Thu Phat Vo Tuyen

HỌC VIỆN CNBCVT

THU PHÁT VÔ TUYẾN TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

- 6/2013 -

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

MỞ ĐẦU Các hệ thông thông tin vô tuyến phát triển nhanh chóng trong các thập niên gần đây dẫn đến thay đổi nhiều mặt trong hoạt động của xã hội hiện đai. Giá thành thấp cuả nhiều máy thuê bao vô tuyến cho phép nhiều người có thể tiếp cận đựơc các máy cầm tay vô tuyến tạo điều kiện cho sự phát triển mạnh mẽ của viễn thông và làm bùng nổ các dịch vụ truyền thông. Sự phát triền này phần lớn là nhờ các tiến bộ không ngừng của các thiết bị thu phát vô tuyến được phát triển trong đó các đầu thu phát vô tuyến đóng vai trò quan trọng. Thiết kế các đầu cuối thu phát vô tuyến hiện đại phải đối mặt với nhiều thách thức. Một trong số các thách thức này là phải hỗ trợ đa băng đa chuẩn (đa chế độ). Ngoài ra các yêu cầu về tạp âm và độ tuyến tính tính cho các đầu cuối này cũng rất chặt chẽ. Cuối cùng các yêu cầu này phải đựơc thực hiện với tiệu thụ nguồn thấp, giá thành rẻ và mức độ tích hợp điên tử cao. Công nghệ SDR (Software Defned Radio: vô tuyền được định nghĩa bằng phần mềm) được nghiên cứu phát triển để tạo điều kiện cho việc xây dựng các đầu thu phát vô tuyến đa băng đa chế độ. Để có thể hỗ trợ tốt cho các hệ thống thu phát vô tuyến dựa trên SDR, các đầu thu phát vô tuyến phải được số hóa. Giáo trình thu phát vô tuyến nhằm cung cấp cho sinh viên chuyên ngành vô tuyến nhứng kiến thức mới nhất về các kiến trúc khác nhau của một hệ thông thu phát vô tuyến, trong đó chủ yếu tập trung lên các hệ thông thu phát vô tuyến áp dụng trong các hệ thống thông tin di động. Giáo trình bao gồm 9 chương. Ba chương đầu trình bầy các kiến thức chung nhất về các hệ thống thu phát vô tuyến. Các chương: 4 và 5 trình bày các vấn liên quan đến kiến trúc thu phát vô tuyến của máy cầm tay (UE) và BTS (NodeB) trong các hệ thông thông tin di động 3G UMTS. Các chương: 6 và 7 trình bày các vấn đề liên quan đến các kiến trúc thu phát vô tuyến của máy cầm tay (UE) và BTS (eNodeB) trong các hệ thống thông tin di động 4G LTE. Chương cuối cùng, chương 9, trình bày các hệ thông anten phiđơ cho BTS.

1

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

MỤC LỤC Chương 1. Tổng quan thu phát vô tuyến

5

1.1.Giới thiệu chung 1.2. Kiến trúc tổng quát của một hệ thống thu phát vô tuyến 1.3. Số hóa đầu thu phát vô tuyến 1.4. Vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm (SDR) 1.5. Các mô hình vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm 1.6. Kiến trúc mạng truy nhập và trạm gốc mới 1.7. Các đầu cuối đa chuẩn (MST) 1.8. Tổng kết 1.9. Câu hỏi

5 6 7 31 32 37 41 44 44

Chương 2. Kiến trúc máy thu 2.1. Giới thiệu chung 2.2. Mở đầu 2.3. Máy thu ngoại sai (Heterodyne) 2.4. Máy thu biến đổi trực tiếp (Zero-IF) 2.5. Thực hiện máy thu số 2.6. Thiết kế máy thu đa băng 2.7. Các vấn đề của bộ lọc song công (Duplexer) 2.8. Méo phi tuyến và tuyến tính hóa 2.9. Tổng kết 2.10. Câu hỏi

46 46 46 47 53 72 83 85 91 106 107

Chương 3. Kiến trúc máy phát và các bộ khuếch đại công suất 3.1. Giới thiệu chung 3.2. Mở đầu 3.3. Các điểm khác nhau trong các yêu cầu đối với trạm gốc và máy cầm tay 3.4.Kiến trúc biến đổi nâng tần tuyến tính 3.5. Kiến trúc biến đổi nâng tần đường bao không đổi 3.6. Các kỹ thuật vuông góc băng rộng 3.7. Các kỹ thuật tuyến tính hóa bộ khuếch đại 3.8. Các kỹ thuật tuyến tính hóa máy phát 3.9. Các kỹ thuật phản hồi 3.10. Tổng kết 3.11. Câu hỏi

108 108 108 109

Chương 4. Các yêu cầu hiệu năng và kiến trúc máy thu phát vô tuyến di động 3G UMTS 4.1. Giới thiệu chung

156

110 128 132 140 145 151 154 155

156 2

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

4.2. Các yêu cầu hiệu năng cho phần vô tuyến của máy di động 4.3. Các yêu cầu chung về thiết kế máy thu phát vô tuyến di động 3G UMTS 4.4. Xử lý tín hiệu lớp vật lý và phần vô tuyến của UE 4.5. Quy định các kênh vô tuyếnvà băng tần số 4.6. Các yêu cầu vô tuyến cho máy thu phát vô tuyến di động 3G UMTS 4.7. Các vấn đề liên quan đến thiết kế máy phát 4.8. Các vấn đề liên quan đến thiết kế máy thu 4.9. Nhiễu giữa các nhà khai thác 4.10. Các vấn đề thiết kế băng gốc máy thu 4.11. Các vấn đề thiết kế đa chế độ và đa băng 4.12. Tổng kết 4.13. Câu hỏi và bài tập

157 161

Chương 5. Kiến trúc 3G UMTS BTS (NodeB) và triển khai mạng vô tuyến 5.1. Giới thiệu chung 5.2. Mở đầu 5.3. Kiến trúc cơ sở của 3G UMTS BTS (NodeB) 5.4. Các chức năng băng gốc và các vấn đề thiết kế băng gốc 5.5. Kiến trúc đầu phát thu vô tuyến đa băng 5.6. Bộ khuếch đại công suất đa sóng mang 5.7. Trạm gốc phân bố (DSS) và các cấu hình mạng 5.8. Trạm gốc đa chuẩn, đa băng và công nghệ vô tuyến được 5.9. Thí dụ về các đặc tính kỹ thuật và kiến trúc hệ thống của thiết bị 3G UMTS BTS 5.10. Cấu hình mạng BBU và RRU trong mạng DSS 5.11. Tổng kết 5.12. Câu hỏi

235

Chương 6. Các yêu cầu hiệu năng và các vấn đề thiết kế máy thu phát di động 4G LTE 6.1. Giới thiệu chung 6.2. Các băng tần và tổ chức kênh trong LTE 6.3. Các thuật ngữ chung 6.4. Các yêu cầu hiệu năng đối với máy phát LTE UE 6.5. Các yêu cầu hiệu năng đối với máy thu LTE UE 6.6. Các vấn đề chung thiết kế LTE UE 6.7. Các vấn đề thiết kế máy phát LTE 6.8. Các vấn đề thiết kế máy thu LTE 6.9. Hiệu năng điều chế của LTE UE 6.10. Tổng kết 6.11. Câu hỏi

288

163 175 178 181 186 219 223 228 231 231

235 235 238 240 248 252 254 270 276 285 286 286

288 289 291 294 307 332 345 364 371 372

3

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 7. Các yêu cầu hiệu năng và các vấn đề thiết kế máy thu phát vô tuyến 4G LTE eNodeB 7.1. Giới thiệu chung 7.3. Các yêu cầu chung đối với eNodeB 7.4. Các yêu cầu đối với máy phát eNodeB 7.5. Các yêu cầu đối với máy thu EnodeB 7.6. Hiệu năng giải điều chế eNodeB 7.7. Tổng kết 7.8. Câu hỏi

374

Chương 8. Kiến trúc eNodeB 8.1. Giới thiệu chung 8.2. Các tiêu chí thiết kế eNodeB 8.3. Kiến truc cơ sở của eNodeB 8.4. Kiến trúc tổng quát BTS trên cơ sở SDR 8.5. Kiến trúc LTE DBS và đặc tính kỹ thuật 8.6. Đơn vị băng gốc, BBU 8.7. Đơn vị vô tuyến đặt xa, RRU hay RRH 8.8. Các cấu hình và dung lượng của DBS 3900 8.9. Đặc tả thông số kỹ thuật của RRU trong DBS 3900 8.10. Các thiết bị phụ trợ 8.11. Giám sát và đo giao diện của E-UTRAN 8.12. Khai thác và bảo dưỡng 8.11. Các giải pháp triển khai DBS 8.12. Tổng kết 8.13. Câu hỏi

413 413 413 416 425 430 431 434 438 440 448 451 462 468 477 478

Chương 9. Hệ thống anten phiđơ BTS 9.1. Giới thiệu chung 9.2. Mở đầu 9.3. Các kiến thức cơ sở về hệ thống anten và phiđơ 9.4. Các khái niệm cơ sở và thông số anten 9.5. Các khía cạnh phân tập 9.6. Bộ khuếch đại lắp trên tháp (TMA) 9.7. Lắp đặt GSM BTS và UMTS/FDD BTS trên cùng một site 9.8. Các giải pháp cho hệ thống anten tại các site hai băng tần 9.9. Các giải pháp cho hệ thống anten tạicác site ba băng tần 9.10. An ten thông minh 9.11. Hệ thống anten cho trạm gốc phân bố (DBS) 9.12. Tổng kết 9.13. Câu hỏi

479 479 479 480 484 502 510 512 528 536 545 546 549 549

374 375 376 393 408 411 411

4

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hướng dẫn giải bài tập Thuật ngữ và viết tắt Tài liệu tham khảo

552 565 567

5

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 1 TỔNG QUAN HỆ THỐNG THU PHÁT VÔ TUYẾN 1.1. GIỚI THIỆU CHUNG 1.1.1. Các chủ đề được trình bầy trong chương      

Kiến trúc tổng quát của một hệ thống thu phát vô tuyến Các vấn đề về số hóa máy thu Vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm (SDR) Các mô hình kinh doanh BTS mới dựa trên SDR Mô hình kinh doanh máy cầm tay dựa trên SDR Kiến trúc mạng truy nhập và trạm gốc mới: tách riêng phần vô tuyến, lắp đặt phần vô tuyến trên tháp anten và khách sạn hóa BTS.  Các đầu cuối đa chuẩn MST 1.1.2. Hướng dẫn  Học kỹ các tư liệu được trình bầy trong chương này  Tham khảo thêm [1], [2],[3]  Trả lời các câu hỏi và bài tập cuối chương 1.1.3. Mục đích chương  Hiểu được kiến trúc tổng máy thu phát vô tuyến  Hiểu được các vấn đề số hoá hệ thống máy thu phát vô tuyến và hệ thống máy thu phát vô tuyến dựa trên định nghĩa băng phần mềm (SDR)  Hiểu các cách thức kinh doang mới của các nhà sản xuất thiết bị gốc (OEM) đối với các BTS và các máy cầm tay trong các hệ thống thông tin di động  Hiểu được thiết kế tách riêng giữa phần vô tuyến và phần băng gốc trong các BTS và cách triển khai BTS kiểu khách sạn hóa  Hiểu được ý nghĩa của máy cầm tay đa chế độ

5

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

1.2. KIẾN TRÚC TỔNG QUÁT CỦA MỘT HỆ THÔNG THU PHÁT VÔ TUYẾN Các hệ thống thông tin vô tuyến phát triển nhanh chóng trong các thập niên gần đây dẫn đến thay đổi nhiều mặt trong hoạt động của xã hội hiện đại. Giá thành thấp cuả nhiều máy thuê bao vô tuyến cho phép nhiều người có thể tiếp cận đựơc các máy cầm tay vô tuyến tạo điều kiện cho sự phát triển mạnh mẽ của viễn thông và làm bùng nổ các dịch vụ truyền thông. Sự phát triền này phần lớn là nhờ các tiến bộ không ngừng của các thiết bị thu phát vô tuyến được phát triển trong đó các đầu thu phát vô tuyến đóng vai trò quan trọng. Hình 1.1. cho thấy kiến trúc tổng quát của một hệ thống thu phát vô tuyến. Đầu vô tuyến (RF Front-End) bao gồm đầu vô tuyến phát và đầu vô tuyến thu. Đầu vô tuyến phát tổng quát bao gồm: 1) Bộ điểu để điều chế tín hiệu đầu vào băng gốc tương tự vào tín hiệu trung tần điều chế (IF: Intermediate Frequency) , 2) bộ biến đổi nâng tần để chuyển đổi tín hiệu phát được điều chế từ trung tần vào tần số vô tuyến (RF: Radio Frequency) và 3) bộ khuếch đại công suất (PA: Power Amplifier) để khuếch đại công suất phát đủ lớn trước khi đưa vào anten. Đầu vô tuyến thu bao gồm: 1) bộ khuếch đại tạp âm nhỏ (LNA: Low Noise Amplifier) để khuêch đại tín hiệu thu yếu nhưng gây ít tạp âm, 2) bộ biến đổi hạ tần để chuyển đổi tín hiệu tần số thu vô tuyến vào tín hiệu trung tần IF và bộ giải điều chế để khôi phục lại tín hiệu băng gốc phía thu. Tổng quát quá trình xử lý tín hiệu phát trên hình 1.1 như sau: tín hiệu đầu vào băng gốc được xử lý số tại bộ xử lý tín hiệu số (DSP: Digital Signal Processing), sau đó được chuyển đổi từ số vào tương tự bằng bộ biến đổi số thành tương tự (DAC: Digital to Analog Converter) rồi đưa lên đầu vào vô tuyến phát, cuối cùng đựơc anten phát vào không gian. Tại phiá thu quá trình xẩy ra ngược lại. Tín hiệu thu đến từ anten đi vào bộ khuếch đại tạp âm thấp, sau khuếch đại tín hiệu này được đưa qua bộ biến đổi hạ tần để chuyên đổi từ RF và IF, đựơc giải điều chế, được chuyển đổi từ tương tự vào số, đựơc xử lý số và cuối cùng đầu ra là tín hiệu băng gốc số. RF FRONT-END Đầu vào băng gốc

DSP

DAC

Bộ điều chế

Biến đổi nâng tần

PA

Duplexer Đầu ra băng gốc

DSP

ADC

Bộ giải điều chế

Biến đổi ha tần

LNA

Hình 1.1. Kiến trúc tổng quát của một hệ thống thu phát vô tuyến

6

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Thiết kế các đầu cuối thu phát vô tuyến hiện đại phải đối mặt với nhiều thách thức. Một trong số các thách thức này là phải hỗ trợ đa băng đa chuẩn (đa chế độ). Ngoài ra các yêu cầu về tạp âm và độ tuyến tính cho các đầu cuối này cũng rất chặt chẽ. Cuối cùng các yêu cầu này phải đựơc thực hiện với tiệu thụ nguồn thấp, giá thành rẻ và mức độ tích hợp điên tử cao. Công nghệ SDR (Software Defned Radio: vô tuyền được định nghĩa bằng phần mềm) được nghiên cứu phát triển để tạo điều kiện cho việc xây dựng các đầu thu phát vô tuyến đa băng đa chế độ. Có thể nói trong những năm tới đây hầu hết các đầu vô tuyến trong các hệ thống thông tin di động sẽ đựơc xây dưng trên cơ sở công nghệ SDR. Xu thế hiện nay là các mạch điện tử tương tự trong đầu vô tuyến sẽ đựơc thay thế bằng các mạch số để tạo điều kiện cho việc phát triển công nghệ SDR. Mặc dù các đầu vô tuyến hiện nay cho hiệu năng rất ấn tượng, nhưng hiện nay xử lý tín hiệu số cho các tín hiêu vô tuyến cũng mới chỉ hạn chế tại các tần số thấp khỏang vài trăm MHz. Trong khi đó các băng tần sử dụng cho các ứng dụng di động trải rộng từ 800 MHz đén 6GHz và vì thế vẫn buộc phải sử dụng các mạch tương tự để chuyển đổi tín hiệu vô tuyến xuống các tần số thấp hơn phù hợp cho xử lý tín hiệu số. Phần dưới đây sẽ xét nguyên lý xử lý tín hiệu vô tuyến số trong các đầu vô tuyến. . 1.3. SỐ HÓA ĐẦU THU PHÁT VÔ TUYẾN Để xử lý tín hiệu số trước hết tín hiệu tương tự phải được chuyển đổi thành tín hiệu số, vì thế vai trò của ADC (bộ biến đổi tương tự vào số) là hết sức quan trọng, nên trước hết ta đi xét các bộ ADC. Có thể nói ADC là một phần tử then chốt trong vô tuyến thực hiện số hóa trực tiếp tín hiệu đầu vào RF hoặc số hóa tín hiệu đầu RF và sau khi đã được chuyển đổi vào IF. Trong các máy thu phát vô tuyến ADC được đặt ngay sau bộ xử lý tín hiệu số (Digital Signal Processor) phía phát. 1.3.1. Các phương pháp lấy mẫu và lọc tương tự Đối với các máy thu vô tuyến sử dụng số hóa cho RF hay IF, quá trình lấy mẫu là hết sức quan trọng. Nội dung của dạng sóng tín hiệu nhận được sau lấy mẫu phụ thuộc rất lớn vào quan hệ giữa tần số lấy mẫu và các thành phần tần số cực đại của tín hiệu đầu vào tương tự. Tồn tại một số kỹ thuật lấy mẫu sử dụng khoảng các đồng đều giữa các mẫu như: 1) lấy mẫu với tần số lấy mẫu bằng hai lần tần số cực đại cuả tín hiệu cần lấy mẫu, 2) lấy mẫu trên tần (oversampling), 3) lấy mẫu vuông góc và 4) lấy mẫu băng thông (hay biến đổi hạ tần trực tiếp). Mặc dù cũng có các kỹ thuật lấy mẫu với khoảng cách không đều giữa các mẫu nhưng vì chúng không đựơc sử dụng rộng rãi nên ta sẽ không xét.

7

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

1.3.1.1. Lấy mẫu tại tần số bằng hai lần tần số cực đại của tín hiệu tương tự Lấy mẫu được thực hiện dựa trên hai định lý quan trọng sau đây:  Định lý lấy mẫu Shannon:  Một tín hiệu tương tự có độ rộng băng B phải được lấy mẫu tại tốc độ lấy mẫu fs2B để không bị mất thông tin  Độ rộng băng tín hiệu có thể trải rộng từ một chiều (DC) đến fmax=B (lấy mẫu băng gốc, lấy mẫu trên tần) hay từ fL đến fH với B= fH-fL (lấy mẫu dưới tần, lấy mẫu băng thông, lấy mẫu hài, siêu Nyquist)  Định lý Nyquist:  Nếu fs<2B, thì sẽ xẩy ra hiện tượng được gọi là xuyên băng (TA: Aliasing)  Xuyên băng được sử dụng để đạt đựơc lợi ích trong các ứng dụng lấy mẫu dưới tần Nếu ký hiệu F(f) là phổ của tín hiệu tương tự cần lấy mẫu, thì từ phân tích Fourier phổ của tín hiệu sau lấy mẫu sẽ là: Fs (f )  fs



 F  f  kf 

k 

s

(1.1)

Trong đó k là một số nguyên và fs là tốc độ lấy mẫu. Định lý lấy mẫu đối với tín hiệu băng gốc Định lý lấy mẫu tổng quát cho một tín hiệu băng gốc có băng tần hạn chế (tín hiệu có băng thông từ DC đến tần số fmax nào đó) đòi hỏi tần số lấy mẫu phải bằng hoặc cao hơn hai lần tần số cực đại của tín hiệu tương tự (2f max). Điều này đảm bảo khôi phục chính xác tín hiệu gốc từ các mẫu. Từ phương trình (1.1) ta thấy, khi một tín hiệu tương tự liên tục theo thời gian được lấý mẫu đều, phổ tín hiệu gốc F(t) được lặp lại tại các tần số là bội số nguyên của tần số lấy mẫu (F(f) trở nên tuần hoàn). Đây là hiệu ứng cố hữu không thể tránh khỏi cuả lấy mẫu. Hiện tượng này được thể hiện trên hình 1.2. Hình 1.2a cho thấy phổ của tín hiệu tương tự gốc F(f). Hình 1.2b cho thấy phổ của tín hiệu sau lấy mẫu Fs(f) với sử dụng tần số lấy mẫy fs=2fmax. Lưu ý rằng khi này các bản sao của Fs(f) không chồng lấn lên nhau. Khi tần số lấy mẫu cao hơn 2fmax các bản sao của F(f) xuất hiện tại Fs(f) còn cách xa nhau hơn nữa (hình 1.2c). Lấy mẫu tín 8

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

hiệu băng tần hạn chế tại tần số lấy mẫu bằng hoặc lớn hơn 2fmax đảm bảo rằng không xẩy ra chồng lấn phổ và có thể khôi phục chính xác tín hiệu tương tự gốc. Hình 1.2d cho thấy chồng lấn phổ xấy ra khi tần số lấy mẫu thấp hơn 2fmax. a) F(f)

-fmax

fmax

0

b) fs=2fmax Fs(f)

-fs

-2fs

fmax

-fmax

fs

2fs

c) fs>2fmax Fs(f)

-2fs

-fs

-fmax

fs

fmax

2fs

d) fs<2fmax Fs(f)

-2fs

-fs

-fmax

fmax fs

2fs

Hình 1.2. Phổ của: a) tín hiệu tương tự liên tục theo thời gian băng thông hạn chế, b) tín hiệu được lấy mẫu tại fs=2fmax, c) tín hiệu được lấy mẫu tại fs>2fmax, d) tín hiệu được lấy mẫu tại fs<2fmax.

9

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Định lý lấy mẫu đối với tín hiệu băng thông Trong trường hợp này tín hiệu có độ rộng băng B giới hạn giữa một tần số thấp nhất (fL) và một tần số cao nhất (fH). Hình 1.3 cho thấy thí dụ về các tần số lấy mẫu cần chọn để không xẩy ra chồng lấn phổ. B=1 MHz

3fs

2fs

fs

(1) fs>2B

1

3

2

4

6

5

1

1,5

3

2

f [MHz]

7

f [MHz]

2fs

fs

(2) fs>3B

7

6

5

4 2fs

fs

3fs

(3) fs>2B 1

2

3

4

5

6

7

2fs

fs

f [MHz] 3fs

(4) fs>2,5B 1

2

2,5

3

4

5

6

7

f [MHz]

Hình 1.3. Lựa chọn tốc độ lấy mẫu cho các tín hiệu băng thông có phổ khác nhau Trong trường hợp thứ nhất, băng nằm từ DC đến 1MHz, vì thế phải chọn tần số lấy mẫu lớn hơn 2Msps (2 Mêga ký hiệu trên giây). Trong trường hợp thứ hai băng nằm từ fL=0,5MHz đến fH=1,5MHz, tốc độ lấy mẫu tối thiểu phải bằng 3Mbps để tránh chồng lấn. Trong trường hợp thứ ba, tín hiệu chiếm băng từ fL=1MHz đến fH=2MHz, tốc độ lấy mẫu tối thiểu để không chồng lấn giảm xuống bằng 2Msps. Trường hơp thứ tư tín hiệu chiếm băng từ 1,5MHz đến 2,5 MHz, tốc độ lấy mẫu tối thiểu phải bằng 2,5 MHz để tránh chồng lấn. Từ các thí dụ trên ta có thể kết luận là tốc độ lấy mẫu tối thiểu (fs) là một hàm phụ thuộc vào tỷ số giữa tần số cao nhất (fH) và tổng băng tín hiệu (B) như thấy trên hình 1.4.

10

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

4,0

fs B

3,5

3,0

2,5

2,0 1

4

3

2

5

fH B

Hình 1.4. Tốc độ lấy mẫu tối thiểu là hàm của tỷ số thành phần tần số cao nhất trên tổng độ rộng băng tín hiệu Ta xét trường hợp tín hiệu chiếm băng từ fL= 6MHz đến fH= 7MHz như trên hình 1.5. Theo định lý Shannon, tín hiệu này với băng thông 1MHz phải được lấy mẫu tại tốc độ thấp nhất là 2Msps để có thể phục hồi lại thông tin. Giả thiết là tốc độ lấy mẫu của ADC (fs) là 2Msps, các tần số lấy mẫu bổ sung được tạo ra tại các bội số nguyên của fs: 4MHz, 6MHz, 8MHz,… Tín hiệu thực sự giữa 6 MHz và 7 MHz bị xuyên băng xung quang các hài của tần số lấy mẫu: f s, 2fs, 3fs, 4fs… vì thế thuật ngữ lấy mẫu hài được sử dụng. Lưu ý rằng một trong số các thành phần xuyên băng thể hiện chính xác tín hiệu gốc (có thể loại bỏ đảo tần xẩy ra đối với một nửa thành phần xuyên băng bằng phần mềm). Chẳng hạn có thể tính toàn vùng băng gốc nằm giữa DC và 1MHz băng cách sử dụng biến đổi Fourier nhanh (vùng này thể hiện chính xác tín hiệu gốc).

