu microprocesoare 8086 sau mai evoluate, acest volum este de 1 Mb. Din acesta, o parte de 384 Kb, care alc tuie te memoria superioar (high memory) este rezervat de un pachet de programe speciale (rutine de intrare-ie ire) cunoscut sub numele de BIOS (Basic Input Output System, adic Sistem de Baz pentru Intr ri i Ie iri). Restul, de 640 Kb reprezint memoria de baz , care este la dispozi ia programelor aplicative. Pe sur ce aceste programe au devenit din ce în ce mai complexe, capacitatea memoriei de baz s-a dovedit nesatisf toare. Pentru a nu o m ri, ceea ce ar fi complicat foarte mult arhitectura microprocesorului, s-a recurs la un artificiu. Astfel, pornind de la constatarea c în zona de memorie superioar , unde este rezident BIOS-ul, exist zone libere, care ar putea fi folosite, s-a ajuns la instalarea unui nou tip de memorie, numit memorie expandat (EMS), care ar putea avea teoretic o dimensiune infinit . Practic, ea func ioneaz astfel: în zonele libere ale memoriei superioare, "alunec " pe rând diferite p i ale memoriei expandate, în func ie de necesit i. Evident, pentru acest lucru, este nevoie de un soft (program) special - gestionarul de memorie. Dimensiunea memoriei expandate este numai teoretic infinit , practic ea fiind limitat de capacitatea registrelor de adrese ale microprocesorului. Dac microprocesorul poate accesa fizic o capacitate de memorie mai mare de 1 Mb, partea acesteia de peste 1 Mb este numit memorie extins (XMS). Memoria expandat poate fi o parte a memoriei extinse sau o parte din memoria extern . În afara acestor tipuri de memorie, la calculatoarele din genera iile mai noi exist i o a a-numit memorie cache, care este o memorie special , legat de microprocesor într-un mod mai direct decât memoria intern i care func ioneaz ca memorie tampon între aceste dou elemente, permi ând transferul mai rapid al datelor i instruc iunilor, deci o vitez de lucru m rit . Dimensiunea acesteia poate ajunge pân la 512 Kb. Memoria extern este, a a cum îi spune i numele, o memorie cu dimensiuni practic infinite, exterioar calculatorului, realizat pe diverse medii de stocare. Din punctul de vedere al realiz rii fizice, memoriile pot fi de diverse tipuri. Dac la începuturile tehnicii de calcul se foloseau relee, memorii cu ferit , circuite basculante cu tuburi electronice i apoi cu tranzistori, în prezent memoria intern a calculatorului este constituit de circuite basculante (un circuit reprezentând o unitate de memorie) realizate prin integrarea pe scar larg , pe principiile microminiaturiz rii, astfel încât ea are dimensiuni foarte mici la o capacitate mare (de ordinul chiar al sutelor de Mb) i o vitez de lucru de asemenea foarte mare. Memoria extern are o varietate mai mare de forme de realizare, începând cu cele mai vechi (banda i cartela perforat , banda magnetic , cu densitate i vitez de lucru mici) i ajungând pân la cele actuale, care sunt discurile magnetice i CDurile în diverse variante. Discurile magnetice sunt medii de stocare a datelor (memorii) care pot fi citite, terse i înscrise (prin tehnica obi nuit a înregistr rii 240