1

2

Xuyên băng băng gốc, DC đến 1MHz

3fs

2fs

fs

3

4

fs = 2Msps

5

6

7

f [MHz]

Tín hiệu 6-7 MHz

Hình 1.5. Thí dụ về tín hiệu trung tần (IF) giữa 6MHz và 7MHz bị xuyên băng bởi lấy mẫu tại tốc độ 2Msps

11

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

1.3.1.2. Năng lượng ngoài băng Khi lấy mẫu tại 2fmax, nẩy sinh hai vấn đề: 1) định nghĩa tín hiệu băng thông hạn chế là tín hiệu gì đối với các hệ thống thực tế và 2) lọc tương tự trước tầng ADC. Về lý thuyết tín hiệu băng thông hạn chế được coi là một tín hiệu không có các thành phần tần số cao hơn một tần số nào đó. Truy nhiên khi xét các tín hiệu thực tế như tín hiệu RF tại đầu vào của một máy thu vô tuyến, luôn luôn có mặt các tín hiệu với tất cả các tần số. Khi luôn luôn có mặt tất cả các tần số, thì biên độ của các tần số này sẽ đóng vai trò quan trọng. Nhất là, biên độ tương đối của tín hiệu không mong muốn so với tín hiệu mong muôn là nhân tố quan trọng. Khi số hóa tín hiệu RF hoặc IF tại 2fmax trong một máy thu vô tuyến, các tin hiệu không mong muốn (cao hơn ½ tần số lầy mẫu) với biên độ đủ lớn có thể tạo ra chồng lần phổ và làm méo tín hiệu mong muốn. Hiện tượng này đựơc mô tả trên hình 1.6. Hình 1.6a cho thấy phổ của tín hiệu đầu vào tương tự gồm các thành phần mong muốn và không mong nuốn. Nếu tín hiệu này đựơc lấy mẫu tại tần số gấp hai lần tần số cao nhất trong tín hiệu mong muốn fd, thì phổ nhận được của tín hiệu sau lấy mẫu Fs(f) được thể hiện trên hình 1.3b. Lưu ý rằng ở đây xẩy ra chồng lấn phổ (phổ của tín hiệu không mong muốn xẩy ra bên trong phổ của tín hiệu mong muốn). a) F(f) Tín hiệu mong muốn Tín hiệu không mong muốn

-fd

f

fd

0

b)

fs=2fd Fs(f)

-2fs

-fs

-fd

0

fd

fs

2fs

f

Hình 1.6. Phổ của: a) tín hiệu tương tự gồm các thành phần mong muốn và không mong muốn, b) tín hiệu sau lấy mẫu tại fs=2fd

12

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Điều này gây ra méo trong tín mong muốn sau khi được cấu trúc lại. Hiệu ứng này dẫn đến một câu hỏi quan trọng: “Tín hiệu xẩy ra tại tần số cao hơn fs/2 phải lớn bao nhiêu để gây ra méo tín hiệu mong muốn do chồng lấn phổ vượt trội méo phi tuyến ADC?”. Méo phi tuyến trong ADC gây ra các đáp ứng giả tại phổ đầu ra ADC. Có thể nói méo do chổng lần phổ trội hơn hẳn méo do phi tuyến của ADC khi các tín hiệu không mong muốn xuất hiện tại băng tần từ 0 đến fs/2 do chồng lấn phổ vượt đáp ứng giả lớn nhất do phi tuyến. Vì thế tín hiệu không mong muốn xuất hiện trong dải tần từ 0 đến fs/2 do chồng lấn phổ phải có công suất thấp hơn đáp ứng giả lớn nhất của ADC. Nói một cách khác, méo tín hiệu mong muốn do phi tuyến ADC sẽ vượt trội méo do chồng lần phổ, nếu các tín hiệu có tần số cao hơn fs/2 có công suất thấp hơn đáp ứng giả lớn nhất của ADC. Đây có thể là một yêu cầu khá khắt khe. Phụ thuộc vào các hệ thống vô tuyến cụ thể có thể giảm nhẹ yêu cầu này. Để xác định cách ‘giảm nhẹ’, cần đặt ra các câu hỏi sau: “Có thể cho phép méo tín hiệu mong muốn đến mức độ nào”, “Băng thông và nội dung tần số của cả hai tín hiệu mong muốn trong dải tần từ 0 đến f s/2 và các tín hiệu không mong muốn nằm trên băng tần từ 0 đến fs/2 có ảnh hưởng lên méo tín hiệu mong muốn hay không”. Để trả lời các câu hỏi này cần xem xét chi tiết các hệ thống bô tuyến đặc thù như: kiểu nguồn tin (thoại, video, …), băng thông tín hiệu mong muốn, các kũ thuạt điều chế và giải điều chế, các đặc tính của ín hiệu không mong muốn (băng thông, công suất và kiểu tín hiệu) và tiêu chuẩn hiệu năng được sử dụng để đánh giá chất lượng thu tín hiệu không mong muốn. Mô phỏng hệ thống là công cụ tốt để trả lời các câu hỏi nêu trên cho các hệ thống vô tuyến đặc thù và các môi trườn công tác. 1.3.1.3. Các bộ lọc chống xuyên băng khả thi Lọc tương tự trước tầng ADC liên quan chặt chẽ đến định nghĩa giới hạn băng thông. Trong khi định nghĩa giới hạn băng thông liên quan đến nội dung của các tín hiệu có thể xuất hiện, thì lọc tương tự trước ADC thể hiện quá trình xử lý tín hiệu trong đó có thể làm suy giảm các tần số nào đó. Cần biết cả các tín hiệu có thể xuất hiện trứơc lọc và đại lượng suy giảm tín hiệu mà bộ lọc gây ra đối với các tần số khác nhau. Biết được cả hai điều này, ta có thể xác định phổ thực sự của tín hiệu cần số hóa. Lấy mẫu tại tần số gấp đôi tần số tín hiệu mong muốn cực đại đặt ra một yêu cầu lớn và thường không thực tế đối với bộ lọc được sử dụng trước số hóa (bộ lọc chống xuyên băng). Lý tưởng, bộ lọc chống xuyên băng trước ADC cần cho phép tất cả các tần số mong muốn đến một tần số cắt nào đó và cung cấp suy hao vô tận đối với tất cẩ các tần số cao hơn tần số cắt. Khi này lấy mẫu tại fs=2fmax sẽ hai lần cao hơn tần số cắt và không xẩy ra chồng lấn phổ. Tiếc rằng trong thực tế các bộ lọc khả thi không thể có đáp ứng dạng “viên gạch”. Suy hao của các bộ lọc thực tế tăng dần từ tần số cắt đến băng chặn (stopband). Chuyển đổi từ băng thông đến băng chặn càng dốc và suy hao trong băng chặn càng lớn thì tín hiệu được lấy mẫu càng ít bị méo do chồng lấn băng. Một cách tổng quát, để đạt 13

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

được các chuyển đổi dốc hơn và suy hao trong băng chặn lớn hơn cần có các bộ lọc phức tạp hơn. Vì thế đòi hỏi các bộ lọc phức tạp hơn để giảm méo trong tín hiệu được lấy mẫu đối với một tốc độ lấy mẫu cho trước. Các hạn chế đối với việc thực hiện các bộ lọc tương tự làm cho việc thực hiện các bộ lọc độ dốc cao bậc cao khó khăn. Ngoài ra khi độ dốc tăng, đáp ứng pha trở nên không tuyến tính hơn. Điều này tạo ra méo tín hiệu thu mong muốn vì các tần số khác nhau trong tín hiệu sẽ bị trễ thời gian khác nhau. 1.3.1.4. Lấy mẫu trên tần Tốc độ lấy mẫu cao hơn 2fmax được gọi là lấy mẫu trên tần (Oversampling). Một trong các lợi ích của lấy mẫu trên tần là các bản sao của F(t) xuất hiện trong Fs(f) trở nên cách xa nhau hơn khi tần số lấy mẫu tăng cao hơn 2f max. Đối với tín hiệu tương tự có một nội dung tần số cho trước và một bộ lọc chống xuyên băng cho trước có tần số cắt fc, lấy mẫu tại hai lần tần số cắt gây ra một lượng méo nào đó do chồng lấn phổ. Khi lấy mẫu tại tần số cao hơn, có thể sử dụng bộ lọc chống xuyên băng đơn giản hơn với chuyển đổi từ từ hơn từ băng thông đến băng chặn và suy hao băng chặn thấp hơn mà không tăng méo do chồng lấn phổ. Vì thế lấy mẫu trên tần có thể giảm thiểu các yêu cầu đối với bộ lọc chống xuyên băng. Tất nhiên cần cân nhắc rằng khi này cần các bộ lọc nhanh hơn để số hóa các tín hiệu tần số khá thấp. 1.3.1.5. Lấy mẫu vuông góc Trong lấy mẫu vuông góc tín hiệu được chia thanh hai tín hiệu. Một trong số các tín hiệu này đựơc nhân với cos để biến đổi hạ tần xuống tần số trung tâm không và tạo nên thành phần đồng pha của tín jhiệu gốc. Tín hiệu còn lại nhân với cos dịch pha 900 để biến đổi hạ tần xuống tần số trung tâm khòng và tạo nên thành phấn pha vuông góc của tín hiệu gốc. Mỗi thành phần này chỉ chiếm một nửa băng thông của tín gốc và có thể được lấy mẫu tai một nửa tần số lấy mẫu yêu cầu đối với tín hiệu gốc. Vì thế lấy mẫu vuông góc giảm tần số lấy mẫu yêu cầu một thừa số bằng hai với trả giá phải sử dụng hai bộ ADC thay vì một. 1.3.1.6. Lấy mẫu băng thông cho biến đổi hạ tần trực tiếp Lấy mẫu tại các tốc độ thấp hơn 2fmax vẫn có thể cho phép khôi phục lại nội dung thông tin của tín hiệu mong muốn, nếu tín hiệu là tín hiệu băng thông. Tín hiệu băng thông lý tưởng là tín hiệu không có thành phần tần số thấp hơn một tần số nào đó fL và cao hơn một tần số nào đó fH. Đối với tín hiệu băng thông, yêu cầu tần số lấy mẫu tối thiểu cho phép khôi phục chính xác là tần số phải ít nhất bằng hai lần băng thông fh-fl của tín hiệu mày.

14

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Lấy mẫu băng thông giảm yêu cầu tốc độ đối với các ADC. Hình 1.7 cho thấy kỹ thuật lấy mẫu băng thông hay còn gọi là lấy mẫu trung tần, lấy mẫu hài, lấy mẫu cận Nyquistvà lấy mẫy dưới tần. Ta ký hiệu tốc độ lấy mẫu là f s và băng tần được lấy mẫu có băng thông B được giới hạn trong (fL-fH). Quá trình lấy mẫu dẫn đến sao chép tuần hoàn các tín hiêu trong phổ được lấy mẫu với chu kỳ f s. Sao chép được sử dụng để chuyển đổi tần số vào vùng (-fs, fs). B B/2 B/2

n=1 -fH

-fL -fs

n=2 fs fL

0

n=1 -fs

0

n=3

n=2 n=2

fc

fH

Tần số

n=3 fs

Tần số

N ký hiệu cho vùng Nyquist: n=1 là vùng Nyquist thứ nhất nằm giữa DC và fs/2, n=2 là vùng Nyquist thứ hai nằm giữa fs/2 và fs. fs/2 được gọi là băng thông Nyquist. Hình 1.7. Lấy mẫu băng thông

Lấy mẫu băng thông phải thỏa mãn các tiêu chí sau:  Tiêu chuẩn Nyquist, trong đó fs>2 fmax (với fmax là tần số băng gốc cực đai) được thay bằng băng thông fs> 2B (với B=fH-fL)  Dịch các băng từ fH đến fL và từ -fH đến -fL một số nguyên lần fs không được chồng lấn lên nhau Lấy mẫu tại tốc độ bằng hai lần băng thông của một tín hiệu được gọi là tốc độ lấy mẫy Nyquist. Khi tín hiệu là một tín hiệu băng gốc (một tín hiệu có nội dung tần số từ DC đến fmax) tốc độ lấy mẫu Nyquist là 2fmax. Tuy nhiên đối với các tín hiệu băng thông, tần số lấy mẫu Nyquist là 2(fH-fL). Để thỏa mãn các yêu cầu nói trên fs phải được chọn như sau:

2f H 2f L  fs  n (n  1)

(.1.2) 

fH   và (fH-fL)  (f H  f L ) 

Trong đó n là một giá trị nguyên thỏa mãn điều kiện 2  n  

fL. trong đó   ký hiệu cho số nguyên gần nhất có giá trị thấp hơn. Các phương 15

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trình trên cho thấy chỉ có thể sử dụng một dải tần số lấy mẫu nhất định để tránh chồng lấn phổ. Có thể sử dụng lấy mẫu băng thông cho biến đổi hạ tần tín hiệu băng thông tại RF hay IF vào một tín hiệu băng thông tại IF thấp hơn. Vì tín hiệu băng thông được lặp lại tại các bội số của tần số lấy mẫu, nên việc chọn thích hợp bản sao phổ của tín hiệu băng thông đảm bảo chức năng biến đổi hạ tần. Nếu tín hiệu băng thông như trên hình 1.5 có tần số trung tần fIF=6,5 MHz và fL=6MHz. fH=7MHz (B=fH-fL=1MHz) và fH-fL=1 MHz
Nếu tín hiệu băng thông có tần số trung tần fIF=100 MHz và fL=97,5MHz. fH=102,5MHz (B=fH-fL=5MHz) ta được:  f H   2  102,5MHz  2n    41 5   (f H  f L )  

Nếu chon n=14, từ phương trình (1.2) ta được: 2f H 2f H 2 102,5 2  97,5  fs    fs  14,64  fs  15 n (n  1) 14 13

Vậy fs=15 Msps Đối với các máy thu vô tuyến, lấy mẫu băng thông hứa hẹn sô hóa trực tiếp RF hay IF vì các tín hiệu mong muốn đầu vào các máy thu vô tuyến thường là các tín hiệu băng thông. Về lý thyết, lấy mẫu băng thông cho phép các tốc độ lấy mẫu thấp hơn nhiều so với các tốc độ lấy mẫu yêu cầu bằng cách lấy mẫu tại hai hay nhiều lần hơn nội dung tần số cao nhất của tín hiệu băng thông. Nghĩa là các ADC với các tốc độ lấy mẫu chậm hơn (vì thế hiệu năng cao hơn, tiêu thu công suất thấp hơn hay giá thành thấp hơn) có thể được sử dụng. Hạn chế quan trọng trong thực tế khi sử dụng lấy mẫu băng thông là ADC vẫn phải có thể hoạt động tại thành phần tần số cao nhất trong tín hiệu. Đặc tả này thường được đưa ra như là băng thông đầu vào đối với bộ ADC. Các ADC thông thường được thiết kế tại các tín hiệu có các tần số cực đại cao nhất có thể đạt đến một nửa tần số lấy mẫu. Nói một cách khác, các ADC thông thường thường không phù hợp cho các ứng dụng lấy mẫu băng thông trong đó các tần số đầu vào cực đại lớn hơn tốc độ lấy mẫu. Ngoài ra đối với các ADC

16

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

thông thường, nhiều nhà sản xuất đảm bảo đặc tả chỉ tại các tần số khá thấp: một nửa tốc độ lấy mẫu. Nói chung hiệu năng của các ADC thường giảm cấp khi tăng tần số đầu vào. Vì thế khi sử dụng ADC cho các tần số nằm gần ½ tôc độ lấy mẫu hay cho các ứng dụng lấy mẫu băng thông, các đặc tả của bộ biến đổi phải được xác định và phải được xem xét cần thân tại các tần số đầu vào mong muốn. Ngoài ra, khi lấy mẫu băng thông , cần có các yêu cầu chặt chẽ đối với các bộ lọc băng thông (độ dốc cao hơn) để tránh méo tín hiệu mong muốn do các tín hiệu kênh lan cận mạnh. 1.3.2. Các hiệu ứng tạp âm lượng tử, méo và tạp âm máy thu Phần này sẽ xét quan hệ giữa tạp âm lượng tử, méo hài và tạp âm máy thu. Các bộ ADC phù hợp nhất cho xử lý RF và IF sử dụng lượng tử đồng đều. Trong lượng tử đồng đều, hiệu số điện áp giữa các mức đều như nhau. Trong lượng tử đồng đều, không thể trình bày tín hiệu tương tự một cách chính xác chỉ bằng một số lượng hữu hạn các mức biên độ. Vì thế, một lượng lỗi nhất định sẽ xẩy ra trong tín hiệu sau lượng tử. Tín hiệu i lỗi là hiệu số giữa tín hiệu tương tự và tín hiệu được lượng tử. Về mặt thống kê, tín hiệu lỗi được giả thiết là phân bố đồng đều trong một mức lượng tử. Với giả thiết này, công suất lượng tử trung bình bình phương Pqn được xác định như sau: Pqn 

q2 12R

(1.3)

Trong đó q là kích thước bước lượng tử và R là trở kháng vào của ADC. Trong một bộ ADC lý tưởng, trình bày tạp âm lượng tử như trên chính xác trong một dB đối với các tín hiệu đầu vào không tương quan với đồng hồ lấy mẫu. Nếu đầu vào tương tự của ADC là tuần hoàn thì tín hiệu lỗi cũng tuần hoàn. Tín hiệu lỗi tuần hoàn này chứa các hài của tín hiệu đầu vào tương tự và dẫn đến méo hài. Ngoài ra, các hài rơi vào dải tần cao hơn fs/2 sẽ xuất hiện trong băng tần từ 0 đến fs/2 do xuyên băng. Méo hài xầy ra trong quá trình lấy mẫu này là hoàn toàn không mong muốn trong các ứng dụng máy thu vô tuyến. Nó trở nên khó khăn nếu ta không thể phân biệt các hài do lượng tử gây ra và các thành phần nhiễu giả và các hài của chính tín hiệu đầu vào. Dithering là phương pháp ngẫu nhiên hóa tạp âm lượng tử bằng cách cộng một tín hiệu tạp âm bổ sung vào tín hiệu đầu vào bộ ADC. Một số kiểu kỹ thuật được sử dụng cho dithering. Kỹ thuật cơ sở nhất là cộng một tạp âm nhiệt băng rộng vào đầu vào ADC. Điều này được thực hiện bằng cách cộng đầu ra của đi ốt tạp âm với tín hiệu đầu vào ADC trước khi số hóa. Cũng có thể đạt đựơc điều này chỉ đơn giản bằng cách đặt trước ADC một bộ khuếch đai và cung cấp khuếch đại đủ để kích hoạt tạp âm máy thu đến một mức mà ở đó giảm thiểu các đáp ứng nhiễu giả của ADC. Các kỹ thuật này giảm các đáp ứng nhiễu giả bằng cách ngẫu 17

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

nhiên hóa tạp âm lượng tử. Nói một cách khác, đối với các tín hiệu đầu vào tuần hoàn thường gây ra hài trong đầu ra ADC, việc cộng thêm một tín hiệu dithering sẽ trải rộng năng lượng các thành phần hài vào tạp âm ngẫu nhiên, và nhở vậy giảm biên độ các thành phần nhiễu giả. Nhược điểm của công tạp âm băng rộng vào đầu vào ADC là tỷ số tín hiệu trên tạp âm (SNR) bị giảm. Lượng giảm này phụ thuộc vào lượng tạp âm được cộng vào đầu vào ADC. Cộng công suất tạp âm vào công suất tạp âm lượng tử giảm tỷ số SNR khoảng 3dB. Có hai kỹ thuật thường được sử dụng để tránh giảm SNR khi dithering. Kỹ thuật thứ nhất lọc bỏ tạp âm từ nguồn tạp âm băng rộng trước khi cộng tạp âm vào đầu vào ADC. Quá trình lọc giới hạn công suất tạp âm chỉ nằm dải tầnf số nằm ngoài băng thông máy thu. Vì thế trong băng thông máy thu, SNR không bị giảm. Kỹ thuật thứ hai được sử dụng để tránh giảm cấp SNR được gọi là dithering trừ (hình 1.8). Bộ tạo mã tạp âm giả ngẫu nhiên (PN” Pseudorandom Noise) để tạo ra tín hiệu dithering. Đầu ra số của bộ tạo mã PN đựơc chuyển đổi vào tín hiệu tạp âm tương tự bằng cách sử dụng bộ biến đổi số vào tương tự (DAC). Tín hiệu tạp âm này được cộng với tín hiệu vào ADC. Sau đó tín hiệu số đầu ra bộ tạo mã PN sẽ trừ đi tín hiệu ra bộ ADC, và SNR của ADC được bảo toàn. Đầu vào tương tự

Đầu ra số ADC

DAC

Bộ tạo mã PN

Hình 1.8. Sơ đồ khối của dithering trừ Các phần tử trong các máy thu vô tuyến thường có trở kháng vào và ra là 50 Ôm. Trở kháng vào ADC thương cao hơn 50 Ôm và không được đặc tả rõ. Vì thế khi kết nối phần tử RF với ADC cần xét đến sự mất phối kháng này. Cách phối kháng đơn giản nhất là đặt một tải điện trở 50 ÔM tại đầu vào ADC. Vì thế trở kháng vào ACD gần bằng 50 Ôm. Khi này có thể tính công suất tạp âm lương tử. Giả thiết trở kháng vào ADC R=50 ÔM, nấc lượng tử q=9,77mv, công suất tạp âm lượng tử sẽ bằng -38dBm. Đối với máy thu bị giới hạn bởi tạp âm, công suất tạp âm máy thu Prn tính theo dBm có thể được tính bằng tổng tạp âm nhiệt trong băng thông cho trứơc (B) cộng với hệ số số tạp âm (NF) như sau: Prn= -174dBm +10lgB [dBHz] +NF[dB]

(1.4)

18

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đối với máy thu có băng thông B=10MHz. và hệ số tạp âm NF=6dB, công suất tạp âm máy thu là -98dBm. Vì thể cần khuếch đại 60 dB để kích hoạt tạp âm máy thu đến mức tạp âm lượng tử. Đối với ADC có độ phân giải cao hơn (nấc lượng tử nhỏ hơn), chỉ cần khuếch đại thấp hơn. Ngoài ra băng thông máy thu càng cao và hệ số tạp âm càng lớn thì chỉ cần khuếch đại thấp hơn. Tuy nhiên đối với hầu hết các kết hợp máy thu và ADC thực tế, cần có bộ khuếch đại với tự động điều chỉnh khuếch đại trước ADC. Điều khiển khuếch đại tự động được thiết kế sao cho tạp âm máy thu gần bằng công suất tạp âm lượng tử đối với các tín hiệu mức thấp và công suất tín hiệu vào không vượt quá FSR (Full Scale Range: dải toàn thang: là hiệu số giữa điện áp vào cực đại và điện áp vào cực tiểu của ADC). 1.3.3. Một số thông số quan trọng 1.3.3.1. Tỷ số tín hiệu trên tạp âm lý thuyết Đối với các ứng dụng máy thu trong đó biên độ của tín hiệu mong muốn rơi vào FSR (dải toàn thang) và băng thông của tín hiệu mong muốn bằng fs/2, SNR của ADC là một thông số hữu ích. Nói chung SNR cực đại lý thuyết được coi là bằng 6B (dB) trong đó N là số bít của phân giải ADC. Biểu thức chính xác hơn cho SNR lý thuyết có thể được rút ra từ một số giả thiết về tạp âm và tín hiệu đầu vào. Trước tiên, ta giả thiết là chỉ có tạp âm do lỗi lượng tử. Giả thiết là biên độ của tạp âm lượng tử này là một biến ngẫu nhiên phân bố đều trên một bước lượng từ. Ta cũng giả thiết là đầu vào dạng sin có biên đô bằng FSR của ADC. Khi này SNR cực đại được xác định như sau:  f  SNR  6,02N  1,76  10 lg  s  [dB]  2f max 

(1.5)

Trong đó fs là tần số lây mẫu, fmax là tần số cực đại của tín hiệu tương tự đầu vào. SNR lý thuyết bằng 6dB thường được nói chính là xấp xỉ hóa của phương trình trên khi fs=2fmax và bỏ qua 1,76dB. Từ phương trình trên ta thấy rằng khi tần số lấy mẫu tăng cao hơn 2fmax, SNR tăng. Điều này xẩy ra vì công suất tạp âm lượng tử là đại lượng cố định và độc lập với băng thông (Pqn=q2/(12R)) và công suất này sẽ bị trải rộng trên băng thông rộng hơn khi tần số lấy mẫu tăng. Điều này giảm lượng tạp âm lượng tử rơi vào băng từ 0 đến fs/2 ( xem hình 1.9), vì thế lấy mẫu trên tần sẽ tăng SNR cực đại. Vì thế đôi khi lấy mẫu trên tần được sử dụng để đạt được SNR cực đại cao hơn. Chẳng hạn một ADC 8 bit với tốc độ lấy mẫu 20 samples/s (20 mẫu trên giây) có thể cho SNR cực đại bằng 68 dB thay vì 48 dB đối với các tín hiệu có băng thông 100kHz, nếu sử dụng lọc số phù hợp để khôi phục tín hiệu 100 kHz.