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii pe suport feromagnetic), fiind realizate sub diverse forme, împ ite în dou mari categorii: hard-disk-uri (discuri fixe), cu capacit i de pân la mii de Gb, care sunt unit i de memorie instalate în interiorul calculatoarelor, pe suportul lor func ionând i memoria expandat i floppy-disk-uri, realizate ca unit i de memorie independente, cu capacit i de stocare mai mici (de pân la 100 Mb, la floppy-disk-urile de tip ZIP). Acestea din urm au fost practic eliminate, odat cu dzvoltarea memoriilor de tip flash. Compact-disk-urile (CD) reprezint medii de stocare mai recent realizate. Prima variant ap rut a fost CD-ROM-ul care, a a cum îi spune numele, este o un mediu de memorie permanent , care nu poate fi ters sau rescris, ci numai citit. Datele sunt stocate pe suprafa a de aluminiu depus pe un suport de material plastic, (sub forma unor mici g uri corespunzând valorii 1, lipsa acestora, reprezentând 0 logic) i citite prin reflexie cu ajutorul fasciculului emis de o diod laser. Alte variante ulterioare sunt CD-R (CD-Recordable), un CD special pe care se pot înscrie i apoi citi date pe un suport organic, CD-RW (CD-Rewritable), i, mai nou din punct de vedere tehnologic, DVD (Digital Versatile Disk). CD-RW este un disc pe care este aplicat un strat reflectorizant de aluminiu i deasupra acestuia un strat de oxid teluric. O raz laser provenit de la o diod laser transform la înregistrare structura cristalin a oxidului teluric într-o faz amorf , modificându-se astfel coeficientul de reflexie al suprafe ei, ceea ce permite inscrip ionarea datelor. Pentru a se ob ine schimbarea de faz a oxidului teluric, la înregistrare suprafa a respectiv este înc lzit local puternic pentru o perioad scurt prin intermediul razei laser. Pentru tergere, întregul strat de oxid este înc lzit un timp mai lung, necesar recristaliz rii acestuia. Citirea se face în mod obi nuit, ca la un CD-ROM. Capacitatea unui CD (indiferent de tipul lui) este de 650 Mb, rata de transfer a datelor fiind de ordinul a 300-600 Kb/s. DVD-ul este un disc de concep ie mai recent , care a fost i el realizat sub diferite forme (DVD, DVD-R, DVD-RAM), din necesitatea stoc rii unei cantit i mai mari de informa ie, pentru a putea folosi mediul de stocare ca disc video. Astfel, DVD-RAM const dintr-un disc cu mai multe straturi de stocare ce se pot inscrip iona de mai multe ori pe ambele fe e, citirea f cându-se cu capete de citire multiple, f a fi nevoie s se întoarc discul de pe o parte pe cealalt . Având o rat de transfer de 1300 Kb/s i o capacitate de 2,6 ÷ 17 Mb, acest tip de unitate de stocare a datelor s-a impus în domeniul profesional pentru stocarea imaginilor video i ca mediu de arhivare. 4. interfa a de intrare/ie ire (I/O adic input/output). Împreun cu perifericele (tastatur , display, imprimant , perforator i cititor de cartele i benzi etc.) permite utilizatorului s comunice cu calculatorul. 5. magistralele reprezint suportul fizic de transmitere a informa iei, acestea fiind: magistrala de date, magistrala de adrese i magistrala de comand . De obicei, acest suport este constituit din cabluri electrice împreun cu alte dispozitive speciale dar în ultimul timp, în tehnica e calcul a p truns i are o dezvoltare deosebit transmisia datelor prin fibre optice. 241

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

9.2.

Microprocesoare

Microprocesorul reprezint „creierul” unui calculator electronic, el fiind un circuit integrat pe scar larg (LSI), ce permite efectuarea opera iilor aritmetice i logice prin intermediul unui program. Schema-bloc a unui microprocesor este dat în figura 9.2 Unitatea aritmetico-logic (UAL) este partea propriu-zis de efectuare a opera iilor aritmetice i logice. Opera ia fundamental efectuat este adunarea, efectuat prin intermediul unor circuite semisumatoare. Sc derea se face tot prin intermediul opera iei de adunare dar în locul num rului respectiv se adun complementul s u; înmul irea se reduce la o adunare repetat , iar împ irea se face prin sc deri repetate. O component important a UAL este un registru special, acumulatorul care p streaz ini ial unul din operanzi i în final rezultatul opera iei. Alte circuite din UAL sunt indicatorii de condi ie care memoreaz condi iile specifice prin care trece sumatorul în urma efectu rii opera iilor aritmetice i logice: indicatorul de transport (CY), indicatorul de rezultat zero (Z), indicatorul de semn (S), indicatorul de paritate (P) etc.