19

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng fs = 2fmax Pqn =

Công suất

A

q2 12R

Công suất

0

fS 2

f

= fmax

A Pqn =

0

q2 12R

fmax

fS 2

f

Hình 1.9. Trải phổ công suất tạp âm lượng tử do lấy mẫu trên tần 1.3.3.2. Thông số thực tế Trong các ADC thực tế, SNR có thể được xác định bằng cách đo lỗi dư. Lỗi dư là kết hợp của tạp âm lượng tử, tạp âm ngẫu nhiên và méo phi tuyến (nghĩa là tất cả các thành phần không mong muốn của tín hiệu đầu ra ADC). Lỗi dư của ADC được xác định bằng cách sử dụng một đầu vào dạng sin cho ADC, sau đó lấy đầu ra ADC trừ đi ước tính tín hiệu đầu vào, tín hiệu còn lại là lỗi dư. Sau đó tính công suất bình phương trung bình của lỗi dư. SNR tìm được bằng cách chia công suất bình phương trung bình của tín hiệu đầu vào cho công suất trung bình bình phương của lỗi dư. Đối với các ADC thực tế, đặc tả kỹ thuật thường sử dụng thông số ENOD (Effective Number of Bits: số bit hiệu dụng) thay cho SNR. Theo định nghiã ENOD là số bit cần thiết trong một ADC lý tưởng để công suất tạp âm trung bình bình phương trong ADC lý tưởng này bằng công suất trung bình bình phương lỗi dư trong ADC thực tế. SFDR (Spurious Free Dymamic Range: dải động không có nhiễu giả) là một thông số hữu ích để đặc tả các ADC. Để định nghĩa SFDR ta giả thiết đầu vào ADC là một tone hàm sin. SFDR được thực hiện bằng cách lấy FFT (Fast Fourier Transforrm: biến đổi Fourier nhanh) đầu ra của ADC. Sau biến đổi phổ 20

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

đầu ra ADC được thể hiện ở dạng công suất đầu ra dB phụ thuộc tần số. Khi này SFDR sẽ là hiệu số giữa tín hiệu đầu vào hàm sin và công suất đỉnh của tín hiệu nhiễu giả lớn nhất trong phổ đầu ra của ADC. Hình 1.10 cho thấy thí dụ xác định SFDR từ phổ đầu ra ADC. Trong phổ đầu ra của ADC được lý tưởng hóa này, tín hiệu đầu vào là một hàm sin 10 MHz. Các đáp ứng nhiễu giả được thể hiện trên hình vẽ và SFDR bằng 50dB. 10 0 -10 -20

SFDR= 50dB

Công suất [dBm]

-30 -40 -50 -60 -70 -80 -90 -100 0

2

4

6

8

12 10 Tần số [MHz]

14

16

18

20

Hình 1.10. Thí dụ tính SFDR theo phổ đầu ra của ADC. Thông số SFDR hữu ích cho các ứng dụng khi băng thông của tín hiệu mong muốn nhỏ hơn fs/2. Trong trường hợp này, một băng rộng các tần số được số hóa dẫn đến một tỷ số SNR cho trước. Tín hiệu mong muón được bộ lọc băng thông số băng hẹp lọc ra từ toàn bộ băng tần nói trên. SNR đựơc cải thiện bằng quá trình lọc số vì công suất của lỗi dư giảm do lọc. Tuy nhiên thành phần nhiễu giả vẫn có thể rơi vào băng thông của bộ lọc số và vì thế càn có đặc tả SFDR cho ADC. 1.3.4. Các phương pháp biến đổi ADC Dưới đây ta sẽ xét một số kỹ thuật biến đổi ADC phổ biến nhất. ADC đếm sử dụng một bộ DAC và tăng đầu ra bộ DAC này mỗi lần một mức lượng tử bằng 21

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

cách sử dụng bộ đếm cho đến khi đầu ra đạt đựơc biên độ tín hiệu tương tự tại một thời điểm cho trước. Sau đó đầu ra bộ đếm cung cấp thể hiện số của điện áp đầu vào. Nhược điểm chủ yếu cuả phương pháp này là tốc độ biến đổi khá thấp. Để cải thiện ADC đếm, ADC bám đựơc sử dung. Kiểu biến đổi này giống như ADC đếm ngoại trừ là bộ đếm tăng giảm được sử dụng thay cho bộ đếm thông thường. Trong ADC này, đầu ra của DAC bên trong được so sánh với tín hiệu vào tương tự. Nếu biên độ của tín hiệu vào tương tự lớn hơn đầu ra của DAC, bộ đếm đếm tăng, nếu thấp hơn bộ đếm đếm giảm. ADC bám nhanh hơn nhiều so với ADC đếm khi chỉ có các thay đổi nhỏ cuả biên độ tín hiệu vào. Đối với các thay đổi biên độ vào lớn, kiểu ADC này khá chậm. ADC đếm và AAC bám thuộc loại ADC phản hồi. ADC xấp xỉ hóa liên tiếp cũng thuộc loại này. ADC này cũng sử dụng DAC trong vòng phản hồi. Để biến đổi trong ADC này, một thanh ghi được sử dụng để thiết lập bit có nghĩa nhất (MSB: Most Significant Bit) trong DAC bằng 1. Đầu ra cuả ADC đựơc so sánh với biên độ tương tự vào. Nếu đẩu DAC lớn hơn đầu vào tương tự, MSB của DAC bị xoá, ngược lại nó giữ nguyên bằng 1. Bit có nghĩa tiếp theo của DAC được đặt bằng 1 và đầu ra của DAC lại được so sánh với biên độ đầu vào tương tự. Nếu đầu ra DAC lớn hơn đầu vào tương tự bit này lại bị xóa. Quá trình này tiếp diễn cho đến khi đạt đựơc tất cả B bit của DAC. Đầu vào DAC cung cấp đầu ra cho ADC. Biến đôi được thực trong B bước vì thế kỹ thuật này khá hiệu quả và tốc độ hợp lý. Xấp xỉ lần lượt là một trong các kỹ thuật ADC phổ biến nhất. ADC nhanh hay ADC chớp (Flash ADC) được sử cho các ứng dụng đòi hỏi số hóa nhanh nhất. Trong tíình trạng công nghệ hiện nay, tốc độ lấy mẫu vào khoảng 500-1000 Msamples/s (Mega mẫu trên giây) đối với ADC 8 bit, và tất cả ADC này đếu là flash ADC. Kiểu bộ biến đổi này sử dụng đồng thời một tập 2B-1 các bộ so sánh điện áp, trong đo B là số bit của ADC. Tín hiệu tương tự được đưa vào một đầu vào của tất cả các bộ so sánh điện áp, còn đầu vào thứ hai của mỗi bộ so sánh là điện áp tham chuẩn tương ứng với từng mức của 2B-1 mức lượng tử. Các điện áp tham chuẩn này thường được tạo ra bởi một mạng chia áp. Tất cả các bộ so sánh có mức điệm áp tham chuẩn thấp hơn tín hiệu đầu vào tương tự tạo ra đầu ra mức logic 1. Các bộ so sánh còn lại (có các điện áp tham chuẩn bằng hoặc cao hơn tín hiệu tương tự đầu vào) tạo ra đầu ra mức logic không. Các đầu ra của bộ so sánh sau đó được kết hợp trong một mạch giải mã nhanh để tạo ra từ đầu ra số của ADC. Vì thế biến đổi chỉ mất hai bước (so sánh điện áp và giải mã), dẫn đến đây là kỹ thuật ADC nhanh nhất trong số các kỹ thật phổ biến hiện có. Hạn chế chính của kỹ thuật này là số lượng các bộ so sánh cần thiết thực hiện lớn. Đối với flash ADC B bit, cần 2B-1 bộ so sánh, như vây: ADC 8 bit cần 255 bộ so sánh, 9 bit cần 511 bộ so sánh. Tuyến tính cũng là một vấn đề trong Flash ADC. Một trong số các kỹ thuật được sử dung để được ADC tốc độ cao là kết hợp hai ADC B bit (thường là flash ADC) để tạo ra một ADC có độ phân giải 2B bit. Chẳng hạn hai bộ biến đổi 4 bit có thể được kết hợp để tạo ra một bộ biến đổi 8 bit. Trong kỹ thuật này, ADC 4 bit thứ nhất số hóa đầu vào tương tự. Sau đó đầu ra của ADC này được biến đổi ngựơc vào tín hiệu tương tự bằng bộ DAC. Sau đó 22

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

tín hiệu này được trừ với tín hiệu đầu vào tương tự để tạo ra tín hiệu hiệu số. Tin hiệu hiệu số được khuêch đại, được số hóa bằng cách sử dụng bộ ADC 4 bit thứ hai. Hệ số khuếch đại của bộ khuếch đại được thiết lập để đảm bảo toàn thang tín hiệu đầu vào bộ ADC thứ hai. Sau đó đầu ra cuả cả hai bộ ADC bốn bit được kết hợp bằng cách sử dụng mạch logic hiệu chỉnh lỗi số để tạo ra đầu ra 8 bit thể hiên tín hiệu vào tương tự. Kiểu ADC này được gọi là ADC phân dải con (Subranging) hai tầng. DAC phân dải con có phi tuyến lặp do bản chất của số hóa các tín hiệu hiệu số. Khi xét tín hiệu dạng bậc thang đầu vào bộ ADC lý tưởng (đóng vai trò tầng một cuả ADC phân dải con) thì đây là ADC tốt nhất. Hàm truyền đạt của ADC lý tưởng được cho trên hình 1.11a còn tín hiệu đầu vào tăng đều được cho trên hình 1.11b. Đầu ra của ADC thứ nhất là một phiên bản được lượng tử của tăng đều trên hình 1.11c. Trừ phiên bản được cấu trúc lại của tăng đều đầu vào với phiên bản được lượng tử tạo ra một dạng sóng hiệu số tăng đều lặp với lặp 2B lần, trong đó B là số bit của ADC thứ nhất. Dạng sóng hiệu số này (hình 1.5d) sau đó được khuếch đại để tạo ra toàn thang đầu vào cho ADC thứ hai. Vì thế phi tuyến vi sai trong ADC thứ hai tăng 2B lần. (phi tuyến vi sai được định nghĩa là vi sai q của mọi bước lượng tử trong ADC, q là kích thước bước lượng tử lý tưởng của ADC).

23

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng b) Tín hiệu đầu vào tăng đều

a) Hàm truyền đạt lý tưởng +FSR 2

Đầu ra 3q 2q q

-3q

q

2q 3q

t

Đầu vào

-FSR 2

c) Tín hiệu tăng đều đầu ra (sau lượng tử) +FSR 2

d) Tín hiệu hiệu số tăng đều lặp +q 2

t

t -q 2

-FSR 2

Hình 1.11. a) Hàm truyền đạt ADC lý tưởng, b) tín hiệu vào tăng đều, c) tín hiệu tăng đều đầu ra (sau lượng tử), d) tín hiệu hiệu số tăng đều lặp ADC phân dải con rất phổ biến vì chúng có thể đạt được tốc độ cao cùng với độ phân giải cao. Chúng đòi hỏi so sánh ít hơn so với flash ADC có cùng độ phân giải. Cấu trúc bên trong ADC phân dải còn có thể là flash ADC hoặc kiểu ADC khác. ADC khuếch đại độ lớn (MA: Magnitude Amplifier) nối tầng là dạng phát triển cuả ADC phân dải con, nó cho tốc độ cao và giảm đáng kể so sánh. Biểu đồ mô tả hoạt động của MA ADC nối tầng được cho trên hình 1.12. Từ hình vẽ ta thấy, MA thứ nhất so sánh tín hiệu đầu vào với mức điện áp Vs/2 trong đó Vs là điện áp toàn thang của ADC. Nếu tín hiệu đầu vào cao hơn Vs/2, bit thể hiện MA này bằng 1. Nếu đầu vào thấp hơn Vs/2, bit thể hiện MA này bằng 0. Vì thế MA thứ nhất chia điện áp toàn thang thành hai vùng và bit thể hiện MA này đựơc thiết lập theo vùng mà điện áp đầu vào rơi vào. MA tiếp theo (thứ hai) sử dụng đầu ra của MA thứ nhất làm đầu vào của minh. Như thấy trên hình vẽ, MA thứ hai chia từng vùng trong hai vùng theo quy định của MA thứ nhất thành hai vùng bổ sung. Nếu điện áp vào MA thứ nhất nằm 24

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trong khoảng Vs đến Vs/2, thì MA thứ hai sẽ xác định tín hiệu vào nằm giữa Vs và 3Vs/4 hay giữa 3Vs/3 và Vs/2. Bit thể hiện MA này khi này đựơc đặt vào 0 hay 1 tùy thuộc và tín hiệu đầu vào rơi vào vùng trên hay vùng dưới. Đối với điện áp của MA thứ nhất nằm trong khoàng từ 0 đến Vs/2, MA thứ hai lại chia thành hai vùng: vùng thứ nhất nằm trong khoảng từ Vs/4 đến Vs/2 và vùng thứ hai nằm trong khoảng từ 0 đến Vs/4. Bit thể hiện MA thứ hai sẽ được đặt bằng 1 nếu điện áp đầu vào rơi vào vùng thứ nhất, trái lại nếu điện áp đầu vào rơi vào vùng thứ hai thì bit này sẽ bằng 0. Kết quả đầu ra ta được mã GREY thể hiện mức điện áp đầu vào (trong mã GREY thay đổi một mức lượng tử chỉ dẫn đến thay đổi một bit). Do thời gian hưởng ứng của từng MA rất nhỏ nên MA ADC nối tàng có tốc độ rất cao.

25

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Các bit ra

VS

Bit = 0

100

7VS 8 VS

Bit =0

Bit = 1

101

Bit = 1

111

3VS 4 3VS

3VS 4

Bit = 1

VS

4

5VS VS

8

2

Bit = 1 VS

Bit = 0

110

Bit = 0

010

VS

2

2

Bit = 0

VS

VS 2

Bit =1

2

0

MA1

3VS VS 4

8

Bit = 0 Bit = 1

011

VS 4 0 MA2

VS 4

Bit = 1 MA1: First Magnitude Amplifier: bộ khuếch đại độ lớn 1 MA2: Secondt Magnitude Amplifier: bộ khuếch đại độ lớn 2 MA3: Third Magnitude Amplifier: bộ khuếch đại độ lớn 3

001

VS 8

Bit = 0

000

0 MA3

Hình 1.12. Hoạt động của MA ADC nối tầng Các bộ ADC tích phân là một loại bộ biến đổi khác. Chúng chuyển đổi biên độ tín hiệu đầu vào tương tự vào một khoảng thời gian, sau đó đánh giá. Phương pháp phổ biến nhất trong loại ADC này là phương pháp đường dốc kép và cân

26

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

bằng nạp. Mặc dù cac kiểu ADC này tuyến tính cao và loại bỏ tạp âm đầu vào tốt, nhưng khá chậm. Một kiểu ADC khá mới là bộ biến đổi . Bộ biến đổi  bậc một là bộ biến đổi  cơ bản (hình 1.13a). ADC này gổm một bộ điều chế , một bộ lọc số và một decimator (giảm tốc). Để hiểu được hoạt động của bộ biến đổi này, ta cần hiểu được quá trình lấy mẫu trên tần (Oversampling), tạo dạng tạp âm, lọc số và decimation (giảm tốc) a) Sơ đồ bộ Sigma delta ADC Bộ điều chế 

(1)

Bộ so sánh

Tích phân

Trừ Đầu vào

1 bit ADC với tốc độ lấy mẫu k.fs

(4)

(3)

+

Bộ lọc số LPF

Flip-flop (5) D

fs

Lọc số Tạp âm

Q

Decimator

_ Đồng hồ

k.fs

fs/2

(6) 1 bit DAC

(2)

Vref=-1V b) Dạng tín hiệu tại các điểm tham khảo (1) 1,0V

0,4V

0,0V (2)

0,0V Vref=-1,0V

(3)

1,0V

0,4V

0,0V -0,6V Vref=-1,0V

(4) Mức ngưỡng 0,0V

(5)

(6)

1

0

1

0

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

0

0

0

0

0

0

0

Đồng hồ

Hình 1.13.  ADC bậc một

27

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hoạt động của bộ biến đổi  dựa trên hiệu ứng lấy mẫu trên tần. Các bộ biến đổi  sử dụng một bộ lượng tử phân giải thấp (thường là bộ lượng tử 1 bit) và lấy mẫu tại tốc độ kfs lớn hơn nhiều so với 2fmax. Hình 1.13b cho thấy dạng các tín hiệu tại các điẻm tham khảo trên sơ đồ bộ điều chế sigma-delta với tín hiệu đầu vào (1) đươc giả thiết là có ba mức điện áp: 0,4v; 1,0V và 0,0V. Tín hiệu đầu ra vòng phản hồi (2) được trừ với tín hiệu đầu vào để được tín hiệu đầu ra bộ trừ (3). Tín hiệu nhận được sau tích phân (4) được so sánh với mức ngưỡng 0,0V. Mỗi lần quá ngưỡng đầu ra bộ so sánh cho ra các xung dương (5). Các xung dương tại đầu vào Q của mạch chốt D được sườn dương của xung đồng hồ đưa ra đầu Q cho ta chuỗi bit (6). Toàn bộ quá trình điều chế sigma delta được thực hiện với tốc độ lấy mẫu bằng k.f s. Đầu ra bộ điều chế sigma delta được đưa lên bộ lọc số thông thấp (LPF) có tần số cắt bằng f s/2. Sau đó được đươ lên bộ giảm tốc (Decimator) làm việc tại tốc độ f s để giảm tốc độ bit k lần. Như đã xét ở trên, lấy mẫu tại tốc độ nhanh hơn 2fmax đảm bảo cải thiện SNR của ADC. Lý do vì tạp âm lượng từ có giá trị cố đinh sẽ được trải rộng trên một băng thông lớn hơn do fs tăng cao hơn 2fmax. Cải thiện SNR nhờ lấy mẫu trên tần dẫn làm cho bộ lượng tử phân giải thấp tỏ ra có độ phân giải cao hơn. Độ phân giải biểu kiến cao hơn này có thể được định lượng bằng ENOB: ENOB 

SNR  1, 67dB 6, 02dB

(1.6)

Phương trình trên cho thấy SNR phải tăng vào khoảng 6dB để tăng ENOD một bit. Phương trình (1.4) cho thấy để tăng SNR thêm 6dB, tốc độ láy mẫu f s phải tăng lên bón lần cao hơn 2fmax.. Cứ mỗi lần tăng tiếp theo 6dB cho SNR đòi hỏi tăng tốc độ lấy mẫu bốn lần. Từ (1.4) và (1.5) ta thấy để đạt được một ENOD bằng 12 bit với sử dụng bộ lượng tử 1bit, cần tốc độ lấy mẫu nhanh hơn 4 triệu lần so với 2fmax. Rõ ràng rằng điều này không thực té và các bộ  phải sử dụng kỹ thuật khác bổ sung cho lấy mẫu trên tần. Phần tử then chốt khác trong các bộ biến đổi  là bộ tích phân đặt ngay trứơc bộ ượng tử 1 bit. Bộ tích phân này hoạt động như một bộ lọc thông thấp đối với các tín hiệu mong muốn xầy ra tai các tần số ffmax và như một bộ lọc thông cao đối với tạp âm lượng tử trong ADC. Điều này sẽ tạo dạng tạp âm lượng tử (thường có dạng bằng phẳng trên toàn bộ băng từ 0 đến fs/2), sao cho chỉ một phần nhỏ tạp âm này xẩy ra trong băng tín hiệu mong muốn (từ 0 đến f max). Hầu hết tạp âm lượng tử bị dịch đến các tần số cao hơn fmax. Quá trình này được gọi là tạo dạng tạp âm và được thể hiện trên hình 1.14. Kết quả của tạo dạng tạp âm là có

28

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

thể đạt đựơc độ phân dải biểu kiến mong muốn (ENOD) bằng lấy mẫu trên tần thấp hơn so với đựơc tính từ các phương trình (1.5) và (1.6).

Công suất

fs>>fmax Tạp âm lượng tử không bị tạo dạng tạp âm

fmax

fs 2

Tạp âm lượng tử có tạo dạng tạp âm

Công suất

fs>>fmax

fmax

0

f

fs 2

f

Hình 1.14. Tạo dạng tạp âm trong các  ADC Đê tính được hiệu quả của bộ tích phân lên tạp âm lượng tử trong bộ biến đổi , ta xét mô hình đã được tuyến tính hóa của phần điều chế . Sơ đồ của mô hình này được thể hiện trên hình 1.15. Bộ lượng tử được mô hình như là một bộ khuếch đại với hệ số khuếch đại bằng 1 có bổ sung thêm tạp âm lượng tử. Xét mô hình này trong miền tần số, ta được đầu ra bộ điều chế  Y(s) như sau: 1 Y (s)   X (s)  Y (s)    Q s

(1.7)

Trong đó X(s) là tín hiệu đầu vào, H(s)=1/s là hàm truyền đạt cuả bộ tích phân và Q là tạp âm lượng tử.. Ta có thể viết lại phương trình (1.7) như sau: Y (s) 

X (s) Q.s  s 1 s 1

(1.8)

29

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Q= Tạp âm lượng tử

X(s)

Y(s) H(s)

Amp

Hình 1.15. Mô hình được tuyến tính hóa của bộ điều chế  Phương trình (1.8) cho thấy rằng tại các tần số thấp (s<<1), đầu ra trước hết là một hàm cuả tín hiệu đầu vào X(s) chứ không phải tạp âm lượng tử. Đối với các tần số cao (s>>1), Y(s) trước hết là một hàm của tạp âm lượng tử. Nhiều tích phân và tầng cộng có thể được sử dụng trong bộ điều chế để cung cấp tạo dạng nhiều hơn. Các bộ biến đổi  bậc ba hoặc thậm chí cao hơn đã được thiết kế. (số bộ tích phân xác định bậc của bộ điều chế). Các bộ điều chế bậc cao hơn sẽ giảm thêm lượng tạp âm lượng tử trong băng tín hiệu mong muốn bằng cách đặt nhiều hơn tạp âm lương tử vào băng tần cao hơn fmax..Vì thế các bộ các bộ biến đổi  bậc cao có thể cung cấp cùng độ phân giải biểu kiến với lấy mẫu trên tần thấp hơn so với các bộ biến đổi  bậc thấp. Các bộ điều chế  cao hơn bậc hai gây ra một số khó khăn cho thiết kế. Có thể xẩy ra mất ổn định vì thế cần xem xét cận thận khi thiết kế. Sau bộ điều chế  là bộ lọc số. Bộ lọc số này được sử dụng để: 1) lọc tạp âm lượng tử cao hơn fmax và 2) tránh xuyên băng khi giảm tốc (decimation) tín hiệu. Giảm tốc (Decimation) là xử lý giảm tốc độ số liệu bằng cách lấy mẫu lại tín hiệu rời rạc theo thời gian tại tốc độ thấp hơn. Giảm tốc hữu ích trong các bộ biến đổi  vì lấy mẫu trên tần tạo ra một tốc độ số liệu quá cao hơn 2fmax. Sau lọc tạp âm lượng tử. thành phần tần số cao nhất của tín hiệu mong muốn chỉ là fmax. Vì thế tốc độ lấy mẫu yêu cầu chỉ cần bằng 2fmax để phục hồi hoàn toàn tín hiệu mong muốn đầu vào. Giảm tốc được thực hiện bằng cách chỉ giữ lại một trong số M mẫu để giảm tốc độ số liệu xuống 2fmax (hay cao hơn một chút). Giảm tốc có thể được kết hợp với lọc số để xử lý hiệu quả hơn. Có thể sử dụng bộ lọc FIR cho cả lọc lẫn giảm tốc đồng thời. Tuy nhiên nếu sử dụng các bộ lọc IIR (Infinite Impulse Response: đáp ứng xung kim vô tận) thì giảm tốc phải thực hiện sau lọc. Các bộ biến đổi  nói trên được thiết kế cho các tín hiệu băng gốc. Một kiểu bộ biến đổi  mới (bộ biến đổi  băng thông) cho thấy tiềm năng áp dụng cao cho máy thu vô tuyến để số hóa tại RF hay IF. Kiến trúc của bộ biến đổi này

30

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

giống như bộ biến đổi  truyền thống, chỉ khác là các bộ tích phân được thay bằng các bộ lọc băng thông và sau bộ điều chế  bộ lọc băng thông số được sử dụng. Sử dụng các bộ lọc băng thông thay cho các bộ tích phân cho phép tạo dạng tạp âm lượng tử sao cho nó chuyển đến các tần số dưới và trên băng tần tín hiệu mong muốn. Điều này đảm bảo tạp âm thấp trong vùng băng thông. 1.4. VÔ TUYẾN ĐỊNH NGHĨA BẰNG PHẦN MỀM (SDR) 1.4.1. Mở đầu Thuật ngữ vô tuyến phần mềm (Software Radio) đã gắn liền với nhiều công nghệ khác nhau và không có định nghĩa chuẩn. Thuật ngữ này thường được sử dụng để nói về một máy phát thu trong đó các thông số then chốt được định nghĩa trong phần mềm và các khía cạnh cơ bản của hoạt động vô tuyến có thể được lập cấu hình lại bằng cách cập nhật phần mềm này. Một số thuật ngữ liên quan cũng được sử dụng trong các hệ thống di động khả lập trình và khả lập lại cấu hình:  SDR (Software Defined Radio: vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm): là thuật ngữ được tiếp nhận tại SDR Forum (một tổ chức quốc tế tìm chọn các khía cạnh của vô tuyến phần mềm)  MST (Multi-standard Terminal: đầu cuối đa chuẩn): Để nói về một đầu cuối có khả năng hoạt động trên một số chuẩn giao diện vô tuyến khác nhau. Kiểu thiết bị này hoặc cung cấp chuyển mạng rộng hơn so với thiệt bị đơn chuẩn hoặc cho phép nâng cấp xuôn sẻ từ một hệ thống hiện có lên một chuẩn mới, chẳng hạn từ GSM lên WCDMA  Vô tuyến khả lập cấu hình (Reconfigurable Radio): Thuật ngữ này được sử dụng để bao hàm cả lập lại cấu hình phần mềm lẫn phân sụn (Firmware), chẳng hạn thông qua các thiết bị khả lập trình như FPGA (Field Programable Gateway Array: mảng cổng khả lập trình theo ứng dụng). Cả hai dạng lập lại cấu hình này đều cần thiết để thực hiện vô tuyến mềm hiệu quả về cả công suất lẫn giá thành  FAR (Flexible Architecture Radio: vô tuyến kiến trúc linh hoạt): đó là định nghĩa rộng hơn so với các định nghĩa ở trên. Thuật ngữ để chỉ ra rằng tất cả các khía cạnh của hệ thống vô tuyến đều linh hoạt, chứ không chỉ phần băng gốc số. Một FAR thực thu phải cho phép dùng phần mềm thay đổi được các thông số như: số lượng và kiểu biến đổi nâng/hạ tần, băng thông bộ lọc trung tần (IF), thậm chí băng tần công tác RF. 1.4.2. Kiến trúc vô tuyến đinh nghĩa bằng phần mềm lý tưởng Kiến trúc vô tuyến được định nghĩa bằng phần mềm lý tưởng được cho trên hình 1.1. Lưu ý răng bộ biến đổi ADC được giả thiết là có cả bộ lọc chống xuyên 31

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

băng bên trong và DAC được giả thiết là có cả bộ lọc khôi phục tín hiệu tương tự bên trong. Vô tuyến được định nghĩa bằng phần mềm có các tính năng chính sau:  Sơ đồ điều chế, định kênh, các giao thức để phat và thu tât cả đều được quyết định bằng phần mềm trong phân hệ xử lý số. Các xử lý này được thực hiện trong DSP (bộ xử lý tín hiệu số) trên hình 1.16.  Bộ xiếculator lý tưởng được sử dụng để phân tách các tín hiệu đường phát và đường thu. Khi sử dụng các giải pháp dựa trên bộ lọc (bộ lọc song công thông thường) sẽ không xẩy ra các hạn chế tần số đối với chức năng phân tách phát thu. Phần tử này được coi rằng có trên phối kháng lý tưởng giữa nó với anten và trở kháng của bộ khuếch đại công suất.  Lọc xuyên băng và lọc khôi phục tín hiệu rõ ràng là cần thiết trong kiến trúc này (không được thể hiện trên hình vẽ). Tuy nhiên ở đây giả thiết là ADC và DAC có tốc độ lấy mẫu nhiều GHz. Hiện nay lọc song công, phát, thu có thể đạt được tốc độ thay đổi độ dốc trong cả máy cầm tay và trạm gốc. Thay đổi chính sẽ là chuyên đổi chúng tử băng thông vào thông thấp. Anten Xiếculator lý tưởng DAC DAC đầu RF PA hiệu suất cao, ra RF độ tuyến tính cao DSP

ADC

Phân hệ xử lý số

ADC đầu vào RF

Hình 1.16. Kiến trúc SDR lý tưởng 1.5. CÁC MÔ HÌNH VÔ TUYỀN ĐỊNH NGHĨA BẰNG PHẦN MỀM 1.5.1. Mô hình trạm gốc 1.5.1.1. Mở đầu Kiến trúc của hầu hết các trạm gốc vô tuyến chuyển dịch dần một kiến trúc đặc thù điều chế đến một kiến trúc được định nghiã rộng bằng phần mềm. Sự

32

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

thay đổi này cộng với việc chuyển đến tiêu chuẩn các giao diện số bên trong BTS vào OBSAI (Open Base- Station Architecturre Initative: sáng kiến cấu trúc tram gốc mở) và CPRI (Common Public Radio Interface: giao diện vô tuyến công cộng chung) đã thay đôi tận gốc các mô hình BTS. Giao diện giữa các chức năng tạo dạng sóng và truyền dẫn dạng sóng hiện nay phần lớn là số và các nhà sản xuất thiết bị gốc (OEM: Original Equipement Manufacturer) ngày phổ biến thuê ngoài sản xuất cả phần cứng băng gốc số lẫn phần cứng máy phát thu RF. Điều này cho phép OEM rảnh rỗi tập trung vào các lĩnh vực phần mềm lớp ứng dụng và cung cấp dịch vụ phức tạp để tạo nên các khác biệt trong nhiều ứng dụng. Mô hình BTS lý tưởng từ quan điểm của OEM phải bao gồm một số lượng nhỏ các khối cơ sở tiêu chuẩn có khả năng nối tầng để tạo nên một giải phát phần cứng đầy đủ. Điều này không thể thực hiện được trong quá khứ vì bản chất đặc thù ứng dụng và đặc thù nhà sản xuất các phần tử liên quan. Tuy nhiên sự xuất hiện của SDR khiến cho mô hình này ngày càng được nhiều người chấp nhận. Phác họa các phần tử tạo tín hiệu điều chế và truyền dẫn của BTS kiểu này được cho trên hình 1.17. Bây giờ ta có thể định nghĩa từng phần tử chính (xử lý tín hiệu số, máy phát được tuyến tính hóa và bộ lọc song công). Trong số các phần tử này, nhiều phần tử đã được các OEM thuê ngoài sản xuất như phiến DSP (Digital Signal Processort: bộ xử lý tín hiệu số), bộ lọc song công và cả PA (Power Amplifier: bộ khuếch đại công suất) của máy phát. Bước cuối cùng của việc kinh doanh SDR là thuê ngoài sản xuất bộ biến đổi nâng tần và bộ tổng hợp tần số như là một phần của giải pháp máy phát đựơc tuyến tính hóa hoàn chỉnh. Hiện nay nhiều BTS OEM (nhà sản xuất gốc BTS) đi theo hướng này để đơn giản hóa các khía cạnh phần cứng và chuỗi cung ứng cho các giải pháp hạ tầng trạm gốc của họ. Các đầu vào băng gốc

DSP

Tuyến tính hóa

Bộ biến đổi nâng tần

Duplexer RF PA

Máy phát được tuyến tính hóa Tới máy thu

Hình 1.17. Máy phát đâu vào số/ đầu ra RF sử dụng trong trạm gốc SDR 1.5.1.2. Các mô hình kinh doanh BTS mới dựa trên SDR Việc tiếp nhận kiến trúc SDR cho BTS đã chuyển dịch giao diện nói trên (giao diện dữa phần tạo dạng sóng và phần truyền dẫn dạng sóng) đến miền số và dẫn đến khái niệm hộp RF đen chứa tất các khía cạnh của RF (máy phát, máy thu) thậm chí cả bộ lọc song công mặc dù hiện nay đây và là phần tử riêng biệt. Hệ thống này được minh họa trên hình 1.18 bao gồm một giao diện Decart (cos và

33

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

sin), cũng có thể là một trung tần số hay một giao diện độc cực (biên độ và pha) được sử dụng. Đầu vào I/Q số

Bộ tuyến tính hóa số

DAC

Bộ biến đổi nâng tần

PA Bộ lọc song công

Đầu ra I/Q số

Bộ biến đổi hạ tần số

ADC

Bộ biến đổi hạ tần

LNA

PA: Power Amplifier: bộ khuếch đại công suất LNA: Low Noise Amplifier: bộ khuếch đại tạp âm nhỏ

Hình 1.18. Các phần tử của một hệ thống SDR hộp đen RF Hiện nay để các OEM thường mua PA từ một hệ thống con của nhà sản xuất ngoài. Hình 1.19a cho thấy sư kết hợp giữa PA và bộ biến đổi RF chung. Thoạt nhìn ta thấy việc đặt mua PA không chiếm đáng kể tổng khối lượng hệ thống. Tuy nhiên PA cần được tuyến tính hóa, đây là yêu cầu chung của các hệ thống CDMA, OFDMA và /4-DPSK (Differiential Quadrature Phase Shift Keying), mức độ phức tạp khối này trở nên đáng kể và cũng là phần tử lớn hơn nhiều kể cả độ lớn lẫn giá thành. Hình 1.19b nhấn mạnh điều này, trên hình này kích thước tương đối của PA và các phần tử xử lý RF đựơc định cỡ theo giá thành (cũng đúng với cả kích thước vật lý).

34

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng (a)

RF PA

(b)

RF PA

Hình 1.19. (a) sơ đồ khối thông thường của phần RF của một máy phát được tuyến tính, (b) trình bày định cỡ các phần tử theo giá thành. Từ hình vẽ trên ta thấy rằng việc đặt mua các phần tử còn lại của phần RF của một máy phát SDR ảnh hưởng rất ít lên giá thành của khối (thông thường thậm chí còn ảnh hưởng tốt lên tổng giá thành BTS). Vì thế nếu đặt mua toàn bộ hộp đen RF, nhân lực kỹ thuật RF của OEM sẽ được giải phóng cho nhiệm vụ khác và hoàn toàn không ảnh hưởng lên khả năng khác biệt của OEM. Việc lựa chọn giữa nâng cấp phần tử hay thay thế phân tử cũng là một vấn đề cần xem xét. Nhìn chung các phần từ RF ít thay đổi theo thời gian và vì thế có thể dễ ràng nâng cấp dựa trên SDR. Trong khi đó phần số của hệ thống có thể thay đổi rất lớn. chẳng hạn theo các nghiên cứu thì công suất xử lý của DSP chỉ sau 18 tháng đã kém DSP mới khoảng hai lần. Vì thế nên thiết kế DSP cho một thời gian nhất định rồi thay thế để nâng cấp hệ thống. 1.5.2. Ảnh hưởng của OBSAI và CPRI OBSAI (Open BTS Architecture Initiative: sáng kiến kiến trúc trạm gốc mở) và CPRI (Common Public Radio Interface: Giao diện vô tuyến công cộng chung) là các hoạt động tiêu chuẩn hóa dưới sự chỉ đạo cuả công nghiệp với mục đích tạo các giao diện mở trong một BTS. Các tổ chức này dự định cung cấp một thị trường mở trong đó các nhà bán máy (đối tác thứ ba) có thể cung cấp một khối lượng lớn các hệ thống con BTS cho nhiều khách hàng của OEM, nhờ vậy giảm giá thành cho từng khách hàng OEM. Hầu hết các OEM hiện nay thuộc một trong

35

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

hai tổ chức nói trên. Các tổ chức này đã đưa ra các chuẩn liên quan đến các vấn đề sau:  Giao diện tốc độ cao giữa băng gốc và môdul RF (để phát số liệu I-Q thể hiện dạng sóng cần phát)  Tốc độ số liệu thấp cho điều khiển, khai thác, quản trị, bảo dưỡng và trang bị (OAM&P)  Phân phối đồng hồ/định thời  Giao diện với đầu vô tuyến đặt xa Ngoài ra OBSAI hiện đang tiếp tục nghiên của và đặc tả các khía cạnh của cơ chế điều chế, nguồn nuôi, đo kiểm ,… Cả hai hoạt động tiêu chuẩn rnày đều được xây dựng xung quanh giao diện vuông góc I-Q của băng gốc thân thiện SDR. Vì thế với việc sử dụng SDR, kiến trúc phần cứng SDR rất phù hợp cho cả hai chuẩn này và chúng có tiểm năng đem lại các lợi ích kinh tế của SDR cho thị trường BTS. Điều này xuất phát từ các lý do sau:  Băng gốc, giảm tỷ số công suất đỉnh trên công suát trung bình, DAC và các kiến trúc biến đổi nâng tần có thể tái sử dung trên các băng tần số và các tiêu chuẩn giao diện vô tuyến khác nhau với các thay đổi rất nhỏ  Tương tự, biến đổi hạ tấn, ADC và các kiến trúc thu băng gốc cũn có thể tái sử dụng trên các băng tần và các tiêu chuẩn giao diện vô tuyến khác nhau với các thay đổi nhỏ  Phần mềm cho các giao thức liên quan đến các giao diện trên thường có thể tái sử dụng trên tất cả các nền tảng Chính vì các lý do trên mà các SDR được tiếp nhận trong các thiết kế trạm gốc. 1.5.3. Mô hình máy cầm tay Có ba loại khách hàng công nghệ vô tuyến được định nghĩa bằng phần mềm có thể hưởng lợi từ công nghệ này:  Các nhà sản xuất thiết bị. Sử dụng SDR cho phép các nhà sản xuất thiết bị chỉ cần sản xuất một sản phần máy cầm tay duy nhất nhờ vậy giảm đáng kể các khía cạnh sản xuất khác nhau.  Nhà mạng. Cạnh tranh giữa các nhà mạng khác nhau chủ yếu dựa trên giá thành và chất lượng dịch vụ. Các đầu cuối SDR cho phép nhà mạng khả năng nâng cấp tại chỗ để chỉnh sửa các sự cố và bổ sung các dịch vụ và các tính năng mới. Chỉnh sửa các sự cố là lĩnh vực hấp dẫn nhất vì thu hồi máy cầm tay để sửa chữa hay gỡ rối phần mềm là rất tốn kém. Khả năng bổ sung các dịch vụ mới ngay lập tức chứ không phại đợi cho các máy cũ không còn dùng đựơc nữa cũng rất hấp dẫn. Thí dụ của trường hợp này là trường hợp nhà mạng cần bổ sung nhẩy tần cho mạng GSM. Vì một trong số các máy cầm tay phổ biến ra đời sớm không cài đặt tính năng này, nên đã phải 36

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trì hoãn nhảy tần trên nhiều mạng cho đến khi có vẻ như máy cầm tay này không dùng đựơc được nữa.  Khách hàng. Quyết định mua máy cuả khách hàng chịu ảnh hưởng của nhiều yêu tố và công nghệ/các tính năng chỉ là một trong số chúng. Rất nhiều nhân tố có tầm quan trong như nhau, chẳng hạn: kích thước, trọng lượng, thời han pin, dáng vỏ máy và thậm chi độ tin cậy cuả hãng. Tuy nhiên sự xuất hiện SDR đem đến một số lợi ích và các lợi ích này có thể cảc thiện các khả năng bán hàng đối với một số khách hàng. Các tính năng như chuyển mạng toàn cầu thông minh và khả năng nâng cấp toàn bộ (giống như nâng cáp phần mềm máy tính). Tính năng thứ hai sẽ dẫn đến một công nghiệp phần mềm mới giống như thị trường sản phảm bổ sung của máy tính PC. 1.6. KIẾN TRÚC MẠNG TRUY NHẬP VÀ TRẠM GỐC MỚI Việc sử dụng tuyến tính hóa và đặc biệt là các máy phát đầu vào số được tuyến tính cho phép thực hiện một số cấu hình trạm gốc mới. Các cấu hình này có các ưu điểm quan trọng đối với cả nhà sản xuất trạm gốc lẫn nhà khai thác mạng, nhất là trong lĩnh vực tiêu thụ nguồn và giá thành. Trong trạm gốc thông thường, các phần băng gốc và RF của máy thu phát thường được đặt gần nhau và nhiều khi trong cùng một hộp máy. Bộ khuếch đại công suất cũng thường đựơc đặt gần và trong nhiều trường hợp trên cùng một giá máy. Vì thế tổn hao công suất lớn khi truyền dẫn nó từ PA đến anten. Có ba cấu hình cho phép sử dụng các bộ khuếch đại công suất được tuyến tính hóa: tách riêng các phần số và phần RF của trạm gốc, lắp ráp trên tháp anten và khách sạn hóa BTS (BTS hoteling). 1.6.1. Tách riêng phần số và phần vô tuyến Sự xuất hiện các giao diện chuẩn OBSAI và CPRI cùng với các máy phát thu RF đầu vào số dẫn đến không cần đặt các phần số và vô tuyến gần nhau. Có thể đặt phần băng gốc đứng riêng, vì phần phát thu RF đơn giản chi là một thiết bị xử lý tuyến tính có nhiệm vụ phát đi và tái tạo lại trung thành tín hiệu đầu vào được trình bày trong dạng số. Vì thế về mặt vật lý có thể đặt tách biệt phần băng gốc và phần RF tại các vị trí cách xa nhau bất kỳ nếu sử dụng môi trường truyền tải quang giữa hai phần này. Vì thế máy thu phát vô tuyến có thể được lắp đặt tại vị tri thuận tiện gần anten, chẳng hạn trên tường tòa nhà hay trên đỉnh cột anten để giảm yêu cầu về công suất phát và giảm cả giá thành vận hành cũng như tìm kiếm vị trí đặt máy. Một thí dụ về giải pháp này là có thể sử dụng một vị trí duy nhất để chứa tất cả các phần số và phần cứng giao diện mạng cho nhiều site trạm gốc để phủ một tòa nhà lớn (chẳng hạn một trung tâm thương mại hay một sân bay). Cac site trạm 37

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

gốc khi này chỉ đơn thuần bao gồm một số phần RF (hay còn gọi là RRH: Remote RF Head: đầu vô tuyến đặt xa). Trong đó mỗi RRH gồm một hộp đen RF và anten. Các RRH chứa đầu vào quang hay số, máy phát RF và đầu vào RF, máy thu có đầu ra số (hay quang) cùng với bộ lọc song công và nguồn nuôi tại chỗ (DC hay điện lưới). 1.6.2. Lắp đặt trên tháp anten Một cấu hình mới thứ hai là lắp đặt máy thu phát RF trực tiếp trên tháp chứa các anten phát và thu (hình 1.20a). Hiện nay các lắp đặt kiểu này khá phổ biến cho các mạng di động 3G và 4G. Phương pháp này mang lại nhiều lợi ích so với phương pháp truyền thống với lắp đặt các bộ khuếch đại ngay trong tủ máy đặt trong phòng máy hay trong các cabin tại chân anten, vì nó cho phép loại bỏ được tổn hao của cáp vô tuyến. Tổn hao cáp vô tuyến có thể bằng 3dB (một nửa công suất của PA). (b)

(a)

Hộp đen RF

Hộp đen RF

Hộp đen RF Sợi quang

Sợi quang

Tháp

Tháp

Hộp đen RF Sợi quang

Tháp

Sợi quang

Tháp

10 km Trạm gốc Hộp máy trạm gốc Mạng

Trạm gốc

Trạm gốc

Trạm gốc

HUB trạm gốc trung tâm

Mạng

Hình 1.20. Sử dụng các hộp đen vô tuyến hay RRH lắp đặt trên tháp anten: (a) hộp máy trạm gốc đặt tại chân tháp, (b) kiến trúc HUB trạm gốc trung tâm. Tuy nhiên giải pháp nói trên cũng gập phải một số vấn đề cần lưu ý: 1. Bảo dưỡng. Sự cố của khối đặt trên đỉnh tháp sẽ dấn đến việc khai thác tốn kém khi sửa chữa hoặc thay thế. Vì thế các khối ngoài trời cần có độ tin cậy cao. 2. Trọng lượng. Lắp ráp nhiều máy thu phát RF công suất cao trên đỉnh tháp anten sẽ tăng đáng kể trọng tải và có thể phải nâng cấp hay thay thế tháp anten và điều này làm tăng giá thành lắp đặt. Tuy nhiên cần nhớ rằng trong 38

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

lượng của cáp quang nối đến các RRH cũng gảm đáng kể. Vì thế vấn đề trong lượng cũng cần xem xét kỹ lưỡng. 3. Trễ. Nếu sử dụng mạng số liệu công cộng hay một số lượng đáng kể các router hoặc chuyển mạch để phân phối các tín hiệu số, thí có thể dẫn đến một lượng trễ đáng kể đưa thêm vào ô. Điều này sẽ làm giảm bán kính cực đại cuả ô và vì thế toàn bộ vùng phủ của nó. Vì thế cần xem xét trễ khi sử dụng các mạng công cộng cho các ứng dụng trạm gốc phân bố. Nếu không sử dụng mạng công cộng (hay số lượng lớn các router/chuyển mạch), thường có thể nhận đựơc một bán kính ô chấp nhận được cho tất cả các hệ thống giao diện vô tuyến ngay cả khi phải truyền dẫn hàng chục km. 1.6.3. Khách sạn hóa BTS 1.6.3.1. Mở đầu Khái niệm khách sạn hóa BTS đựơc minh họa trên hình 1.20b (khách sạn hóa hay tiếng Anh hotelling là khái niệm để nói lên rằng một phần thiết bị trạm gốc sẽ được đặt tại các vị bên ngoài site trạm gốc để cho thuận tiện và giá thuê rẻ). Đây là một sáng kiến mới trong triển khai mạng, trong đó phần lớn các phần tử của một BTS truyền thống được đặt tại một vị trí trung tâm (hub). Hub có thể được đặt tại một vị trí thuận tiện, giá rẻ chẳng hạn trong tầng hầm của một toà nhà trong thành phổ hay trong sân của một nhà máy ngoài thành phổ. Nhờ vậy site của ô chỉ cần chứa một khối lượng tối thiểu cac phần tử. Tất cả các phần tử mạng, các phần tử giao tiếp,…, cũng như tạo tín hiệu băng gốc, điều chế, giải điều chế, mã hóa và các chức năng tạo khung đều được đăt tại hub trạm gốc trung tâm. Hub giao diện trực tiếp đến mạng viễn thông liên quan và lấy ra tất cả các cuộc gọi từ mạng này. Nó cũng tạo ra và thu lại các mẫu số liệu cần thiết cho phát và thu đến/ từ RRH (đầu vô tuyến đặt xa). Vì thế hub chứa tất toàn bộ trí tuệ của trạm gốc và có thể thực hiện các biện pháp cần thiết để đảm bảo liên tục hoạt động của nó (chằng hạn: có đội ngũ nhân viên cố định để bảo dưỡng, sử dụng dự phòng N+1 với chuyển mạch tự động …). Nếu trang bị như vậy cho một site trạm gốc đơn lẻ là không kinh tế, thì điều này hoàn toàn hợp lý đồi với một hub khách sạn hóa BTS lớn. 1.6.3.2. Đầu vô tuyến đặt xa (RRH) Các phần tử của một đầu vô tuyến đặt xa RRH (hay hộp đen trên hình 1.21) (RRH: Remote RF Head) giống như các phần tử được thể hiện trên hình 1.18 và đã được trình bày trong phần 1.5.1.2. Điểm khác cơ bản ở đây là một giao diện số được bổ sung để hỗ trợ khoảng cách truyền dẫn xa hơn so với yêu cầu của một ứng dụng trạm gốc thông thường. Giao diện này thường là quang để truyền được xa hơn (xem hình 1.20), tuy nhiên cũng có thể sử dụng cáp đôi dây xoắn (CAT2)

39

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

hay cáp đồng trục cho các ứng dụng trong tòa nhà hai ngòai trời có khoảng cách ngắn hơn. Đầu vào/ra quang

Bô tuyến tính hóa số

DAC

Giao diện số/quang

Bộ biến đổi nâng tần

PA Bộ lọc song công

Phản hồi bộ tuyến tính hóa

Đến Anten Bộ biến đôi hạ tần số

ADC

Bộ biến đổi hạ tần

LNA

Hình 1.21. Các phần tử của RRH (hộp đen vô tuyến) 1.6.3.3. Các ưu điểm của khách sạn hóa BTS Khách sạn hóa BTS đã được triển khai phổ biến trong các mạng 3G và 4G. Công nghệ này đem lại các lợi ích đang kể sau đây: 1. Đơn giản hóa bảo dưỡng và nâng cấp. Vì phần lớn thiết bị trạm gốc cho nhiều site sẽ được đặt trong một vị trí, nên chỉ cần một lần đến bảo dưỡng là đủ cho tất cả các site này. 2. Giảm (hoặc loại bỏ hẳn) các cabin hoặc nhà trạm cho trạm gốc. Ngòai chi phí đầu tư và bảo dưỡng các hạ tầng này, chúng còn tăng thêm khó khăn cho quy hoạch do tạp âm âm thanh của các hệ thống điều hòa không khí (chưa kể đến ảnh hưởng mỹ quan và sức khỏe đối với các cư dân ở gần và điều này cũng sẽ ảnh hưởng lên các quyết định quy hoạch trong nhiều thị trường). Mở rông đài trạm để chứa thiết bị mới (3G hoặc 4G) bổ sung cho các giá máy 2G hiện có đòi hỏi đàm phán lại với chủ cho thuê đất và có thể rất tốn kém. 3. Giảm tiêu thụ nguồn. Đặt các RRH trên đỉnh tháp anten loại bỏ được tổn hao cáp đồng trục. Tổn hao này thông thường là 2dB (nhưng có thể cao hơn) nhờ vậy giảm 30% công suất tiêu thụ. 4. Chi phí triển khai thấp hơn. Ngoài các lợi ích về chi phí nhờ PA công suất thấp hơn, việc BTS bây giờ không cần có phòng máy tại chân tháp sẽ giảm đáng kể giá xây dựng (và cả giá thuê đặt site). Điều hòa không khí cũng chỉ cần tại một vị trí duy nhất (BTS hub) 5. Gia thành khai thác thấp. Hiệu quả này cao hơn nhiều so với các hiệu quả nói ở phần trên. Khai thác nói chung cùng với việc loại bỏ điều hòa không khí tại nhiều site đặt xa dẫn đến giảm đáng kể chi phí khai thác. 6. Độ tin cậy cao hơn. Loại bỏ được cơ chế sự cố BTS (cáp đồng trục công suất cao) và đặt được nhiều phần cứng trong mội trường điều hòa không khí tốt dẫn đến cải thiện độ tin cậy toàn hệ thống. Ngoài ra khả năng dự phòng