O alt parte a microprocesorului o constituie registrele, conectate la magistrala de date prin intermediul unui multiplexor. Acestea sunt registre cu destina ie general , care p streaz operanzi sau rezultate intermediare, registre de adresare, dintre care cel mai important este num torul de adrese (care con ine adresa instruc iunii care urmeaz s fie executat ), registre de instruc iuni etc. În sfâr it, blocul cel mai complex, cu rol de generare a secven ei de semnale necesare pentru execu ia fiec rei opera ii, este unitatea de comand i control (UCC). Modul de lucru al microprocesorului este urm torul: pentru executarea unui program se execut succesiv instruc iunile aflate în zona de memorie-program. 242

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii Dup execu ia unei instruc iuni, num torul-program se incrementeaz cu o unitate dup care, pentru execu ia urm toarei instruc iuni, microprocesorul transmite pe magistrala de adrese adresa loca iei de memorie la care se afl înscris aceast instruc iune, cite te con inutul loca iei (instruc iunea), îl decodific , generând apoi semnalele necesare pentru execu ie. Astfel, microprocesorul parcurge repetat cicluri de extragere a instruc iunii i execu ie a ei, lucrând secven ial (algoritmic), ritmul de efectuare a fiec rei opera ii fiind dat de un generator de tact. Fiecare procesor este alc tuit intern din mai multe micromodule, interconectate prin intermediul unor c i de comunica ie, adev rate autostr zi informa ionale, dotate cu mai multe benzi. Aceste c i de comunica ie sunt numite magistrale interne, care pot transfera date i instruc iuni sau comenzi. Datele i instruc iunile formeaz codul unui program ce este rulat pe un sistem de calcul i reprezint informa ia care este procesat . Comenzile reprezint informa ia ce ajut la aceste proces ri, prin ac iunile hard i soft pe care le determin . Procesorul unui sistem de calcul joac rolul unui adev rat motor, iar arhitectura lui se bazeaz pe 3 componente esen iale i anume: 1. motorul de execu ie: reprezint componenta principal a procesorului, asigurând prelucrarea instruc iunilor i datelor necesare, prin intermediul unit ii aritmetico-logice încorporate, precum i furnizarea rezultatelor ob inute în urma proces rilor f cute. 2. registrele interne: reprezint zone de memorie interne, de mici dimensiuni, a ror accesare, de c tre UAL i celelalte module ale procesorului, este foarte rapid . Din punct de vedere fizic, registrele sunt circuite electronice realizate dintrun num r mare de celule basculante bistabile (CBB) i au rolul de a primi, stoca i transfera informa ia binar . În func ie de num rul de bi i manevra i de un registru, ace tia pot fi de 4, 8, 16, 32 sau 64 bi i. O alt clasificare a registrelor se face dup natura elementului ce realizeaz func ia de memorare efectiv : registre statice, la care func ia de memorare este realizat de circuitele basculante ale circuitului, prin setarea (valoarea 1) sau resetarea (valoarea 0) a acestora. registre dinamice, la care func ia de memorare este realizat de condensatoare, iar informa ia este stocat sub form de sarcin electric pe aceste condensatoare, existen a sarcinii corespunzând valorii binare 1, iar absen a sarcinii corespunzând valorii binare 0. Registrele interne ale microprocesorului sunt clasificate i folosite de microprocesor astfel: registre de date (generale) – sunt folosite pentru manipularea datelor; în general aceste registre sunt utilizate de instruc iunile logice i aritmetice i pot fi de 16 bi i la procesoarele 8086 i 80286, 32 de bi i la procesoarele 80386 i 80486 i 64 de bi i la procesoarele Pentium. 243