40

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

N+1 cho các phần tử BTS trong site hub có nghĩa là các sự cố xẩy ra sẽ ảnh hưởng ít nhất lên vận hành mạng. 7. Dễ ràng bảo dưỡng. Đặt phần lớn phần cứng BTS tại một vị trí cho phép thực hiện bảo dưỡng trung tâm và thậm chí có người trực 24 tiếng. Điều này sẽ giảm đáng kể thời gian giữa xẩy ra sự cố và sự cố được sửa. Nếu xẩy ra sự cố phần vô tuyến, sẽ mất ít thời gian sửa chữa hơn như đối với sự cố cáp (trong mạng xẩy ra sự cố này thường xuyên hơn sự cố PA). 8. Dễ ràng triển khai mạng. Trong cách làm trước đây, việc bổ sung một site mới thường đòi hỏi tìm vị trí đặt site có không gian đủ cho cả anten cà cambinet mặt đất. Trong trung tâm thành phố điều này không dễ ràng. 1.7. CÁC ĐẦU CUỐI ĐA CHUẨN (MST) 1.7.1. Các lợi ích của của MST Trong những năm gần đây nhiều tiêu chuẩn vô tuyến được triển khai đồng thời trong các mạng thông tin di động. Điều này dẫn đến các MST (Multi Standard Terminal: đầu cuối đa chuẩn) ngày càng được quan tâm trong công nghiệp viễn thông và khái niệm này nhận được sự quan tâm đặc biệt của các nhà khai thác, các nhà sản xuất và cac nhà cung cấp công nghệ. Có thể định nghiã MST như là một đơn vị thuê bao có khả năng hoạt động theo nhiều chuẩn vô tuyến di động. Khả năng này cùng với cơ chế lập lại cấu hình của đầu cuối trên giao diện vô tuyến cho thấy đây là một phần tử quan trọng trong các hệ thống thông tin di động hiện đại. Có thể mô tả một số lợi ích then chốt của MST khả lập lại cấu hình như sau. 1. Giảm chi phí sản xuất. Sự bùng phát của các tiêu chuẩn giao diện vô tuyến mới trong các hệ thống thông tin di động dẫn đến phải tiếp nhận các kiến trúc máy đầu cuối (và trạm gốc) khác nhau tại các vùng địa lý khác nhau. Khả năng phát triển và sản xuất một máy thu phát khả lập lại cấu hình duy nhất bằng phẩn mềm để hoạt động theo một tiêu chẩn vô tuyến bất kỳ rõ ràng mang lại nhiều lợi ích cho các nhà sản xuất. 2. Chuyển mạng trong suốt. Một ưu điểm quan trọng của các MST là khả năng chuyển mạng trong suốt trên các băng tần khác nhau và các tiêu chuẩn khác nhau. Trên nhiều quốc gia các nhà khác thác thậm chí một nhà khai thác có thể đồng thời sử dụng nhiều hệ thống thông tin di động với các công nghệ mạng khác nhau (GSM/GPRS/ WCDMA/LTE/WiMAX), MTS khả lập lại cấu hình sẽ là giải pháp hấp dẫn để giải quyết vấn đề này. 3. Nâng cấp dịch vụ. Khả năng lập lại cấu hình đầu cuối trên giao diện vô tuyến cho phép nhà khai thác mạng có khả năng tạo lập và cung cấp nhiều dịch vụ và tính năng theo nhu cầu của từng khách hàng. 4. Phát triển đến mạng mới. Trong quá trình phát triển từ 2G lên 3G hoặc lên 4G, MST khả lập cấu hình có thể hoạt động cả ở mạng mới lẫn mạng cũ và đây là một giải pháp rất tốt đối với vấn đề tương thích ngược.

41

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

5. Mã hóa và điều chế thích ứng. Khả năng thích ứng các thông số truyền dẫn trong các điều kiện kênh và lưu lượng khác nhau là một lợi ích quan trọng cho phép MST khả lập cấu hình sử dụng hiệu quả tài nguyên vô tuyến 1.7.2. Các yêu cầu đối với MST khả lập lại cấu hình Một MST lý tưởng phải có các tính năng sau: 1. Hoạt động khả định nghĩa bằng phần mềm. Một MST lý tưởng phải có khả năng làm việc được các giao diện vô tuyền tương lai chưa được định nghĩa. Chỉ có thể đạt được điều này bằng cách kết hợp các công nghệ khả lập lại cấu hình như các DSP (Digital Signal Processor: bộ xử lý tín hiệu số) và các FPGA (Field Programable Gateway Array: mảng cổng khả lập trình theo ứng dụng) khả lập trình. Ngoài ra các công nghệ này cũng cho phép MST thích ứng đường truyền vô tuyến (điều chế và mã hóa kênh) 2. Hoạt động đa băng. Khả năng xử lý các tín hiệu trên dải rộng các băng tần và các băng thông kênh là một tính năng quan trọng cuả MST. Nó ảnh hưởng lớn lên các phần RF của đầu cuối và chính vùng này là hạn chế công nghệ chính đối với thực hiện SDR tại thời điểm hiện nay. Hình 1.22a cho thấy phương pháp thực hiện một máy thu MST truyền thống với việc sử dụng các chuỗi phát thu riêng rẽ cho từng chuẩn vô tuyến. Trong khi phương pháp này có thể thực hiện đựơc cho máy thu hai chuẩn thì số lượng phần tử tương tự lớn sẽ cản trở thực hiện đối với máy thu nhiều tiêu chuẩn hơn. Trái lại khái niệm vô tuyến mềm số cho phép đơn giản hóa phần tương tự của máy phát thu bằng cách chuyển một số xử lý tín hiệu vào miền số. Điều này được thể hiện trên hình 1.22b. Hình này minh họa quá trình xử lý số hóa băng thông sau bộ chuyển đổi hạ tần. Nhưng lấy mẫu tại tần số 2GHz là quá lạc quan đối với công nghệ hiện nay. Tuy vậy xử lý tín hiệu số tại IF sẽ giảm số lượng phần tử tương tự và cung cấp tính linh hoạt cao nhờ lọc chọn kênh số trong máy thu. Tuy nhiên để đạt được điều này phải trả giá bằng công suất của DSP (do lấy tốc độ mẫu cao) và yêu cầu cao đối với ADC. a) MST truyền thống với N máy thu phát khác nhau

b) Vô tuyến mềm số Tài xuống phân mềm (trên đường vô tuyến)

Anten

RF IF

DEMOD

ADC

DSP

No.1

RF IF

DEMOD

ADC

DSP

No.2

RF IF

DEMOD

ADC

DSP

No.N

Anten

RF

ADC

DSP linh hoạt

Tiêu chuẩn No.n (thích ứng)

Hình 1.22. Các kiến trúc MST khác nhau 42

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

3. Hoạt động đa chế độ. Khả năng phát và thu tín hiệu theo các sơ đồ điều chế và mã hóa kênh, các cấu trúc cụm, các giải thuật nén và các giao thức báo hiệu khác nhau là một tính năng quan trọng khác của MST. Rất nhiều các hoạt động băng gốc đã được thực hiện bằng các DSP hay FPGA khả lập trình vì thế có thể coi tính năng này hoàn toàn khả thi trong các MST. Hình 1.23 cho thấy sơ đồ logic của toàn bộ MST với nhấn mạnh lên các khái niệm xử lý băng gốc. MST được chia thành năm phần chính. Phần RF (đầu vô tuyến) chứa anten đa băng, PA (Power Amplifier: bộ khuếch đại công suất) và LNA (Low Noise Amplifier: bộ khuếch đại tạp âm nhỏ), DAC (bộ biến đổi số vào tương tự) và ADC (bộ biến đổi tương tự vào số). Quá trình điều chế và giải điều chế được chia thành các phần số và tương tự. Phần xử lý tín hiệu băng gốc bao gồm các hoạt động đồng bộ với ước tính kênh, cân bằng kênh, đan xen và mã hóa kênh kiểm soát lỗi. Điều chế, đan xen và mã hóa kênh được thể hiện như là các hộp công cụ để nhấn mạnh tính chất linh hoạt của chế độ truyền dẫn MST. Tính toán số đo thích ứng để đánh giá tiêu chuẩn thích ứng động của chế độ truyền dẫn MST. Phần ứng dụng đa phương tiện bao gồm mã hóa và giải mã nguồn, chẳng hạn MPEG4. Phần quản lý và điều khiển điều khiển toàn bộ hoạt động cuả MST và chịu trách nhiêm cho lập lại cấu hình phần mềm của MST. Phần này cũng thực hiện tất cả các giao thức báo hiệu cần thiết cho hoạt động của MST. Tính toán số đo thích ứng để thay đổi chế độ truyền dẫn

Ước tính kênh

LNA

Bộ giải điều chế và ADC

Bộ cân bằng kênh

Bộ giải đan xen

Bộ giải mã kênh

Bộ giải mã nghuồn

Hộp công cụ mã hóa

Ứng dụng đa phương tiện

Đồng bộ

PA

Hộp công cụ điều chế

Hộp công cụ đan xen

Bộ điều chế và DAC

Bộ đan xen

Bộ mã hóa kênh

Bộ mã hóa nguồn

Quản lý và điều khiển Phần RF tương tự

Phẫn xử lý tín hiệu số

Phần ứng dụng

Hình 1.23. Kiến trúc của một MST linh hoạt

43

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

1.8. TỔNG KẾT Chương này đã xét một cách tổng quát những vấn đề công nghệ liên quan đến kiến trúc của một thiết bị phát vô tuyến. Tổng quát kiến trúc này gồm hai phần: phần vô tuyến (đầu vô tuyến) và phần băng gốc. Các phần tử tương tự trong thiết bị vô tuyến đang đựơc số hóa để đạt được một thiết bị linh hoạt có thể định nghĩa băng phần mềm. Nguyên lý số hóa RF và IF, các thông số số hóa và các phương pháp số hóa cùng với các ưu nhược điểm của chúng cũng đã đựơc xét trong chương. Một công nghệ hấp dẫn đối với các nhà sản xuất và khai thác thiết bị vô tuyến là vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm (SDR). SDR cho phép một thiết bị vô tuyến hoạt động được trong các công nghệ và tiêu chuẩn vô tuyến khác nhau với việc định nghĩa lại các thông số bằng phần mềm. Mô hinh SDR lý tưởng đã được xét trong chương. Điều kiện để thực hiện SDR tốt nhất là các phần tử tương tự phải được số hóa. Do phần RF làm việc ở tần số cao nên hiện nay số hóa mới chỉ được thực hiện ở IF. Ở mức độ nhất định SDR đã làm thay đổi kiến trúc của các thiết bị vô tuyến hiện nay. Các thiết bị thu phát trạm gốc được chia thành hai phần: phần xử lý tín hiệu số và phần đầu vô tuyến (RF Front-End). Hai phần này được nối với nhau qua một giao diện tốc độ cao đựơc chuẩn hóa theo chuẩn OBSAI và CPRI. Với cách tổ chức này nhiều nhà cung cấp thiết bị có thể đồng thời sản xuất các phần khác nhau của một thiết bị thu phát. Nhờ vậy thết bị thu phát luôn được cải tiến và giá thành rẻ hơn. Các nhà sản xuất thiết bị gốc (OEM) có thể sử dụng các phần cứng thiết bị do các nhà cung cấp khác (đặt sản xuất bên ngòai) và tập trung nhân lực thời gian để phát triển phần mềm và các dịch vụ để tạo nên các điểm khác biệt trong thiết bị cuả họ trong môi trường cạnh tranh. Ngoài ra việc phân tách riêng rẽ phần số và phần đầu cuối RF còn cho phép triển khai mạng theo kiểu khách sạn hóa (hoteling), trong đó chỉ phần đầu vô tuyến là được đặt tại BTS site (thậm chí có thể được lắp trên tháp anten) còn các phần xử lý số của một hay nhiều trạm gốc có thể đặt bên ngoài BTS site tại nơi thuận tiện và giá thuê rẻ. Cách làm này không những cho phép triển khai mạng vô tuyến nhanh mà còn cho phép giảm giá thành triển khai mạng và giá thành khai thác báo dưỡng mạng. Viếc phát triển nở rộ các tiêu chuẩn vô tuyến đòi hỏi phải đưa ra được một đầu cuối làm việc được với nhiều tiêu chuẩn. MST (đầu cuối đa chuẩn) được nghiên cứu và đưa ra để thực hiện mục đích này. MST đem lại các lơi ích về kinh tế nhờ: giảm chi phí sản xuất, tăng lợi nhuận khai thác cho nhà mạng vì họ có thể dễ ràng sửa chữa, nâng cấp và cài đặt các dịch vụ mới bằng cách tải xuống phần mềm trên đường vô tuyến. Tuy nhiên để đạt được một MST khả lập lại cấu hình bằng phần mềm lý tưởng pháỉ số hóa hoàn toàn MST. Hiện nay số hóa chỉ mới thực hiện được đến phần trung tần. 1.9. CÂU HỎI 1. Trình bày kiến trúc tổng quát của một hệ thống thu phát vô tuyến 44

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

2. Trình bày định lý lấy mẫu Shannon và Nyquist 3. Trình bày định lý lấy mẫu đối với tín hiệu băng gốc 4. Trình bày định lý lấy mẫu đối với tín hiệu băng thông 5. Trình bày năng lượng ngoài băng và các bộ lọc chống nhiễu xuyên băng 6. Trình bày lấy mẫu xuyên tần và lấy mẫu vuông góc 7. Trình bày lấy mẫu băng thông cho biến đổi hạ tần trực tiếp 8. Trình bày các hiệu ứng tạp âm lượng tử, méo và tạp âm máy thu 9. Trình bày tỷ số tín hiệu trên tạp âm cực đại cảu ADC 10. Trình bày khái niệm dải động không có nhiễu giả (SFDR) 11. Trình bày các phương pháp biến đổi tương tự vào số 12. Trình bày khái niệm SDR 13. Trình bày kiến trúc SDR lý tưởng 14. Trình bày các mô hình kinh doanh BTS mới dựa trên SDR 15. Trình bày vai trò của các giao diện OBSAI và CPRI 16. Trình bày mô hình kinh doanh máy cầm tay 17. Trình bày ý nghĩa của tách riêng phần số và phần vô tuyến 18. Trình bày mô hình lắp đặt phần vô tuyến trên tháp an ten 19. Trình bày mô hình khách sạn hóa BTS 20. Trình bày khái niệm và kiến trúc máy cầm tay đa chuẩn (MST)

45

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 2 KIẾN TRÚC MÁY THU VÔ TUYẾN 2.1. GIỚI THIỆU CHUNG 2.1.1. Các chủ đề được trình bầy trong chương

     

Các kiến trúc máy thu vô tuyến Số hóa máy thu vô tuyến Các máy thu vô tuyến đa băng Các giải pháp thiết kế bộ ghép song công cho các máy thu đa băng Đánh giá ảnh hưởng của méo phi tuyến Tuyến tính hóa máy thu vô tuyến

2.1.2. Hướng dẫn  Học kỹ các tư liệu đựơc trình bầy trong chương  Tham khảo thêm [1], [2],[4], [8]. 2.1.3. Mục đích chương  Nắm đựơc các kiến trúc của các máy thu  Nắm được thiết kế máy thu số và máy thu đa băng  Hiểu cách đánh giá méo phi tuyến và giải pháp tuyến tính hóa máy thu

2.2. MỞ ĐẦU Mục đích của máy thu vô tuyến là xử lý tín hiệu thu được từ anten và truy hồi thông tin được phát. Có thể nói để làm được việc này, máy thu phải giải quyết được hai vấn đề. Trước hết, tất cả nguồn tạp âm có mặt trên tuyến thu tìm cách lấn át tín hiệu thu và ảnh hưởng này đựơc đánh giá bằng tỷ số tín hiệu trên tạp âm (Signal to Noise Ratio) tại đầu ra cuả máy thu. Giải điều chế đúng tín hiệu đòi hỏi môt tỷ số tín hiệu trên tạp âm tối thiểu SRNmin, vì thế cần có công suất thu vô tuyến tối thiểu để có thể phục hồi được thông tin. Công suất thu tối thiểu thỏa mãn 46

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

điều kiện này được gọi là độ nhạy máy thu. Thứ hai, phổ sóng điện từ là một tài nguyên chia sẻ được nhiều người sử dụng đồng thời . Máy thu vô tuyến chỉ xử lý tín hiệu hiệu thu mong muốn, tuy nhiên trong thực tế nó thu cả tín hiệu từ các máy phát ở gần hay thậm chí các tín hiệu không mong nuốn được tạo ra trong chính máy thu. Nói chung các tín hiệu nhiễu này có thể lớn hơn nhiều so với tín hiệu mong muốn vì thế cần phải thực hiện các cơ chế lọc, cách ly và xử lý tín hiệu tuyến tínH. Khả năng của máy thu xử lý một tín hiệu yếu khi có mặt các tín hiệu nhiễu được gọi là độ chọn lọc. Các yêu cầu độ nhạy và độ chọn lọc định nghĩa các đặc tả hiệu năng chính của toàn bộ máy thu. Trong máy thu vô tuyến phần đầu tiên thu nhận tín hiệu từ an ten thu đựơc gọi là đầu thu vô tuyến (RF Front end). Đầu thu vô tuyến chịu trách nhiệm xử lý tín hiệu tần số vô tuyến (RF: Radio Frequency) thu được từ an ten và chuyển đổi nó vào tần số trung tần (IF) để khuếch đại trứơc khi giải điều chế. Chọn lựa tần số trung tần là một vấn đề phụ thuộc vào ứng dụng và công nghệ. Tồn tại một số suy xét và giải pháp khác nhau được phát triển theo thời gian để đưa ra các kiến trúc máy thu vô tuyến khác nhau. Độc lập với kiến trúc, mỗi đầu thu vô tuyến bao gồm các bộ khuếch đại, các bộ trộn và các bộ lọc. Do làm việc tại các tần số cao, các khối này gập phải nhiều vấn đề và vì thế thiết kế chúng đòi hỏi xém xét cân nhắc cần thận. Các đặc tính của kiến trúc máy thu được chọn phải có ảnh hưởng mạnh lên các yêu cầu của các khối đầu thu. Cần hiểu rõ đựơc các đặc tính này để đảm bảo một thiết kế thành công. 2.3. MÁY THU NGOẠI SAI (HETERODYNE) 2.3.1. Kiến trúc máy thu ngoại sai tương tự Các máy thu làm việc theo nguyên lý biến đổi tần số vô tuyến vào trung tần được gọi là các máy thu ngoại sai (Heterodyne). Biến đổi các tần số vô tuyến vào các tần số trung tần (IF: Intermediate Frequency) đã được Fessenden và Armstrong đưa ra từ đầu thế kỷ 20. Kỹ thuật này bao gồm trộn tín hiệu RF với một tín hiêu tuần hoàn được tạo ra bởi một bộ giao động nội (LO: Local Oscillator) trong máy thu. Quá trình trộn tạo ra một số tần số trung gian mới tùy thuộc vào các tín hiệu hàm sin: một nằm tại tổng tần số (fRF+fLO) và một nằm tại hiệu tần số (fRF-fLO). Tín hiệu hiệu tần só được gọi là trung tần (IF). Làm việc tại một trung tần IF cố định cho phép đơn giản thiết kế các bộ khuếch đại và các bộ lọc IF, vì chỉ cần điều chỉnh chúng đến một tần số cố định. Tuy nhiên do tính chất cuả các tín hiệu hàm sin như nhau, mọi tín hiệu tại LO và phần RF cũng có thể được trộn và sự có mặt của nó sẽ dẫn đến giảm độ nhạy của thiết bị. Ngoài hiệu tần số (fRFfLO) cũng có thê xuất hiện một tín hiệu nhiễu I có hiệu tần số (fLO-fI) bằng IF. Tín hiệu này đựơc gọi là tín hiệu ảnh. Loại bỏ tín hiệu ảnh được thực hiện bằng cách lọc bỏ tín hiệu này trước khi nó đi vào tầng trộn hoặc bằng xử lý tín hiệu phức tạp ở dạng kiến trúc Harley/Weaver. Nói chung quá trình tiền lọc loại bỏ tần số ảnh dễ 47

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

hơn khi sử dụng IF cao. Tuy nhiên IF cao làm cho quá trình lọc bỏ các nhiễu gần khó hơn, chẳng hạn nhiễu của các người sử dụng trong các kênh lân cận. Hình 2.1 cho thấy kiến trúc đơn giản cuả một máy thu đơn băng đổi tần. Tín hiệu vô tuyến (RF) trước hết được lọc bởi bộ lọc chọn băng, sau đo được khuếch đại bởi bộ khuếch đại tạp âm nhỏ (LNA : Low Noise Amplifier) có hiệu năng NF (Noise figure: hệ số tạp âm) rất tốt. Cần có LNA vì quá trình trộn thường là quá trình gây ra tạp âm lớn dẫn đến tăng NF và giảm độ nhạy. Các tiến bộ công nghệ hiện nay đưa ra giả thiết là có thể tránh được việc sử dụng các LNA mà vẫn đảm bảo hiệu năng tạp âm tốt. Tuy nhiên hầu hết các ứng dụng di động hiện nay đếu có các yêu cầu độ nhạy cao vì thế vẫn yêu cầu sử dụng các LNA. Lọc tín hiệu ảnh thường được thực hiện bởi các phần tử SAW (Surface Acoustic Wave: sóng âm bề mặt). Các phần tử này không thể tích hợp vào silic và vì thế buộc phải sử dụng các phần tử ngoài. Sau đó tín hiệu RF được trộn để chuyển đổi vào IF: (1) fIF= fRF-fLO, nếu fRF>fLO hoặc (2) fIF=fLO-fRF nếu fRF
Iout Bộ lọc loại bỏ tần số ảnh Bộ trộn RF Bộ lọc chọn băng

LNA

LO

Bộ K/Đ IF tuyến tính IFin

Bộ lọc IF

Bộ lọc IF chọn kênh

Các bộ biến đổi A/D và DSP

900 IF LO

AGC

Qin

Qout Bộ tổng hợp kênh khả biến

Bộ lọc chọn băng

IF

Anti-alias Filter

Bộ giải điều chế I/Q

Đầu ra băng gốc thoại hoặc số liệu

Anti-alias Filter

Bộ tổng hợp kênh cố định

Hình 2.1. Kiến trúc đơn giản cuả một máy thu đơn băng đổi tần.

48

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Như trên đã nói, vấn đề chính của kỹ thuật thu heterodyne là tần số ảnh. Để hiểu được vấn đề này, ta xét chi tiết hơn nguyên lý hoạt động của một bộ trộn. Tín hiệu RF tại đầu vô tuyến thu gồm tín hiệu hữu ích có tần số góc RF và tín hiệu nhiếu có tần số góc I: Vin= VRFcosRFt+ VIcosIt (2.1) Tín hiệu đến từ bộ dao động nội LO (Local Oscillator) của mạch điện tử dao động với một tần số LO nào đó: vLO= VLOcosLOt

(2.2)

Hai tín hiệu này được đưa vào bộ trộn có đặc tính vào ra phi tuyến như sau: i=1v+2v2+3v3+..... (2.3) Trong đó:

v=VRFcosRFt+ VIcosIt +VLOcosLO Kêt quả cho ta nhiều thành phần trong đó có các thành phần sau: i = ….+ 2VLOVRF cos(LO+RF)+ 2VLOVRFcos(LO-RF) +2VLOVI cos(LO+I)+ 2VLOVIcos(LO-I) +...... (2.4) Các thành phần tổng tần số sẽ bị lọc bỏ bởi bộ lọc trung tần, chỉ có thành phẩn hiệu tần số là đi qua được bộ lọc trung tần. Dưới đây ta sẽ phân tíc hcác thành phần hiệu tần số. Nếu LO=RF+IF và I=2LO-RF ta được: LO-RF= IF và I-LO=2LO-RF-LO= IF trong đó IF là tần số góc trung tần Nếu LO = RF-IF và I=2LO-RF ta được: RF-LO= IF và LO-I=LO – (2LO-RF) = IF trong đó IF là tần số góc trung tần. Từ phân tích cho hai trường hợp trên ta thấy thành phần nhiễu sau bộ trộn sẽ lọt vào tầng trung tần của máy thu cùng với tín hiệu hữu ích và bộ lọc trung tần của máy thu không thể lọaị bỏ được nó. Thành phần nhiễu này nằm đối xứng với tín hiệu hữu ích qua tần số dao động nội trên thang tần số (xem hình 2.2) vì thế được gọi là tần số ảnh.