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii registre de pointer i index – sunt utilizate de c tre instruc iunile pentru transfer de date, adres ri indexate i stiv . registre de segment, folosite în acces rile de memorie i transferuri de date – con in adresele de segment pentru program, date curente, extrasegment i stiv registrul indicator de instruc iune – indic instruc iunea curent în cadrul unui program în curs de execu ie registrul de stare, prin intermediul c ruia se poate verifica efectul execu iei anumitor instruc iuni sau st ri ale microprocesorului. 3. modulul interfa . Modulul interfa (controlerul de magistral intern ) reprezint dispozitivul ce controleaz transferurile de intrare/ie ire (magistralele sistemului), lucrând similar cu un controller extern de magistral ; el „semaforizeaz ” aceste transferuri pe bus i genereaz într-o zon de memorie intern (buffer) o structur de tip stiv pentru re inerea instruc iunilor ce vor fi procesate de modulul executor. Magistralele interne ale microprocesorului sunt c i de comunica ie între modulele ce alc tuiesc intern microprocesorul, deosebit de rapide, cu l imi de 8, 16, 32, 64, 128 sau 256 de bi i, în func ie de microprocesor, realizate la nivel microscopic. Modul de lucru general al unui sistem de calcul este urm torul: sistemul de operare (SO) încarc programul în memoria de lucru (operativ ) a calculatorului (memoria RAM), informând microprocesorul, prin intermediul modulului interfa , despre adresele la care acesta a fost plasat în RAM. Acest modul va ini ializa registrele de segment la valorile corespunz toare, setând pointerul de instruc iune la offset-ul primei instruc iuni a programului respectiv, în segmentul de cod. Prin intermediul magistralelor sistemului, acest modul preia instruc iunile i operanzii corespunz tori secven ial, incrementând simultan i indicatorul de instruc iune, astfel încât acesta s se plaseze la instruc iunea urm toare din program. Orice ac iune intern a unui microprocesor (preluarea datelor, procesarea instruc iunilor, etc.) este guvernat de un semnal de baz periodic, stabil în frecven , dat de un circuit special numit ceas, sau generatorul semnalului de tact. Acest ceas reprezint elementul principal ce influen eaz viteza de lucru a sistemului în ansamblu, deoarece, crescând frecven a acestui semnal, num rul de “ac iuni-procesor” (transferuri, proces ri de instruc iuni, etc.) într-o unitate de timp va cre te propor ional. Acest circuit con ine: 1) cristalul de cuar , ce este elementul ce poate genera un semnal cu frecven a de ordinul MHz; 2) convertorul analog-digital ce este realizat cu un circuit specializat; 3) divizorul de frecven , ce este un element ce asigur divizarea frecven ei primare în diverse frecven e secundare. 244

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Cristalul de cuar este componenta activ principal a ceasului, generând un semnal sinusoidal (deci un semnal analogic) cu frecven deosebit de stabil în timp, numit frecven master sau principal . Este folosit efectul piezoelectric, ce reprezint fenomenul de apari ie a unei tensiuni, în momentul în care un cristal de cuar sufer o deformare mecanic ; fenomenul invers apare prin aplicarea unei tensiuni la arm turile cristalului, acesta suferind o microdeformare. Semnalul analogic este preluat de circuitul convertor analog-digital, care va realiza transformarea semnalului primar analogic în semnal digital. Divizorul de frecven , în func ie de tip, împarte frecven a master în frecven e secundare cu diferite valori, folosite de microprocesor i de celelalte circuite ale sistemului. Microprocesoarele folosesc semnalul digital generat de ceas, împ indu-l în a a-numitele cicluri instruc iune, adic intervale de timp bine definite, în care procesorul va executa câte o instruc iune. Un ciclu instruc iune este divizat în trei i numite cicluri ma in . Aceste cicluri ma in stabilesc timpul pentru: preluarea codului de opera ie (OP Code Fetch); citirea memoriei (Memory Read); scrierea memoriei (Memory Write) Un astfel de ciclu ma in are o durat variabil , în func ie de num rul de tacturi ce îl compun i de tipul procesorului. Familia microprocesoarelor Intel 80X86 permite cuplarea, extern sau intern, cu unit i specializate în opera ii matematice în virgul mobil , a a anumitelor coprocesoare matematice (notate i80X87) programabile prin propriul lor set de instruc iuni. Prin folosirea unui astfel de tandem microprocesor-coprocesor matematic, se ob ine sporirea vitezei de lucru, sesizabil mai ales în situa ia rul rii unui program ce prelucreaz date în virgul mobil , deci calcule matematice ce se doresc foarte precise. Microprocesoarele Intel începând cu Pentium, înglobeaz coprocesorul în aceea i capsul , renun ându-se definitiv, la variantele cu coprocesor separat. Toate instruc iunile pe care un procesor le poate executa formeaz setul de instruc iuni ale procesorului. Acest set este proiectat i optimizat pentru fiecare procesor în parte. Toate procesoarele Intel 80X86, inclusiv Pentium, au setul de instruc iuni complet compatibil „în jos” cu versiunile anterioare.

9.3.

Scurt istorie a calculatoarelor electronice

Primul calculator electronic numeric a fost construit în 1944, la comanda firmei americane IBM, de c tre profesorul Howard Aitken, de la Universitatea Harvard. Func ionând cu relee electromecanice i tuburi electronice, el putea înmul i dou numere de câte 23 de cifre în 5 secunde. Urma ul s u, construit în 1946, se numea ENIAC (Electronic Numerical Integrator and Calculator) i a fost folosit în domeniul militar, la calculul traiectoriilor tragerilor de artilerie. Având în 245

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

componen 18000 tuburi electronice, 70000 rezistoare i 10000 condensatoare, ocupând volumul unei camere mari, acest calculator putea realiza 5000 de adun ri pe secund . În 1947 existau în întreaga lume doar 6 calculatoare. Odat cu inventarea, în 1948, a tranzistorului, de c tre Bardeen, Brattain i Shockley, s-a intrat în era dispozitivelor semiconductoare, ceea ce a permis miniaturizarea i a dat un nou impuls tehnicii de calcul. Sillicon Valley, din California, ale c rei baze au fost puse de Shockley, a devenit centrul mondial al fabric rii dispozitivelor semiconductoare i locul unde (cel pu in în domeniul microelectronicii) se construia viitorul. Compania IBM a devenit liderul mondial al construc iei calculatoarelor, pozi ie pe care o men ine i în prezent, în ciuda apari iei concuren ei celei mai performante. Al turi de ea, alte companii au adus contribu ii esen iale la dezvoltarea rapid a tehnicii de calcul. Astfel, în 1965, Digital Equipament Corporation a produs primul minicalculator, numit PDP-8, ocazie cu care s-a introdus definitiv utilizarea tastaturii ca periferic. Un pas important înainte a fost f cut în 1971, când firma Intel a realizat primul microprocesor. A urmat, în 1974 punerea la punct a microprocesorului 8008 i a lui 8080, realizat de Ed Roberts, în cadrul firmei sale, MITS. În 1975 se înfiin eaz firma Microsoft, de c tre William Gates i Paul Allen, prima firm de soft, care a început s creeze programe aplicative pentru minicalculatoare în limbajul BASIC. În prezent firma Microsoft, autoarea sistemului de operare MSDOS-Windows de ine o mare parte din pia a de soft, iar Gates este unul din cei mai boga i oameni din lume. Evolu ia microprocesoarelor1 este prezentat succint în tabelul de mai jos. Odat cu evolu ia microprocesoarelor a avut loc i dezvoltarea mini i microcalculatoarelor din categoria „personal computer”. Astfel, în 1981, IBM lanseaz modelul IBM PC, cu 16 Kb memorie RAM i o unitate de floppy-disk. Urmeaz , în 1983, modelul PC-XT (extended technology), cu 128 Kb RAM i hard-disk de 10 Mb, iar în 1984, PC-AT (advanced technology), dotat cu procesor 80286 i având ca sistem de operare sistemul DOS 3.0, elaborat de Microsoft. În 1987 apare PS/2, prilej cu care produsul soft Windows, dezvoltat din 1985 de Microsoft ca o extensie a sistemului de operare DOS (Disk Operating System), s-a impus definitiv. Din acel moment, dezvoltarea s-a produs rapid, ea continuând i în prezent în acela i ritm. S mai subliniem faptul c ceea ce am descris pe scurt reprezint doar o parte din dezvoltarea tehnicii de calcul, anume cea a "home computer"-elor, existând îns i o alt latur , cea a computerelor de mare capacitate, care a avut i ea o dezvoltare la fel de rapid , r mânând îns mai pu in cunoscut , datorit aplica iilor strict tiin ifice i profesionale.