49

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

a) Trường hợp tần số dao động nội cao hơn tần số vô tuyến:  L 0   RF  IF

RF

LO

IF

b) Trường hợp tần số dao động nội thấp hơn tần số vô tuyến: L 0  RF  IF

I  2LO  RF

IF

RF

LO

I  2LO  RF

IF

IF

Hình 2.2. Tần số ảnh Tín hiệu ảnh này có thể qua bộ lọc trung tần và ta không thể loại bỏ nó. Vì thế tín hiệu nhiễu ảnh này phải được loại bỏ bằng bộ lọc trước bộ trộn hoặc trong quá trình biến đổi từ RF vào IF. Trong một số trường hợp máy thu heterodyne biến đổi kép được sử dụng để giảm suy hao do cáp nối (hình 2.3). Bộ lọc chọn băng

LNA

Bộ lọc loại bỏ Bộ lọc IF tần số ảnh Bộ trộn 1 chọn kênh 1

Bộ lọc IF chọn kênh 2 Bộ trộn 2

RF

LO1

LO2

Hình 2.3. Máy thu heterodyne biến đổi kép 2.3.2. Kiến trúc thu trung tần số 2.3.2.1. Kiến trúc máy thu trung tần số Một giải pháp khác của kiến trúc thu đơn băng được cho trên hình 2.7. Trong kiến trúc này chức năng biến đổi hạ tần vuông góc (I/Q: Inphase/Quadrature: đồng pha/vuông pha) được kết hợp vào DSP. Giải pháp này có ưu điểm là đạt được độ chính xác cao và không có các dịch DC. Điều này thường được thực hiện bằng cách đảm bảo rằng trung tần cuối cùng (đựơc ký hiệu 50

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

là IF băng gốc trên hình 2.7) là một tần số đủ cao để có thể chọn kênh, nhưng đủ thấp để xử lý được bởi các bộ ADC và DSP. IF thường đựơc chọn xung quanh 1050MHz, nhưng tiếp tục tăng khi công nghệ ADC tiến bộ. Tần số tối thiểu được xác định theo yêu cầu rằng ít nhất một kênh đơn có thể được lấy mẫu tại ADC (10 MHz là yêu cầu cho 3G UMTS WCDMA). Quy định cũng cần thực hiện đối với độ dốc của bộ lọc IF và đối với khả năng năng lượng kênh lân cận lọt vào đầu thu. Điều này cũng buộc tần số IF băng gốc phải cao hơn.

Bộ lọc loại bỏ tần số ảnh Bộ trộn

Bộ lọc chọn băng

LNA

LO1

Bộ lọc IF

Bộ K/Đ IF tuyến tính IF

AGC

LO2 Bộ khuếch đại IF băng gốc

Các bộ biến đổi A/D và DSP

Đầu ra băng gốc thoại hoặc số liệu

Bộ tổng hợp kênh khả biến

Hình 2.7. Kiến trúc máy thu tuyến tính dựa trên IF số

2.3.2.2. Xử lý số đối với thu IF số Sau khi lấy mẫu IF gốc trong kiến trúc trên, IF số được tạo ra. Tín hiệu số này phải đựơc trộn hạ tần để tạo nên tín hiệu băng gốc phức (nghĩa là để tạo ra các thành phần băng gốc I và Q). Quá trình này được thực hiện trên sơ đồ 2.8. IDBB

Iout

Bộ lọc FIR Từ ADC

900 NCO in QDBB

Qout Bộ giải điều chế I/Q

Bộ lọc FIR

fs/4 NCO: Numerical Controlled Oscilllator: bộ dao động điều khiển số FIR; Finite Impulse Response: đáp ứng xung kim hữu hạn

Hình 2.8. Quá trình giải điều chế vuông góc số

51

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Tín hiệu IF số (được tạo ra bằng cách lấy mẫu tín hiệu IF băng thông tại tốc độ lấy mẫu fs) được trộn với bộ dao động vuông góc (NCO: Numerical Controlled Oscillator: bộ dao động điều khiển số) tại tần số chính xác bằng fs/4. Điều này đạt được bằng cách nhân các mẫu IF số với các chuỗi tuần hoàn: [1,0,-1,0] đối với kênh thực và [0,-1,0,-1] đối với kênh ảo. Sau đó các luồng I và Q băng gốc được lọc bằng các bộ lọc FIR (Finite Impulse Response) băng thông để tạo nên các tín hiệu băng gốc số yêu cầu. Sau đó các tín hiệu này được đưa đến quá trình xử lý tiếp theo (giải điều chế chẳng hạn). Trong thực tế trộn phức và quá trình lọc FIR được kết hợp (hình 2.9). Trong kiến trúc này, hai bộ lọc giống nhau được sử dụng trong đó trộn được thực hiện sao cho đối với phần thực chỉ các hệ số chẵn được sử dụng còn đối với phần ảo chỉ hệ số lẻ được sử dụng. Dấu cho các hệ số cùng với trễ đồng hồ kép cũng được thể hiện trên hình vẽ. lưu ý rằng trong cấu trúc này, số các hệ số của bộ lọc FIR là bội số của 4. Z-2 +a0

-a2

Z-2

Z-2 +a4

-a6

Z-2 -a4N-2

IDBB

QDBB

-a3

-a1 Z-2

Z-2

+a7 Z-2

+a4N-1 Z-2

Hình 2.9. Quá trình trộn và lọc FIR kết hợp cđể chuyển đổi trung tần số đến băng gốc phức. . 2.3.3. Thiết kế máy thu đa sóng mang Khái niệm máy thu đa sóng mang là mở rộng của máy thu IF số được cho trên hình 2.10. Trong trường hợp này nhiều biến đổi hạ tần vuông góc đựơc thực hiện trong miền số bằng cách sử dụng các bộ dao động được điều khiển bằng số (NCO: Numerically Controlled Oscillator). Độ chọn lọc kênh được đảm bảo bằng cách sử dụng lọc thông thấp số cho các tín hiệu I và Q, kết quả độ chọn lọc nhận được có thể rất tốt. Giải pháp cho máy thu đa sóng mang này (cho BTS mạng tổ ong) có ưu điểm rất lớn như tiết kiệm đáng kể phần cứng vô tuyến so với giải pháp sử dụng nhiều máy thu riêng lẻ.

52

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bộ K/Đ IF tuyến tính

Bộ lọc chống xuyên âm ADC

Bộ lọc chọn băng

LNA

Bộ lọc IF đa kênh

Bộ tổng hợp băng hay nhóm kênh

Bộ khuếch đại băng gốc

Bộ tổng hợp cố định

DSP

o 90o 0

o 90o 0

NCO 1

NCO 2

Xử lý băng gốc

Đầu ra thoại/số liệu kênh 1

o 90o 0

Các bộ lọc thông thấp chọn kênh

Xử lý băng gốc

Đầu ra thoại/số liệu kênh 2

NCO N

Xử lý băng gốc

Đầu ra thoại/số liệu kênh N

Hình 2.10. Kiến trúc máy thu đa kênh được xây dựng dựa trên IF số 2.4. MÁY THU BIẾN ĐỔI TRỰC TIẾP (ZERO-IF) 2.4.1. Cấu trúc máy thu biến đổi trực tiếp Ưu điểm của các máy thu heterodyne là thể hiện các đặc tính độ chọn lọc và độ nhạy rất tốt, nhưng có nhược điểm là không thể tích hợp hoàn tòan nguyên khối. Các máy thu heterodyne đã được sử dụng gần như trong tất cả các ứng dụng vô tuyến cho đến khi xuất hiện các máy thu không biến đổi RF vào IF, các máy thu này thường được gọi là các máy thu biến đổi trực tiếp (DCR: DirectConversion Receiver) hay máy thu đồng tần (Homodyne Receiver) hay máy thu trung tần không ( Zero-IF) . Các máy thu này cho phép khắc phục nhựơc điểm không thể tích hợp toàn nguyên của máy thu đổi ngoại sai bằng cách biến đổi trực tiếp tín hiệu RF vào băng gốc. Các máy thu DCR thực hiện biến đổi hạ tần một lần được Colebrook đề xuất lần đầu vào năm 1924. Ông cũng là người đầu tiên sử dụng thuật ngữ homodyne để mô tả khái niệm biến đổi tần một lần mặc dù khái niệm này khác với các máy thu biến đổi trực tiếp hiện đại, trong đó máy thu 53

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

homodyne thực thụ rút ra LO (dao động nội) của nó trực tiếp từ máy phát hay từ tự dao động của thiết bị tích cực và không sử dụng bộ dao động riêng. Hầu hết các máy thu biến đổi một lần hiện nay cho SDR (Software Defined Radio: vô tuyền được định nghĩa bằng phần mềm) hoặc cho yêu cầu ứng dụng thông tin khác đều sử dụng bộ dao động nội tách riêng và điều chỉnh nó để đạt đựơc kênh cần thiết Hình 2.11 cho thấy cấu trúc của máy thu biến đổi trực tiêp Zero-IF cho cả hoạt động đơn sóng mang lẫn đa sóng mang. Trên hình này biến đổi trực tiếp hay hay Zero-IF được sử dụng bằng cách biến đổi hạ tần vuông góc (I/Q) trực hiếp RF xuống băng gốc. Nguyên lý của máy thu này như sau. Trước hết tín hiệu được khuếch đại tại LNA. Sau đó được biến đổi trực tiếp vào băng gốc thậm chí vào DC (Direct Current: dòng một chiều). Khi tần số cuả các tín hiệu RF và LO bằng nhau, máy thu làm việc như bộ tách sóng pha. Khi này LO sẽ chuyển đổi tâm của kênh mong muốn vào 0 Hz và nửa âm của kênh trên nửa trục tần số âm trở thành ảnh của nửa dương của kênh tại nửa trục tần số dương. Iin

Iout Bộ lọc chọn băng/ bộ lọc song công

Các bộ lọc thông thấp (LPF)

LNA

900

Qout

Bộ giải điều chế I/Q

DC

Qin

LO

Hình 2.11. Cấu trúc của máy thu biến đổi trực tiếp Zero-IF Các máy thu biến đổi trực tiếp có các ưu điểm sau:  Chọn lọc kênh. Việc sử dụng các bộ lọc số cho phép thực hiện các bộ lọc chọn kênh tốt hơn so với trường hợp thực hiện trong phần cứng tại IF  Tần số ảnh gương nằm ngoài băng vì thế giảm đáng kể loại bỏ ảnh gương yêu cầu dựa trên cân bằng khuếch đại và pha của bộ giải điều chế I/Q. Có thể vào khoảng 30-40 dB cho hầu hết các hệ thống.  Đòi hỏi ít phần tử hơn, ít phức tạp hơn: không cần bộ lọc IF, chỉ cần một bộ dao động nội, vì thế giảm giá thành, không gian, giảm tiêu thụ

54

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

nguồn và mở ra khả năng tăng mức độ tích hợp và đạt đựơc giải pháp đơn khối. Tuy nhiên kỹ thuật thu này cũng dẫn đến một số thách thức cần giải quyết như:  Đòi hỏi mạng I/Q vuông góc chính xác cao để sử dụng cho băng rộng và yêu cầu không cần điều chỉnh hay cài đặt dẫn đến hạn chế số lượng các phần tử tích hợp  Dịch DC suất hiện tại tâm của kênh băng gốc trong các nhánh I và Q và mức dịch này thường là khá cao so với tín hiệu cần giải điều chế. Điều này làm giảm đáng kể độ nhạy máy thu.  Phát xạ. Vì tần số dao động nội xuất hiện tại tần số kênh mong muốn và cách ly giữa bộ dao động nội và anten không cao dẫn đến các mức tín hiệu LO cao có thể phát xạ vào không gian và đóng góp thêm vào dịch DC  Tạp âm. Sử dụng IF băng tần gốc dẫn đến xuất hiện tạp âm tần số thấp tại tâm của kênh (1/f noise); đòi mức tạp âm này không quá lớn so với tín hiệu mong muốn  Điều chế giao thoa bậc hai . Méo bậc hai (hay hài bậc hai) trong LNA hay các bộ trộn có thể dẫn đến xuất hiện các mức méo bậc hai khá lớn tại DC và xung quang DC. 2.4.2. Các vấn đề về dịch DC Hiệu ứng dịch DC tại các tín hiệu I và Q băng gốc dẫn đến dịch chùm tín hiệu gốc. Điều này có thể dẫn đến giảm cấp BER vì giải thuật giải điều chế trong máy thu sẽ tìm kiếm nhầm các điểm của chùm tín hiệu tại các vị trí sai, Điều này cũng có thể dẫn đến bão hòa các bộ ADC (hay các bộ khuếch đại) và giảm đáng kể dải động của máy thu. Đối với hầu hết các tín hiệu số, không thể sử dụng bộ lọc thông cao trong các nhánh I và Q để lọc bỏ các dịch DC mà không lọc bỏ mất một phần năng lượng tín hiệu hữu ích. Vì thế dịch DC phải được loại bỏ bằng các biện pháp khác ngay tại nơi nó xuất hiện Tồn tại một số nguồn gây ra các dịch DC trong máy thu biến đổi trực tiếp.Các nguồn này có thể được chia thành: các nguồn lỗi DC tĩnh và các nguồn lỗi DC động. Các nguồn lỗi DC chinh xẩy ra do rò tín hiệu LO vào cửa RF của bộ trộn và tín hiệu truyền lan phản xạ từ các phần tử đầu thu của máy thu và quay trở lại bộ trộn, tại đây nó trộn với chính mình thành phần một chiều. Các nguồn lỗi DC động xẩy ra do sự bù trừ không tương xứng các hiệu ứng thay đổi theo thời gian trong môi trường máy thu. Thí dụ của các nguồn thứ hai là: 1. Các phản xạ địa phương của LO máy thu: các phản xạ này đựơc anten máy thu phát xạ lại sau đó được máy thu thu lại và được biến đổi hạ tần vào băng gốc 2. Sự tăng nhanh của cường độ tín hiệu gây ra do phading Rayleigh làm cho mạch AGC không bám kịp. Dẫn đến máy thu bị quá tải trong một 55

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

thời gian ngắn và thành phần bậc hai (và các thành phần bậc chẵn khác) gây ra do đặc tính phi tuyến dẫn đến tín hiệu DC Trong số các thách thức này là độ ổn định của LO luôn là vấn đề chính cho đến khi phát triển được các bộ tổng hợp vòng khóa pha (PLL: Phase-Locked Loop Synthesizer). Các dịch DC được khuếch đại bởi các tầng băng gốc tiếp sau và có thể dẫn đến bão hòa máy thu. Dịch có thể khá lớn so với tín hiệu mong muốn và điều này dẫn đến thu hẹp dải động của các mạch điện tử vì các thành phần tích cực có thể dễ ràng bị bão hòa hơn trong trường hợp dịch bằng không. Chẳng hạn nếu bộ trộn được điều khiển bởi LO bằng 10dBm và cách ly giữa RF/LO bằng 40dB. Trong trường hợp này dịch có lên đến -30dBm hay vào khoảng 2mv. Trong trường hợp độ nhạy cao, dịch này có thể là giá trị lớn (đây là mức tín hiệu tại đầu ra của bộ trộn, sau đó còn vài tầng khuếch đại!). Hình 2.12 cho thấy các đường rò rỉ tiềm năng chính là các nguồn dịch DC trong máy thu biến đổi trực tiếp. Ta có thể tổng kết các đường rò này như sau: 1. Rò tại chỗ và xung quanh các bộ trộn biến đổi hạ tần chẳng hạn do cách ly LORF không tốt tại bộ trộn. Mức dịch DC trong trường hợp này thường khá không đổi trên toàn bộ băng công tác (trừ phi băng này quá lớn) 2. Các phản xạ địa phương của máy thu. LO truyền ngược qua tầng đầu máy thu, phát xạ vào không gian qua anten, phản xạ từ các vật thể ở gần và quay trở lại vào máy thu (hình 2.13) 3. Rò trực tiếp vào đầu vào máy thu. Nguyên nhân có thể là do phát xạ LO từ hộp khối LO sau đó an ten thu thu lại rồi phát xạ trên mạch in máy thu. Mức dịch DC trong trường hợp này thường thay đổi (đôi khi khá lớn) trên băng tần công tác. Lý do là dịch pha thay đổi theo tần số (trễ) khi sóng truyền lan qua các phần tử khác nhau gữa các đầu RF và bộ trộn. Tại một số tần số, dịch pha này là 900 vì thế tạo ra điện áp DC bằng không tại đầu ra bộ trộn (đối với hầu hết các kiểu bộ trộn). Tại các tần số khác, dịch pha gần bằng 0o vì thế tạo ra điện áp DC cực đại tại đầu ra của bộ trộn. 4. Rò LO vào đầu vào LNA do phát xạ từ/đến các đường nối của tấm mạch in. Trong trường hợp này mức dịch DC cũng thường thay đổi trên băng tần công tác.

56

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 2 Iout 1 3

4 LNA

5

0o in 900

LO Bộ lọc chọn băng/ bộ lọc song công

1 Qout Bộ giải điều chế I/Q

Hình 2.12. Các đường rò LO trong máy thu biến đổi trực tiếp

Bộ lọc chọn băng

Bộ lọc thông thấp

LNA

DC

LO

Hình 2.13. Rò tín hiệu LO do phản xạ địa phương Để giảm thiểu các rò rỉ nói trên cần bọc kim và sắp xếp các phần tử một các cẩn thận, nhưng thường không thể hoàn toàn loại bỏ chúng. Tồn tại rất nhiều giải pháp giải quyết vấn đề dịch DC gây ra do tự trộn của tín hiệu LO thu được tại các điểm khác nhau trong máy thu DCR;  Thay đổi tần số. Đảm bảo rằng VCO của bộ dao động nội không làm việc tại (hoặc gần tần số của kênh thu (hình 2.14)

57

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

 Ghép điện dung (hình 2.15). Mặc dù ghép điện dung có thể loại bỏ phần nào năng lượng tín hiệu mong muốn trong nhiều hệ thống, nhưng có thể chấp nhận đựơc trong trường hợp không có quá nhiều năng lượng tập trung xung quanh tần số trung tâm của tín hiệu. Đối với các hệ thống CDMA có thể áp dụng giải pháp này mà không làm giảm đáng kể tỷ số tín hiệu trên tạp âm  Hiệu chỉnh DC. Trong trường hợp không thể sử dụng ghép điện dung, có thể sử dụng phương pháp hiệu chỉnh DC của hệ thống và đưa vào hệ thống một lượng DC hợp lý (hay sóng mang) để loại bỏ dịch DC.

58

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Chia tần Iout

LNA

LO xN

0o in 900

fVCO=fRx/N

Bộ lọc chọn băng/ bộ lọc song công

Qout

b) Định thang Iout

LNA

LO

Bộ đinh thang m/n

in 900

fVCO=fRx´(n/m)

Bộ lọc chọn băng/ bộ lọc song công

0o

Qout

c) Dịch tần Iout

LNA

LO

Bộ định thang

0o in

Bộ lọc chọn băng/ bộ lọc song công

900

fVCO=fRx±foffset

Qout Bộ dao động cố định

foffset

Hình 2.14. Các giải pháp thay đổi tần số để loại rò tín hiệu tại tần số thu: a) chia tần, b) định thang, c) dịch tần

59

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Iout

LO

LNA

0o in 900

Bộ lọc chọn băng/ bộ lọc song công

Qout

Hinh 2.15. Ghép điện dung trên các đường I và Q dể loại bỏ các dịch DC không mong muốn Hình 2.16 cho thấy sử dụng giải pháp hiệu chỉnh và loại bỏ DC. Hoạt động hiệu chỉnh đựơc thực hiện trực tiếp dựa trên các quá trình lấy mẫu và giữ ngay sau ADC. Sau đó giá trị trung bình đựơc đưa lên các bộ DAC (Digital to Analog Converter: bộ biến đổi số vào tương tự) tốc độ thấp. Các giá trị đầu ra của các bộ biến đổi DAC trừ đi các giá trị DC yêu cầu tại các đầu ra của bộ giải điều chế I/Q. DAC

Iout

LNA

LO

0o

ADC

Bộ khuếch đại tổng

xử lý của máy thu số

in Bộ lọc chọn băng/ bộ lọc song công

Fvco=fRx

S/H

900 Bộ khuếch đại tổng Qout

ADC

S/H

DAC ADC: Analog to Digital Converter: bộ biến đổi tương tự thành số DAC: Digital to Analog Converter: bộ biến đổi số thành tương tự S/H: Sampling/Hold: lấy mẫu/giữ

Hình 2.16. Hiệu chỉnh DC để loại bỏ dịch trong máy thu DCR. Nhược điểm chính của sơ đồ hiệu chỉnh DC là không thể bù trừ thích hợp các dịch DC động (trừ phi các hiệu ứng động chậm và tốc độ cấp nhật hiệu chỉnh nhanh). Kiểu dịch động này phải bị loại bỏ hoặc bằng ghép điện dung (như đã xét ở trên) hoặc phải sử dụng sơ đồ điều khiển phản hồi liên tục theo thời gian. Thí dụ của sơ đồ kiểu này là vòng servo kín.

60

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hình 2.17 cho thấy cải tiến của hệ thống trên hình 2.16 để cung cấp điều khiển servo thời gian thực cho quá trình lọai bỏ dịch DC. Trong trường hợp này quá trình lấy mẫu và giữ trên hình 2.16 được thay thế bằng một bộ tích phân. Hoạt động của bộ tích phân này là tăng (giảm) từng nấc theo chiều dịch DC (tăng thêm một giá trị đầu ra dương đối với một giá trị đầu vào dương và ngược lại) cho đến khi đầu ra DAC đủ lớn để trừ được dịch kênh. Hai vòng (cho hai kênh I và Q) hoạt động độc lập, vì các giá trị DC trong hai kênh độc lập.

DAC

Iout ADC

LNA

LO

0o

Bộ khuếch đại tổng

xử lý của máy thu số

in Fvco=fRx

900

Bộ lọc chọn băng/ bộ lọc song công

S/H

Bộ khuếch đại tổng Qout ADC

S/H

DAC

Hình 2.17. Sử dụng vòng điều khiển servo để lọai bỏ các dịch DC trong các đầu ra băng gốc I và Q của máy thu DCR. Nhược điểm chính của kỹ thuật này là băng thông vòng của hệ thống hữu hạn dẫn đến giảm cấp phần nào tỷ số tín hiệu trên tạp âm của máy thu do lọai bỏ một phần năng lượng tín hiệu xung quanh DC. Xét về mặt này, kỹ thuật này có cùng nhược điểm như ghép điện dung đã xét ở trên, mặc dù giá trị ghép điện dung hiệu dụng nhận được lớn hơn nhiều so với mọi điện dung nhỏ vật lý nhậy cảm có thể đạt được. 2.4.3. Không phối hợp giữa hai nhánh I và Q Một vấn đề khác của máy thu biến đổi trực tiếp hay đúng hơn là của bộ trộn I/Q là sự không phối hợp giưã hai nhánh I và Q. Giả thiết sự không phối hợp biên độ là  và pha là  (hình 2.17), ta có thể ước tính sai lỗi gây ra do sự mất phối hợp như sau:

61

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

E IQ 

S ideal  S miss  1       2 S ideal 2 

(2.5)

Đối với các giá trị điển hình   0.3 và   0.3 thì sai lỗi là 1,5.10-3. Hậu quả là LO đòi hỏi các đầu ra I và Q (vuông góc và đồng pha) có sai lỗi biên và pha thấp. Đây là yêu cầu rất khó đạt được tại các tần số cao.

Iout

VRFcos(wt) Các bộ lọc thông thấp (LPF)

900

VRF (1+e)cos(wt+q)

Bộ giải điều chế I/Q

DC

Qout

LO

Hình 2.17. Sai lỗi do không phối hợp giữa hai nhánh I và Q. Tồn tại nhiều cơ chế khắc phục các lỗi vuông góc. Trong bộ biến đổi hạ tần vuông góc tương tự luôn có lỗi biên và pha nhỏ. Các lỗi này có hai thành phần: tĩnh (không thay đổi theo tần số) và thay đổi theo tần số. Nếu không được bù trừ, các lỗi này sẽ gây ra tín hiệu ảnh trong băng không mong muốn hay lỗi vectơ tín hiệu (tùy thuộc cách xem xét vấn đề). Trong trường hợp thành phần tĩnh, có thể bù trữ lỗi này bằng cách làm méo trước các tín hiệu I và Q hoặc bên trong trong DSP hay bên ngoài trong phần cứng tương tự. Trong cả hai trường hợp dạng bù trừ yêu cầu được cho trên hình 2.18.