1

Este vorba de procesoarele fabricate de cel mai mare produc tor din lume, firma Intel. Al turi de acesta, al i produc tori, dintre care el mai cunoscut este AMD, au dezvoltat tehnologii performante i asem toare, de fabricare a microprocesoarelor. 246

a

c ni

o

r ct

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

e

el

Procesor

Frecven de tact (MHz)

Registru intern (bi i)

8088

4,77

16

Magistral de date (bi i) 8

80286

6; 8; 10; 12; 16; 20 16; 20; 25; 33 16; 20; 25; 33 16; 20; 25; 33; 40; 50 25; 33; 50

16

16

24

16

0

134000

32

16

24

16

0

275000

32

32

32

4000

0

275000

32

32

32

4000

8

1185000

32

32

32

4000

8

1200000

40; 50; 66; 80 75; 100; 120 50; 66

32

32

32

4000

8

1400000

32

32

32

4000

8

1600000

32

64

32

4000

16

3100000

75;90;100; 120; 133; 166; 200 150; 180; 200 233; 266

32

64

32

4000

16

3300000

32

64

36

64000

16

5500000

32

64

36

64000

32

7500000

386SX 386DX 486SX 486DX 486DX/2 486DX/4 Pentium Pentium

Pentium Pro Pentium II

Magistral de adrese (bi i) 20

Mem. max. admin. (MB) 1

Mem. cache (KB) niv. I 0

Nr. tranzistoare

Data apariiei

29000

iunie 1979 feb. 1982 iunie 1988 oct. 1985 apr. 1991 apr. 1989 mart. 1992 feb. 1994 mart. 1993 mart. 1994