62

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

KI1

I

I’

KI2

Các tín hiệu đầu ra vuông góc được bù trừ KQ2

Q’

KQ1

Q

Q

Q’

I I I’

Các tín hiệu đầu vào

Các tín hiệu đầu ra

Hình 2.18. Bù trừ sai lỗi khuếch đại và pha trong bộ biến đổi hạ tần vuông góc 2.4.4. Tạp âm 1/f Ngoài ra các ảnh hưởng giảm cấp nói trên, tạp âm 1/f (tạp âm nhấp nháy) xuất hiên ngay sau biến đổi ha tần làm giảm cấp mạnh độ nhạy nhất là các kênh băng hẹp. Thuật ngữ tạp âm 1/f bắt nguồn từ mật độ phổ tạp âm được xác định như sau: S n (f ) 

kn 2 V [W/Hz] f

(2.6)

Trong đó kn là hằng số, f là tần số còn  có giá trị nằm trong khỏang từ 0,8 đến 1,4. Thông thường  được xấp xỉ hóa bằng 1, khi này: S n (f ) 

kn 2 V [W / Hz] f

(2.7)

Khi này điện áp tạp âm trung bình bình phương trong dải tần từ f1 đến f2 được xác định như sau: f2

e  2 f

f1

kn df  k n ln f 2 / f1 V 2 f

(2.8)

63

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong một máy thu có thể xác định được một tần số f  mà tại đó tạp âm nhấp nháy bằng sàn tạp âm nhiệt của máy thu nối tầng. Điều này được minh họa trên hình 2.17 và thay đổi phụ thuộc vào xử lý bán dẫn và công nghệ thiết bị được sử dụng. Chẳng hạn trong xử lý BiCMOS nó nằm trong dải 48kHz còn đối với thiết bị MOSFET nó vào khoảng 1MHz. Tín hiệu CDMA (rộng 615 MHz tại băng gốc)

n(f)

Tạp âm nhấp nháy Tín hiệu GSM (rộng 100 kHz tại băng gốc) Sàn tạp âm nối tầng

fa

f1

f2

Tần số

Hình 2.17. Ảnh hưởng của tạp âm 1/f bắt nguồn từ một bộ trộn tần số trong máy thu DCR. Trong máy thu biến đổi trực tiếp, IF nằm tại băng gốc và kéo dài đến DC, vì thế tạp âm 1/f trở thành một vấn đề tiềm tàng trong các bộ trộn hạ tần và cả trong mọi khuếch đại băng gốc. Tạp âm nền đầu ra bộ trộn bao gồm cả các ảnh hưởng của tạp âm 1/f có thể được tính toán như sau: n  n 0  f2  f1   f ln  f2 / f1  V 2

(2.9)

Trong đó n0 là sàn tạp âm quy đổi đầu vào tại bộ biến đổi hạ tần, tín hiệu băng thông có phổ băng gốc được xác định bởi f1 và f2, và f được xác định như trên. 2.4.5. Méo bậc Cuối cùng méo bậc tuy không đóng góp vào dịch DC, nhưng nó cũng là nguồn giảm cấp độ nhạy do điều chế giao thoa gây ra bởi các nguồn nhiễu ở rất gần có sản phẩm điều chế giao thoa bậc hai rơi vào băng. Méo bậc hai hay còn gọi là IMD2 (Second Order Intermodulation Distortion: méo điều chế giao thoa bậc hai) trong máy thu DCR có thể gây ra các tín hiệu chặn hoặc phá làm giảm cấp tỷ số tín hiệu trên tạp âm của máy thu. Giả sử tín hiệu hàm sin sau: 64

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Vin(t) = Acost

(2.10)

được đưa vào máy thu có hàm truyền đạt chứa phi tuyến bậc hai như sau: Vout(t)=a1Vin(t)+a2Vin(t)2

(2.11)

tín hiệu đầu ra có dạng : A 2a2 A 2a2 Vout(t)=Aa1cost+  Aa1cos(t)  cos(2t) 2 2

(2.12)

Tín hiệu này chứa ngoài tín hiệu mong muốn còn có thêm thành phần một chiều và thành phần bậc hai. Nếu tín hiệu đầu vào là một nhiễu phá liên tục thì thành phần một chiều có thể làm trầm trọng hơn vấn đề dịch một chiều đã xét ở trên. Nếu đây là một tín hiệu được điều chế, nó sẽ tạo ra phổ xung quang DC và thể hiện ở dạng tạp âm hay nhiễu đối với tín hiệu thu mong muốn dẫn đến giảm SNR (hình 2.18).

65

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Nhiễu và tín hiệu mong muốn là một sóng mang liên tục Nhiễu Nhiễu tại DC

Mong muốn

fW

fI

fW

fI

2fW

2fI

fW

fI

2fW

2fI

Phi tuyến bậc hai b) Nhiễu và tín hiệu mong muốn được điều chế Nhiễu

Mong muốn

fI fW fW: tần số sóng mang tín hiệu mong muốn fI: tần số sóng mang tín hiệu nhiễu

Đường bao nhiễu tại DC

Hình 2.18. Méo bậc hai và ảnh hưởng của các tín hiệu nhiễu: a) liên tục (CW) và b) nhiễu đựơc điều chế. Trong trường hợp máy cầm tay WCDMA, rò tín hiệu phát vào máy thu được coi là yêu cầu quan trọng. Hình 2.19 cho thấy ảnh hưởng của méo bậc hai trong máy thu DCR do rò tín hiệu phát vào đầu vào máy thu.

66

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Tx Từ bộ biến đổi nâng tần của máy phát Khuếch đại công suất máy phát Rx Iout

LNA

Đường bao Rx tại DC

LO

0o

Đường bao Tx tại DC

in 0

90

Bộ lọc song công

Qout Rx

Tx

Tx: tín hiệu phát, Rx: tín hiệu thu

Hình 2.19. Ảnh hưởng méo bậc hai lên máy thu DCR do rò tín hiệu phát Điểm cắt bậc hai (IP2: Second Order Intercept Point) của một hệ thống máy thu DCR là một thông số quan trọng. Nó cho đánh méo tính phi tuyến bậc hai (IMD2) và hỗ trợ định lượng độ nhạy cảm của máy thu đối với các tín hiệu nhiễu. Điểm cắp bậc hai đựơc định nghĩa là điểm mà tại đó các thành phần hai bậc hai và cơ bản có cùng một mức (hình 2.20 ). IP2 có thể được đánh giá bằng công suất đầu vào (IIP2: Input IP2) hoặc đầu ra OIP2 (Output IP2) trong đó thường IIP2 đựơc sử dụng. Nếu giả thiết là điện trở hệ thống bằng 50 Ôm thì IIP2 trên hình vẽ 2.20 bằng 27dBm

67

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Điện áp 200 đầu ra [v] 100 50

20 10

Th

h àn

ph

ầ

ơ nc

5

à Th

2 1 0,5

nh

ầ ph

1

nh

bả

ài

Điểm cắt bậc 2

n

c bậ

ha

i

2 3 Điện áp đầu vào [v]

5

10

Hình 2.20. Định nghĩa điểm cắt bậc hai của máy thu phi tuyến . Để xét ảnh hưởng rò tín hiệu phát vào máy thu, ta xét công suất tạp âm cực đại cho phép trong máy thu WCDMA. Công suất này được tính dựa trên tỷ số tín hiệu trên tạp âm nhận được từ mô phỏng như sau: SNR req  M IM GC



Esmin P /R P G  min  min s N0max Nmax / R c Nmax

(2.13)

Trong đó SNRreq là tỷ số tín hiệu trên tạp âm nhận được từ mô phỏng cho kênh thoại, MIM là dự trữ cho thực hiện máy thu nao gồm cả cho giảm cấp do rò TX và RX, GC là độ lợi mã hóa sửa lối, Esmin năng lượng ký hiệu thu tối thiểu. Nomax và Nmax là mật độ phổ công suất và công suất tạp âm cực đại mà ở đó còn đảm bảo các yêu cầu BER=10-3, Pmin là công suất thu tối thiểu hay còn gọi là độ nhạy tham chuẩn. Rc là tốc độ chip bằng 3,84Mchip/s đối với WCDMA và Rs là tốc độ ký hiệu bằng 30kps đối với kênh thoại tốc độ 12,2 kbps, Gs Gs=Rc/Rs là hệ số trải phổ. Từ phương trình (2.13) ta rút ra công suất tạp âm máy thu cho phép cực đại: Nmax [dBm]  Pmin [dBm]  G s [dBs]  SNR req [dB]  G C[dB]  M IM [dB] (2.14)

Trong đó Pmin là độ nhạy tham chuẩn của máy thu đựơc ký hiệu là REFSENS (Reference Sensitivity), SNRreq là tỷ số tín hiệu trên tạp âm yêu cầu đựơc xác định từ mô phỏng, MIM là dự trữ thực hiện máy thu, GC là độ lợi mã hóa kênh.

68

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đối với kênh thoại Rs=30ksps, Gs=10lg(3,84.106/30.103)=10lg128= 21 dB, ta có thể viết lại công thức trên như sau: Nmax[dB] = REFSENS[dBm]+21dB-SNRreq[dB]+GC(dB)-MIM[dB] (2.15) Thay REFSENS=-117dBm (xem bảng 4.7 chương 4), SNRreq=10 dB, GC cho mã xoắn tỷ lệ 1/3 độ dài hạn chế 9 bằng 9dB, ta được: Nmax[dBm]= -117dBm+21dB-10dB+9dB-2,5dB=-99,5dBm

(2.16)

Hệ số tạp âm cực đại cho phép được tính như sau: NFmax=Nmax-10lg(kT)-10lgB = -99,5dBm-174dbm/Hz-10lg(3,84.106)dBHz = 8,5dB Giả sử chỉ có hai nguồn gây ra tạp âm: Nt là công suất tạp âm nhiệt và Nleak là công suất tạp âm méo bậc hai do rò phát và Dleak là thừa số giảm cấp do rò máy phát, thì: Nmax= Nt + NTX leak =N t .Dleak, Nmax=Nt+Dleak [dBm], NTxleak=Nt, NTxleak=Nt+ [dB],  [dB] = 10lg 10D /10  1 leak

(2.17) (2.18)

Nếu cho phép giảm cấp do rò từ máy phát Dleak= 0,5dB và bằng dự trữ cho méo bậc hai, ta có: Nt= -99,5dBm-0,5 dB=-100 dBm  [dB]= 10lg 100,5/10  1 = -9dB và công suất tạp âm do rò Tx cho phép là: NTxleak= Nt+= -100 dBm -9dB= -109 dBm (2.19) Nếu giả thiết công suất máy phát là 23dBm (máy cầm tay WCDMA), nếu coi rằng cách ly Tx-Rx là 54dB, thì công suât rò từ máy phát vào máy thu là: Pleak=23- 54= -31dBm. Khi này dải động yêu cầu của máy thu sẽ là: PDR= -31 –(-109)= 78 dB

(2.20)

Và điểm cắt bậc hai đầu vào yêu cầu sẽ là: IIP2= Pleak + PDR= -31+ 78=47 dBm

(2.21)

69

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong tính tóan ước tính ban dầu của IIP2 nói trên ta chưa xét đến chuỗi lọc để loại bỏ một phần các sản phẩm bậc hai. Các lọc này bao gồm ghép điện dung để chặn các thành phần một chiều và các bộ lọc kênh để loại bỏ một số thành phần bậc cao. Công suất (dBm) Điểm cắt bậc 2 (IIP2)

47

78

Công suất nhiễu rò Pleak

-31,00 78 Dải động máy thu yêu cầu -99,5 -100

Nmax

Dleak=-0,5

Nt

D=-10 -109

-117,00

Công suất tạp âm IP2 (không lọc) do rò Tx: Nleak

REFSENS (Pmin)

Hình 2.21. Rút ra yêu cầu IP2 trong máy thu biến đổi trực tiếp 2.4.6. Các yêu cầu điều khiển bộ khuếch đại Không có lọc kênh trước băng gốc trong máy thu biến đổi trực tiếp, làm cho ứng dụng và thiết kế hệ thống AGC (điều khiển khuếch đại tự động) của máy thu trở nên phức tạp hơn nhiều so với các máy thu ngoại sai. Thông thường nhiều vị trí được sử dụng để áp dụng điều khiển khuếch đại (hình 2.22). Sau khi đã chọn chính xác các vị trí này, dải điều khiển áp dụng tại từng điểm sẽ phụ thuộc vào ứng dụng, nhất là việc máy thu được thiết kế cho đơn sóng mang (chẳng hạn may cầm tay) hay đa sóng mang (chẳng hạn trạm gốc). Hệ thống AGC trước hết được thiết kế để sử dụng tối ưu dải động của có thể có của ADC và ngăn bão hòa của mọi tầng khuếch đại và trộn. Trong máy cầm tay (thông thường đựợc tích hợp), AGC có thể áp dụng tốt tại từng vị tri như trên hình 2.21 và có thể cho cả các bộ trộn hạ tần. Trong các trường hợp này, nhiệm vụ của AGC là duy trì mức tín hiệu cực đại nhưng đồng thời tránh bão hóa các đỉnh tín hiệu. Nếu xẩy ra, các bão hòa này sẽ giảm cấp đáng kể BER (hay SNR) hệ thống.

70

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bộ lọc thông thấp

LNA

LO

Đến ADC kênh I

0o in 900

Bộ lọc chọn băng/ bộ lọc song công Bộ lọc thông thấp

Đến ADC kênh Q

AGC

Hình 2.21. Vị trí các điểm có thể đặt các phần tử điều khiển khuếch đại trong máy thu biến đổi trực tiếp 2.4.7. Máy thu biến đổi trực tiếp sử dụng cả băng gốc và IF số Kiến trúc máy thu trong trường hợp này đựơc cho trên hình 2.22. Tín hiệu đầu vào sau khi được lọc băng thông và khuếch đại tạp âm nhỏ được biến đổi trực tiếp vào băng gốc. Tín hiệu băng gốc vuông góc nhận được sau đó được lọc thông thấp để xác định kênh và băng thông con mong nuốn trước khi biến đổi nâng tần vuông góc đến một trung tần (IF) phù hợp. IF này được chọn để phù hợp với bộ biến đổi A/D tiêu thụ công suất thấp và giá rẻ, vì nó đã được lọc băng bởi bộ lọc thông thấp băng gốc ngay sau biến đổi hạ tần. Khi này tín hiệu IF nhận đựơc có thể được biến đổi hạ tần với độ chính xác cao bằng bộ biến đổi hạ tần số trong khối xử lý máy thu số. Lợi ích đâu tiên của kiến trúc này là nó cho phép chọn lựa một IF phù hợp cho việc sử dụng các ADC công suất thấp trong các đầu cuối cầm tay. Ngoài ra nó cũng đòi hỏi một ADC duy nhất trong khi máy thu biến đổi trực tiếp cần hai ADC.

71

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bộ lọc số Đến xử lý kênh I

LNA

Bộ lọc thông thấp

o

0

in

in

Bộ lọc chọn băng/ bộ lọc song công

900

0o

0o ADC

900

in 900

Bộ biến đổi A/D

Bộ giải điều chế vuông góc

Bộ lọc thông thấp

Bộ dao động nội thứ nhất

Bộ biến đổi nâng tần

NCO

Đến xử lý kênh Q Bộ giải điều chế Bộ lọc số vuông góc số Khối xử

lý số của máy thu

Bộ dao động nội thứ hai

NCO: Numerically Controlled Oscillator: Bộ dao động điều khiển bằng số

Hình 2.22. Máy thu biến đổi trực tiếp sử dụng cả trung tần băng gốc tương tự và trung tần số 2.5. THỰC HIỆN MÁY THU SỐ Có nhiều lựa chọn khi thiết kế một máy thu số. Các lựa chọn này bao gồm: sử dụng lấy mẫu trên tần dể đạt được sàn tạp âm thấp hơn so với độ phân giải của bộ biến dổi được chọn và sử dụng lấy mẫu dưới tần như là một phương pháp biến đổi hạ tần. Các kỹ thuật nói trên cùng với nhiều cơ chế mới có thể bổ sung thêm các quy định nhiễu giả và tạp âm làm cho việc thiết kế một máy thu số khác với máy thu tương tự. 2.5.1. Biến đổi tần số sử dụng lấy mẫu dưới tần (Undersamling) Lấy mẫu dưới tần là quá trình lấy mẫu một tín hiệu tại tần số thấp hơn nhiều so với một phần tư tốc độ Nyquist (thấp hơn nhiều so với một phần hai tần số tín hiệu). Nếu tần số tín hiệu, chẳng hạn là 100 MHz, thì yêu cầu tối thiểu của tần số lấy mẫu (tốc độ lấy mẫu Nyquist) là 200 MHz (mặc dù trong thực tế bộ biến đổi đòi hỏi tốc độ này ít nhất bằng 250MHz). Tín hiệu sẽ được lấy mẫu dưới tần tại tốc độ lấy mẫu < 50MHz. Lấy mẫu dưới tần là một kỹ thuật quan trọng vì nó thực hiện hiệu quả chức năng trộn đối với tín hiệu đầu vào, biến đổi hạ tần tín hiệu này và đồng thời thực hiện lấy mẫu cần thiết (Psseudo Nyquist: giả Nyquist). Tín hiệu được biến đổi xuống băng tần gốc (xuyên băng) hoặc vùng Nyquist thứ nhất (phổ bao gồm nhiều vùng Nyquist có độ rộng bằng fs/2). Vùng Nyquist thứ nhất nằm từ DC đến fs/2 và được lấy mẫu dường như nó khởi nguồn từ một tín hiệu băng gốc. Có thể nói lấy mẫu dưới tần giống như biến đổi hạ tần. Khi một tín hiệu được lấy mẫu dưới tần, các tần số của nó sẽ được xuyên băng vào băng gốc hay miền Nyquist thứ nhất 72

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

giống như nó được biến đổi hạ tần nhờ trộn vào băng gốc. vì thế cần đảm bảo phương trình sau: fmaxBB= fIF mode fsfs/2 hay

B = fIF mode fsfs/2

(2.23)

Nếu fmaxBB>fs/2 phải điều chỉnh băng thông B đề được fmaxBB nằm trong miền Nyquist thứ nhất. Chẳng hạn nếu fIF= 70MHz và fs=13Msps thì fmaxBB= 70mod13= 5MHz13MHz/2=6,5MHz. Trái lại nếu fIF=100 MHz và fs=15Msps, thì 100mod15=10MHz>15/2=7,5MHz nên fmaxBB=15-10= 5MHz Quá trình xử lý xử lý xuyên băng này có thể gây ra đảo phổ, và cần xét đến điều này khi thiết kế xử lý tín hiệu băng gốc tiếp sau. Bắt đầu từ vùng Nyquist thứ hai các vùng phổ sẽ bị đảo xen kẽ (bảng 2.1). Bảng 2.1. Ảnh hưởng của lấy mẫu dưới tần lên tín hiệu đầu vào Vùng Nyquist của Dải tần của vùng Phổ bị đảo Chuyên đổi tần số tín hiệu đầu vào Thứ nhất DC-fs/2 Không Đầu vào Thứ hai fs/2-fs Có fs- Đầu vào Thứ ba fs-3fs/2 Không Đầu vào -fs Thứ tư 3fs/2-2fs Có 2fs- Đầu vào Thứ năm 2fs-5fs/2 Không Đầu vào -2fs Thứ sáu 5fs/2-3fs Có 3fs-2 Đầu vào Thứ bẩy 3fs-7fs/2 Không 2 Đầu vào -3fs 2.5.2. Độ lợi xử lý đạt đựơc khi sử dụng lấy mẫu trên tần Phần trên đã cho thấy các lợi ích khi sử dụng lấy mẫu thấp tần, Tất nhiện cũng có thể thực hiện lấy mẫu trên tần (lấy mẫu tại tốc độ lớn hơn yêu càu thỏa mãn tiêu chuần Nyquist). Mặc dù có vẻ như điều này là lãng phí, nhưng đây lại là một kỹ thuật cho phép cải thiện tỷ số tín hiệu trên tạp âm trong miền số. Cũng cần lưu ý rằng độ rộng băng của tín hiệu là rất quan trọng. Một tín hiệu có độ rộng băng 5MHz sẽ được lấy mẫu trên tần bởi mọi tốc độ lấy mẫu lớn hơn 10 Msps (Mega mẫu trên giây), mặc dù một bộ biến đổi thực tế thường cần một khoảng dự trữ cao hơn giá tri này (hiệu năng phù hợp sẽ chỉ đạt được đối với các độ rộng băng nhỏ hơn 0,4fs). Vì thế có thể lấy mẫu dưới tần và trên tần đồng thời, vì lấy mẫu trên tần được quy định theo các băng thông của tín hiệu còn lấy mẫu dưới tần theo tần theo tần số tuyệt đối của nó.

73

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Có thể đạt được độ lợi SNR trong miền số vì tạp âm có thể xẩy ra khi này bị trải rộng trên một băng tần rộng hơn. Lượng tạp âm thực tế (hay tạp âm tích hợp) trên toàn băng thông không thay đổi, tuy nhiên chúng trải rộng hơn và vì thế mật độ công suất phổ tạp âm giảm. Có thể lợi dụng sử giảm này bằng cách sử dụng bộ lọc số; tạp âm trong băng thông của bộ lọc số sẽ thấp hơn tạp âm tích hợp của tín hiệu gốc, vì thế đạt được cải thiện hiệu quả SNR. Cần nhấn mạnh rằng lọc xuyên âm rất quan trong trong việc ngăn chặn giảm cấp SNR. Ta thường nghĩ rằng bộ lọc IF chủ yêu chỉ để loại bỏ nhiễu giả để bảo vệ phổ tín hiệu hữu ích. Ta có thể thiết kế bộ lọc IF khá rộng để lọai nhiễu giả, nhưng vẫn cho tạp âm trong miền Nyquist thứ hai đi qua. Tạp âm này sẽ đi xuyên vào băng mong muốn (vùng Nyquist thứ nhất) và sẽ giảm SNR 3dB. Một bộ lọc chống xuyên âm tốt có thể cải thiện con số này. Giả thiết rằng tạp âm xuyên băng không phải là vấn đề, sàn tạp âm được xác định như sau: NC  1,8  6, 02N  10 lg  fs / 2  dBc / Hz

(2.23) Trong đó N là độ phân giải của bộ biến đổi (số bit). Như vậy cứ mỗi lần tăng tốc độ lấy mẫu lên hai lần, mật độ phổ công suất tạp âm giảm 3dB. Nếu một bộ lọc số được sử dụng để loại bỏ tạp âm xung quanh tín hiệu mong muốn, thì độ lợi xử lý đạt được bằng lấy mẫu trên tần đựơc xác định như sau:  2f  G SNR  10 lg  s  dB B   IF 

(2.24)

Phương trình trên giả thiết là bộ lọc có dạng ‘hòn gạch’ và trùng khít tín hiệu mong muốn. Trong trường hợp bộ lọc số cả hai giả định này rất gần với thực tế. 2.5.3. Loại bỏ các sản phẩm nhiễu giả của máy thu Trong nhiều thiết kế, có thể quy hoạch tốc độ lấy mẫu và vị trí phổ để đảm bảo rằng các hài của bộ biến đổi và bộ khuếch đại đệm không gây nhiễu đối với các tín hiệu mong muốn. Tất cả các bộ biến đổi đều tạo ra các hài và mức của chúng tăng, khi tín hiệu đầu vào càng gần hơn đến đỉnh của dải động. Trong khi không thể tránh được các hài, việc quy hoạch tần số cẩn thận có thể đảm bảo rằng chúng không phải là vấn đề. Một lần nữa, sử dụng lọc số gần hoàn hảo có thể giúp loại bỏ các tín hiệu không mong muốn nói trên và băng thông truyền dẫn mong muốn khả dụng cực đại. Các kỹ thuật này có thể được áp dụng cùng với lấy mẫu trên tần và quá trình này sẽ mở rộng hơn nữa các vùng phổ mà các hài có thể rơi vào nhưng vẫn đảm bảo hiệu năng máy thu.