247

sept. 1995 mai 1977

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii

BIBLIOGRAFIE 1. Blakeslee, Th., Proiectarea cu circuite logice MSI i LSI standard, Editura Tehnic , Bucure ti, 1988 2. Bostan, I., Metode clasice si moderne in studiul circuitelor digitale - lucr ri practice de laborator, Ed. MatrixRom, Bucure ti, 2006 3. Brezeanu Gh., s.a., Probleme de dispozitive i circuite electronice, Partea I, Ed. Rosetti, Bucure ti, 2001 4. tuneanu, V.M., s.a. Tehnologie electronic , E.D.P., Bucure ti, 1984 5. Cordo E., Marian I., Electronica pentru chimi ti, Ed. tiin ific i Enciclopedic , Bucure ti, 1978 6. Damachi E., .a., Electronic , Ed. Didactic i Pedagogic , Bucure ti, 1979 7. Dasc lu, D., s.a., Dispozitive i circuite electronice, Ed. didactic i pedagogic , Bucure ti, 1982 8. Dasc lu, D., s.a., Dispozitive i circuite electronice. Probleme, Ed. didactic i pedagogic , Bucure ti, 1982 9. Dasc lu D., Turic L., Hoffman I., Circuite electronice, Ed. Didactic i Pedagogic , Bucure ti, 1981 10. nil Th., .a., Dispozitive i circuite electronice, Ed. Didactic i Pedagogic , Bucure ti, 1982 11. Dima I., Munteanu I., Materiale i dispozitive semiconductoare, Ed. Didactic i Pedagogic , Bucure ti, 1980 12. Dolocan V., Fizica dispozitivelor cu corp solid, Ed. Academiei, Bucure ti, 1978 13. Dolocan V., Fizica jonc iunilor cu semiconductoare, Ed. Academiei, Bucure ti, 1982 14. Dolocan V., Fizica electronic a st rii solide, Ed. Academiei, Bucure ti, 1984 15. Dragomirescu, O., Moraru, D., Componente i circuite electronice pasive, Ed. BREN, Bucure ti, 2003 16. Dr nescu M., Electronica corpului solid, Ed. Tehnic , Bucure ti, 1972 17. Dr gul nescu, N., Miroiu, C., Moraru, D., ABC. Electronica în imagini. Componente pasive, Ed. Tehnic , Bucure ti, 1990. 18. Dr gul nescu, N., Agenda radioelectronistului (ed. a II a), Ed. Tehnic , Bucure ti, 1989

248

a

c ni

o

r ct

e

el

Constantin St nescu – Electronic . Teorie i aplica ii 19. Gheorghe V., .a., Dispozitive i circuite electronice, Centrul de multiplicare al Univ. Bucure ti, 1985 20. Gon ean, A., B bi , M., Structuri logice programabile, Editura de Vest, Timi oara, 1996 21. Gray E.P., Searle L.C., Bazele electronicii moderne, Ed. Tehnic , Bucure ti, 1973 22. Grove A.S, Fizica i tehnologia dispozitivelor semiconductoare, Ed. Tehnic , Bucure ti, 1973 23. Ionel S., Munteanu R., Introducere practic în electronic , Ed. Facla, Timi oara, 1988 24. Miron C., Introducere în circuite electronice , Ed. Dacia, Cluj-Napoca, 1983 25. Mure an, T., .a., Circuite integrate numerice – Aplica ii, Editura de Vest, Timi oara, 1996 26. Nicolau E., .a., sur ri electronice, Ed. Tehnic , Bucure ti, 1979 27. Sandu D. D, Dispozitive i circuite electronice, Ed. Didactic i Pedagogic , Bucure ti, 1975 28. Simion E., Miron C., Fe til L., Montaje electronice cu circuite integrate analogice, Ed. Dacia, Cluj-Napoca, 1986 29. Spînulescu I., Fizica straturilor sub iri, Ed. tiin ific i Enciclopedic , Bucure ti, 1975 30. Spînulescu I., Fizica tranzistorilor i principiile microminiaturiz rii, Ed. Didactic i Pedagogic , Bucure ti, 1973 31. Spînulescu I., Dima I., Pârvan R., Metode electronice în fizica experimental , Ed. Didactic i Pedagogic , Bucure ti, 1975 32. Spînulescu I, Pârvan R, Principiile fizice ale microelectronicii, Ed. Tehnic , Bucure ti, 1981 33. tefan, Gh., Func ii i structuri în sisteme digitale, Ed. Academica, Bucure ti, 1991 34. Toac e, G., Necula, D., Electronic digital , Ed. Teora, Bucure ti, 1994 35. Vasilescu G., Lungu S., Electronic , Ed. Didactic i Pedagogic , Bucure ti, 1981 36. escu A., .a. Dispozitive semiconductoare, Ed. Tehnic , Bucure ti, 1975 37. escu A., .a. Circuite integrate liniare, Ed. Tehnic , Bucure ti, 1979 (vol. I), 1980 (vol. II), 1984 (vol III) 38. Wakerly, J.F., Circuite digitale – Principiile i practicile folosite în proiectare, Ed. Teora, Bucure ti, 2003

249