74

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Lưu ý rằng hậu quả chủ yếu của méo phi tuyến bộ khuếch đại và bộ biến đổi (méo điều chế giao thoa) cần được xem xét cẩn thận vì đây là méo trong băng, Có thể loại bỏ các hậu quả này tốt hơn bằng lọc số (các tín hiệu xuất hiện xung quanh sóng mang, chứ không phải trên đỉnh). Tuy nhiên sẽ khó hơn khi số tín hiệu tăng. Dưới đây ta xét một kịch bản về quy hoạch tần số. Bộ biến đổi có tốc độ lấy mẫu cực đại là 80 Msps được sử dụng để lấy mẫu một tín hiệu có độ rộng băng là 10 MHz. Ta có thể xác định tần số trung tần IF để các hài bậc hai và ba nằm ngoài băng như trên hình 2.23. IF cần đựơc đặt giữa 10 MHz và 20 MHz (tần số trung tâm IF là 15 MHz). Trong trường hợp này, hài bậc hai sẽ nằm trong khoảng giữa 20 MHz và 40 MHz và hài bậc ba nằm trong khoảng giữa 30MHz và 60 MHz. Xuyên băng do lấy mẫu đối với hài bậc ba nằm trong vùng Nyquist thứ nhất (gữa 20MHz và 1/2fs= 40MHz). Như vậy trong dải từ 20 MHz đến 40 MHz hài bậc xuyên băng sẽ chồng lên hai bậc hai (từ 20 MHz đến 30 MHz) và chồng lên hài bậc ba (từ 30MHz đến 40 MHz). Trong cả hai trường hợp, điều này không thành vấn đề vì nó không chạm đến băng mong muốn. Lưu ý rằng thí dụ này không xét đến độ dốc của bộ lọc số yêu cầu cũng như các hạn chế băng thông lấy mẫu tương tự của bộ biến đổi thực tế (thường là 0,4fs chứ không lý tưởng 0,5fs như giả thiết ở đây). Cả hai điều này sẽ giảm băng thông IF có thể sử dụng tại tốc độ lấy mẫu này. Tín hiệu mong muốn Hài bậc hai Hài bậc ba Hài bậc ba xuyên băng Xếp chồng hài bậc ba và hài bậc ba xuyên băng

fs/2

0

50 20 30 40 60 Tần số [MHz] Hình 2.23. Quy hoạch tần số để đảm bảo các hài bậc hai và các hài bậc ba không rơi vào băng thu mong muốn 10

75

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Một kỹ thuật quy hoạch tần số khác là sử dụng lấy mẫu dưới tần và chuyển dịch gánh nặng lọc từ vùng số vào vùng tương tự. Ưu điểm chính của bộ biến đổi này là cho phép sử dụng toàn bộ băng thông Nyquist của bộ biến đổi cho tín hiệu mong muốn so với thí dụ xét trên. Kỹ thuật bày đựơc minh họa trên hình 2.24, trong đó tần số lấy mẫu fs= 80 MHz và IF được đặt trong vùng Nyquist thứ ba (giữa fs và 3/2fs). Vì méo hài chủ yếu xẩy ra trong miền tương tự của bộ biến đổi (các bộ khuếch đại đệm và các mạch vào cho quá trình lây mẫu), kỹ thuật này cho phép gạt bỏ các méo này khỏi băng mong muốn. Tuy nhiên vẫn cần xem xét cẩn thận méo điều chế giao thoa, vì không thể giảm chúng theo cách này và có thể gây ra nhiễu không mong muốn cao. Nếu bản thân quá trình biến đổi vẫn tạo ra hài, thì có thể xử lý chúng bằng kỹ thuật thứ nhất mặc dù phải trả giá bằng băng thông bộ khả dụng của biến đổi. Biên độ [dB]

fs/2

Tín hiệu xuyên băng mong nuốn nhận được sau lấy mẫu Tín hiệu đầu vào IF

Vùng Nyquist 3

Hài bậc hai Lọc băng thông tương tự

0

40

80

120

160

200

240

Tần số [MHz]

Hình 2.24. Sử dụng biến đổi hạ tần xuyên băng để đảm bảo không có các hài bậc hai trong băng thu mong muốn. Trong thí dụ trên hình 2.24, bộ biến đổi 80 Msps đựơc chọn tuy nhiên đầu vào IF lại toàn băng (nghĩa là về mặt lý thuyết nó bao trùm khả năng lấy mẫu cực đại của bộ biến đổi: 40MHz). Khi này đầu vào IF hệ thống nằm trong vùng Nyquist thứ ba (từ f s đến 3fs/2: 80MHz-120MHz) và dẫn đến các hài bậc hai nằm trong khoảng 160 MHz đến 240 MHz, lọc trung tần tương tự 40 MHz (giữa 80MHz đến 120 MHz). Bộ lọc SAW hoàn toàn có thể đảm nhiệm đựơc việc này. Các hài bậc ba nằm trong khoảng 240 MHz đến 360 MHz và vì thế ảnh hưởng rất ít.

76

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

2.5.4. Hệ số tạp âm 2.5.4.1. Hệ số tạp âm toàn hệ thống Hệ số tạp âm của một phần tử hệ thống (một bộ khuếch đại hoặc một bộ trộn) được định nghiã là tỷ số của tỷ số tín hiệu tạp âm đầu vào phần tử hệ thống chia cho tỷ số tín hiệu trên tạp âm đầu ra của phần tử này: NF 

SNR in SNR out

(2.25)

Hệ số tạp âm của một hệ thống nối tầng )máy thu chẳng han) được xác định như sau: NFR X  NF1 

NF2  1 NF3  1 NFn  1   ...  G1 G 1G 2 G 1G 2 ...G n 1

(2.26)

Trong đó các hệ số tạp âm và khuếch đại đựơc xác định theo hình 2.25. Phương trình này nhạn được với giả thiết là tất cả các phần tử của hệ thống được phối khabgs hoàn hảo và vì thế đạt được truyền tải công suất cực đại. Hệ số tạp âm tính tho dBđược xác định như sau: NF [dB]=10lgNF

G1 NF1

G2 NF2

(2.27)

G3 NF3

Gn NFn

Hình 2.25. Tính toán hệ số tạp âm nối tầng

Để xác định hiệu năng máy thu, ta cần biết tạp âm khả dụng và băng thông tách sóng (băng thông của phần băng hẹp nhất của hệ thống, tường là của bộ tác sóng để giải điều chế). Công suất tạp âm nguồn khả dụng (thường là anten trong trường hợp máy thu) được xác địn như sau: PN=kTB (2.28) -23 Trong đó k là hằng số Boltzmanns bằng 1,38.10 W/(Hz.K), T là nhiệt độ nguồn (đo bằng Kelvin, K) và B là băng thông hệ thống đo bằng Hz.. Tại nhiệt độ phòng (290K), mật độ phổ công suất tạp âm (công suất tạp âm trên 1 Hz) xáp xỉ bằng 174dBm/Hz. Sau khi đã biết hệ số tạp âm hệ thống ta có thể tính được công suất tạp âm đầu ra hệ thống như sau: PN,out [dBm]= PN[dBm]+NFRX[dB]+ G [dB] (1.29)

77

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong đó PN [dB] là tạp âm nguồn đo bằng dBm, G[dB] là hệ số khuếch đại hệ thống đo băng dB Công suất tạp âm cũng thường được tính theo mật độ phổ công suất tạp âm được định cỡ theo băng thông như sau: PN,out [dBm/Hz]= P0N[dBm/Hz]+NFRX[dB]+ G[dB]+ 10lgB [dBHz] (1.30) Trong đó PoN[dB] là mật độ phổ công suất tạp âm đo bằng dBm/Hz và B là băng thông hệ thống đo bằng Hz . Như vậy đối với một máy thu có hệ số tạp âm 10 dB, hệ số khuếch đại 40dB, mật độ phổ công suất tạp âm đầu ra sẽ bằng -124dBm/Hz. Nếu băng thông tách sóng là B= 200 KHz thì B[dB]= 10lg(200.103)=53dBHz và công suất tạp âm máy thu bằng -71dBm. 2.5.4.2. Tỷ số tín hiệu trên tạp âm ADC và số bit hiệu dụng (ENOB) Tỷ số tín hiệu trên tạp âm của một ADC N bit được xác định như sau: SNRideal= 6,02N+1,76 dB

(2.31)

Từ phương trình trên ta có thể rút ra số bit hiệu dụng đối với một ADC thực tế như sau: ENOB 

SNR ®o ®­îc  1, 76 6, 02

(2.32)

Giá trị ENOD đối với một bộ biến đổi là một đặc tả hữu ích hơn nhiều so với số bít kiến trúc (thiết kế). Giá trị ENOD đối với một ADC tốc độ cao 12 bit thường là 10,5 để cho thấy rằng SNR khả dụng sẽ vào khỏang 65dB chứ không phải 74 dB như giả thiết từ thiết kế phần cứng 12 bit. 2.5.4.3. Bao gồm cả tạp âm ADC Vì ADC là một thiết bị được kích hoạt bằng điện áp (thường có trở kháng vào khá cao) nên xét điện áp tạp âm quy đổi đầu vào đơn giản hơn gán hệ số tạp âm cho nó. Vì thế sẽ có ba giai đoạn để tính tổng sàn tạp âm cho toàn bộ máy thu, gồm cả bộ biến đổi và tạp âm lượng tử. 1. Tính công suất tạp âm từ các phần RF và IF của hệ thống (như đã mô tả ở trên) và chuyển nó vào điện áp. Chuyển đổi phải được thực hiện dựa trên trở kháng vào của bộ biến đổi (thường không bằng 50 Ôm), theo biểu thức sau: 2 VN,I (2.33) F  PN,tot R ADC Trong đó PN,tot là công suất tạp âm đầu ra RF/IF (đo bằng W) và RADC là trở kháng vào của ADC đo bằng Ôm.

78

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Vì trở kháng vào của ADC thường cao (khỏang 1000 Ôm) nên để giảm nó người ta thường sử dụng điện trở shunt (200 Ôm, chẳng hạn) để phối kháng với trở kháng ra 50 Ôm đầu ra phần RF/IF của hệ thống với trở kháng này ta sử dụng biến đổi trở kháng 4:1 (hình 2.26). Sử dụng thí dụ trên, tổng công suất tạp âm -71dBm bằng 7,943.10-11W. Chuyển đổi trở kháng 1:4 để phối kháng đến 200Ôm tăng điện áp lên hai lần. Điện áp tạp âm trung bình quân phương trên đầu vào ADC vì thế bằng: VN,IF  2 PN,tot R ADC  2 7, 943  10 = 252V

11

 200

(2.34)

2. Tính toán tạp âm ADC quy đổi đầu vào (gồm cả hiệu ứng tạp âm lượng tử) Tạp âm ADC quy đổi đầu vào đựơc xác định như sau: VN,ADC  VFS,rms  10SNR ADC /20

(2.35) Trong đó VFS,rms là giá trị trung bình quân phương của khả năng điện áp toàn thang của ADC và SNRADC là tỷ số tín hiệu trên tạp âm quy định tại toàn thang. Lấy thí dụ điển hình cho bộ biến đổi 14 bit hiệu năng cao. Điện áp toàn thang là 2,048 V đỉnh đến đỉnh và tỷ số tín hiệu trên tạp âm tại mức đầu vào này là 72dB. Vì thế đóng góp điện áp tạp âm của bộ biến đổi như sau: VN,ADC 

2, 048 2 2

 1072/20

(2.36)

= 182 V 3. Cộng các đóng góp điện áp tạp âm RF/IF và ADC (căn bậc hai của tổng bình phương), ta được: 2 2 VN,RX  VN,I F  VN,ADC

(2.37)

= 311Vrms Kết qủa cho ta tổng tạp âm tại ADC bao gồm RF, IF, băng gốc tương tự và các nguồn tạp âm lượng tử.

79

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Các tầng RF/IF của máy thu

50 W

1:4

200 W

1000 W

ADC

Giao diện số

Hình 2.26. Phối hợp trở kháng cho ADC thu 2.5.5. Độ nhạy máy thu

Sau khi biết được điện áp tạp âm máy thu ta có thể tính độ nhạy máy thu. Có hai kịch bản: thu đơn sóng mang và thu đa sóng mang. 2.5.5.1. Thu đơn sóng mang Tỷ số tín hiệu trên tạp âm cho máy thu được tính như sau: SNRRX= 20lg(Vs/VN,RX) + GSNR

[dB]

(2.38)

Trong đó Vs là điện áp tín hiệu mong muốn đầu vào (trong thí dụ xét dưới đây là 2 V đỉnh đến đỉnh), VN,RX được xác định theo (2.37) và GSNR theo (2.24) trong đó băng tín hiệu (BIF/2) là băng của đơn sóng mang thu được. Giả sử máy thu chỉ xử lý băng đơn sóng mang có độ rộng 200 kHz, ta được tỷ số tín hiệu trên tạp âm như sau: SNRRX= 20lg(Vs/VN,RX) + GSNR = 20lg(0,707/31110-6)+6,99 (2.39) = 74,12dB Với giá thiết lọc số được sử dụng để chỉ chọn lọc kênh mong muốn để đạt được độ lợi xử lý đối với tỷ số tín hiệu trên tạp âm (các tạp âm đầu vào ADC như tạp âm RF, IF và tạp âm do ADC tao ra đều bị lọc trong miền số). Tỷ số tín hiệu trên tạp âm xét trên có thể sử dụng để tính toán độ nhạy máy thu (công suất thu tối thiểu mà từ đó còn lấy ra được tín hiệu hữu ich). Đối với một khuôn dạng điều chế số, tỷ số sóng mang trên tạp âm tối thiểu đối với tỷ số bit lỗi (BER) khả chấp nhận thường vào khoảng 10 dB. Theo thí dụ trên, có thể giảm tín hiệu khoảng 64,12 dB mà vẫn đảm bảo thu được BER khả chấp nhận. Công suất đầu vào toàn thang ADC là +4dBm (2V đỉnh đến đỉnh trên 200 Ôm) vì thế công suất vừa đủ tại đầu vào ADC để đạt đựơc BER khả chấp nhận là +4-64,12= -60,12dBm. Nếu tổng khuếch đại của các tầng RF và IF là 49dB, thì độ nhạy thu tổng thể sẽ là -100,12 dBm.

80

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

2.5.5.2. Thu đa sóng mang Điểm khác chính trong trường hợp thu đa sóng mang là lượng khỏang trống trần công suất (Headroom) cần thiết để dự phòng trường hợp trong đó các tín hiệu cộng đồng pha dẫn đến các đỉnh lớn. Giả sử tât cả các sóng mang có biên độ như nhau, mức điện áp đỉnh lý thuyết đối với n tín hiệu như sau: Vpk,n=nVpk Trong đó Vpk là điện áp đỉnh của một sóng mang.

(2.40)

Phương trình trên cho thấy rằng cần có một lượng khoảng trống trần công suất cho các ứng dụng đa sóng mang (chẳng hạn 15,6dB cho sáu sóng mang). Điều này có thể ảnh hưởng lớn lên tỷ số tín hiệu trên tạp âm và độ nhạy hệ thống. Tuy nhiên trong thực tế đối với các ứng dụng BTS, các sóng mang có thể đến từ các nguồn độc lập (các máy cầm tay) và các nguồn này thường không đồng bộ với nhau. Vì thế xác suất các sóng mang này đồng pha là thấp nên có thể đặt khoảng trống trần công suất một cách thực tế hơn (thường 3 dB với giả thiết các sóng mang có công suất như nhau). 2.5.6. Nhiễu chặn và điểm cắt 2.5.6.1. Điểm cắt nối tầng Theo cách giống như trường hợp hệ số tạp âm đã trình bày ở trên, ta có thể tính điểm cắt bậc ba đầu vào (IIP3: Third Oder Input Interception Point) hiệu dụng của hệ thống nối tầng các phần tử (các bộ khuếch đại, các bộ trộn …). Hình 2.25 cho thấy tính toán giá trị điểm cắt bậc ba cho đầu cuối máy thu gồm một chuỗi các phần tử.

G2 IIP32

G1 IIP31

G3 IIP33

Gn IIP3n

Hình 2.25. Tính toán đểm cắt bậc ba của một hệ thống nối tầng Điểm cắt bậc ba của một chuỗi xử lý tín hiệu được xác định như sau: IIP3tot 

1 G1 G 1G 2 G G ...G n 1    ...  1 2 IIP31 IIP32 IIP33 IIP3n

(2.41)

81

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Trong đó cá IIP3 và hệ số khuếch đại được biẻu thi theo các đơn vị tuyến tính (không phải dB) như sau:

G n  10

G n,dB /10

(2.42)

IIP3n  10IIP3.dBm /10

Chuyển đổi IMP3 vào mức IMD theo biểu thức sau: PIMD,dBm=3Pin,dBm-2IIP3dBm (2.43) Trong đó Pin,dBm là công suất của một tone trong đo kiểm hai tone, P3nd,dBm là điểm cắt bậc ba đo bằng dBm và PIMD,dB là công suất tương đối của các sản phầm bậc ba đo bằng dBc. Nói một cách khác: IIP3dBm=10lg(IIP3tot)

(2.43)

Lưu ý rằng biểu thức (2.41) giả thiết rằng các sản phẩm điều chế bậc ba đồng pha (cộng điện áp). Điều này không xẩy ra đối với trường hợp các sản phảm điều chế bậc ba nằm xa sóng mang, khi xẩy ra méo AM –PM cao hay khi méo phi tuyến của khối có nhớ đáng kể (với phân bố không đều theo tần số), khi này đối với hệ thống hai tầng biểu thức trên trở thành: 1 1  2 OIP3tot G 2 OIP31





2



1 OIP322

(2.44)

2.5.6.2. Mức IMD trong thiết kế Thông thường cần thiết kế các phần RF của máy thu để đạt đựơc mức IMD bằng sàn tạp âm tại đầu vào ADC. Ta xét thí dụ đă sử dụng trước đây, mức công suất IMD quy đổi đầu vào đo tại băng thông 200 kHz phải bằng -110, 2dBm (độ nhạy máy thu) và giả sử SNR tối thiểu là 10dB. Nếu công suất tín hiệu RF thu cực đại cho phép là -25dBm, thì từ (2.43) ta được điểm cắt bậc ba đầu vào: IIP3dBm  1,5Pin.dBm    1,5x25 

PIDM,dBm

2  110,12 

(2.45)

2 = 17,56dBm Sử dụng giá trị nhận được cho (2.43) và sau đó cho (2.41) ta tìn đựơc cac yêu cầu điểm cắt bậc ba cho các khối khác nhau.

82

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 2.6. THIẾT KẾ MÁY THU ĐA BĂNG Để chuyển từ máy yhu đơn băng sang đa băng, ta phải đối mặt với một số thách thức:  Tiền lọc chọn kênh vô tuyến rất khó khăn thậm chí không thể do bộ lọc phải điều chỉnh đến tần số của từng băng tần. Phải sử dụng một tập các bộ lọc chuyển mạch vì thế không phù hợp với máy thu linh hoạt.  Bộ tổng hợp kênh phải điều chỉnh đến một dải tần rộng hơn so với máy thu đơn băng  Bộ ghép song công trong một thiết bị thu phát phải có khả năng làm việc tại các tần số khác nhau. Vì hiện nay bộ ghép song công trong các máy cầm tay được thực hiện dưa trên các bộ lọc SAW hay các bộ công hưởng xoắn ốc nên vẫn phải sử dụng một tập các bộ ghép song công chuyển mạch dẫn đến hệ thống không linh hoạt Khi loại bỏ các phần tử không linh hoạt (tiền lọc và bộ ghép song công), ta lại gập ba vấn đề chính sau: 1. Mất khả năng loại bỏ tần số ảnh bởi bộ lọc dẫn đến m,áy thu dễ bị nhiễu tại tần số ảnh 2. Tất cả các tín hiệu trong khả năng băng thông của anten sẽ tác động lên bộ khuếch đại tạp âm nhỏ trong máy thu. Vì thế bộ khuếch đại này phải có dải động cao để tránh qua tải do các tín hiệu không mong muốn mạnh (chẳng hạn truyền dẫn TV trong các máy thu thông tin cầm tay) 3. Không có bộ ghép song cong, toàn bộ công suất cuả các tín hiệu đầu ra máy phát có thể tác động lên đầu vào máy thu (phụ thuộc vào phần tử nào được sử đụng để thay thế bộ ghép song công). Vì thế máy thu phải có khả năng xử lý được các tín hiệu này hay phải có giải pháp loại bỏ chúng Hình 2.26 cho thấy kiến trúc của máy thu vạn năng. Iout Bộ trộn IR được điều khiển dải động cao

Bộ khuếch đại IF truyền tính

Bộ lọc IF

RF Amp dải động cao

Bộ lọc thông thấp khả biến

0o

IF in

Ion

Các bộ ADC và DSP

in

0

90

AGC

Đầu ra băng gốc thoại/số liệu

Qout Qin Bộ tổng hợp kênh

Bộ giải điều chế I/Q băng rộng

Bộ lọc thông thấp khả biến Bộ tổng hợp cố định

IR: Image Rejection: loại bỏ ảnh Hình 2.26. Kiến trúc máy thu vạn năng

83

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong kiến trúc máy thu vạn năng nói trên bộ khuếch đại RF và bộ trộn phải có dải động cao, ngoài ra bộ trộn phải có khả năng loại bỏ tín hiệu ảnh. Các bộ lọc chống xuyên nhiễu băng thông khả biến được đặt trước các bộ ADC để giảm dải động cần thiết cho các ADC. Nói chung các thiết kế máy thu vô tuyến hiện nay là băng hẹp và chỉ phủ đựơc băng rộng bằng chuyển mạch giữa phần tử băng hẹp. Việc thiết kế máy thu đa băng (băng rộng) dẫn đến các vấn đề sau:

 Số sóng mang băng hẹp có thể lọt vào chuỗi xử lý trung tần và băng gốc tăng đáng kể làm tăng dải động cần thiết cho các phần này của hệ thống.  Tốc độ lấy mẫu và dải động cần thiết cho ADC cũng tăng đáng kể và công nghệ hiện này có thể chưa đáp ứng nổi  Lọc tiền chon RF trở nên khó khăn hoặc không khả thi vì nó phải điều chỉnh đến từng băng cần thu. Có thể sử dụng một tập các bộ lọc khả chuyển mạch nhưng đối với một hệ thống linh họat đây là điều không mong muốn. Các kỹ thuật gần đây sử dụng một số hệ thống quân sự trước đây  Tổng hợp kênh phải điều chỉnh trên một dải rộng hơn so với hệ thống đơn băng  Bộ ghép song công phải có tần số công tác khả biến và phân chia tần số thu phát khả biến. Vì hiện nay bộ lọc song công trong hầu hết các máy cầm tay thường đựơc thực hiện trong các bộ cộng hưởng SAW gốm nên không thể áp dụng các kỹ thuật này. Vì thế vẫn phải sử dụng nhiều khối cùng với các chuyển mạch để xác định khối nào được sử dụng tại thời điểm hiện tại. Đây là đièu không mong muốn. Nếu loại bỏ các bộ lọc tiền chọn và ghép song công, thì sẽ nảy sinh ba vấn đề sau:  Tất cả các loại bỏ ảnh từ bộ lọc này bị mất, làm cho máy thu dễ bị tác động của các tín hiệu tại tần số ảnh  Tất cả các tín hiệu vô tuyến nằm trong khả năng băng thông của anten sẽ tác động lên lên bộ khuếch đại tạp âm nhỏ trong máy thu. Vì thế bộ khuếch đại này cần có dải động rất cao để tránh quá tải do các tín hiệu không mong muốn mạnh  Không có bộ lọc song công dẫn đến toàn bộ công suất máy phát có thể ảnh hưởng lên đầu vào máy thu. Máy thu phải có khả năng giải quyết vấn đề này. Trong các máy cầm tay ghép song công thường có kích thước lớn, vì thế cần nghiên cứu giải pháp thu gọn kích thước của ghép song công. Phần dưới đây xét vấn đền này.

84

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

2.7. BỘ GHÉP SONG CÔNG 2.7.1. Mở đầu Từ nhiều năm bộ ghép song công trong máy thu phát vô tuyến là phương pháp duy nhất để loại bỏ tín hiệu đầu ra phát khỏi đầu vào máy thu trong vô tuyến song công. Việc sử dụng bộ ghép song công có nhiều nhược điểm như:  Kích thước: Chúng thường có kích thước lớn. Trong máy cầm tay chúng chiếm một không gian khá lớn  Kết cấu: Không thể tích hợp với các phần tử bán dẫn vì thế là rào cản đối với vô tuyến đơn chip  Phân cách tần số: Các bộ ghép song công đòi hỏi phân cách tần số thu/phát khá lớn, chẳng hạn 90 MHz đối với băng 1800 MHz. Nếu giảm phân cách này thì kích thước bộ lọc tăng.  Hiệu suất phổ: Sử dụng bộ ghép song công đòi hỏi phân tách tần số giữa băng thu và băng phát. Loại bỏ bộ ghép song công cũng sẽ loại bỏ phân cách tần sô dẫn đến thu phát sẽ trên cùng một tần số (hoạt động song công trên cùng tần số) và tăng gấp đôi số kênh trên cùng một băng thông. Yêu cầu hiệu năng đối với kỹ thuật hoạt động song công trên cùng tần số rất cao, vì một mặt cần tránh quá tải tuyến thu mặt khác cần nén tín hiệu phát đến mức thấp hơn độ nhạy máy thu. Đây là yêu cầu quá cao đối với hầu hết các hệ thống Dưới đây là một số giải pháp cách ly phát thu:  Chuyển mạch Tx/Rx. Có thể thực hiện phân tách song công hoàn tòan dựa trên chuyển mạch. Trứơc hết có thể thực hiện băng rất rộng vì không cần lọc. Thứ hai không cần phân tách tần số song công vì không có các phần tử chọn lọc tần số. Thứ ba nó cho phép song công trên cùng tần số (TDD)  Bộ song công chuyển mạch. Các kỹ thuật song công tích hợp cho phép thực hiện bộ song công chuyển mạch trong đó đường phát và thu được chuyển mạch lên hai đường. Kỹ thuật này có nhiều nhược điểm như băng thông hạn chế, tổn hao trong các chuyển mạch, xử lý công suất hạn chế (do bão hòa và IMD)  Circulator. Giải pháp sử dụng circulator được cho trên hình 2.27. Các nhựơc điểm chủ yếu của giải pháp này là: hạn chế dải tần số của các phần tử cách ly cao nhất và khả năng đạt đựơc cách ly với các phần tử giá rẻ kích thước nhỏ cho máy cầm tay.  Các sơ đồ loại bỏ song công. Sử dụng các kỹ thuật gạt nhiễu để lọai bỏ tín hiệu phát khỏi đường thu, mặc dù các kỹ thuật này cũng có nhiều nhược điểm. Chúng thường rất phức tạp và gập khó khi xử lý các phản xạ bân

85

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

ngoài. Ngoài ra chúng đòi hỏi anten phức tạp không phù hợp cho thiết kế máy cầm tay nhỏ hiện nay.

Từ mạch băng gốc Tx và biến đổi nâng tần Bộ khuếch đại tuyến tính RF Đến biến đổi hạ tần và mạch mạch băng gốc Rx LNA máy thu

Hình 2.27. Sử dụng xiếcculator để phân cách phát thu

2.7.2. Chuyển mạch phát thu vô tuyến Mạc dù có thể sử dụng các rơle cáp đồng trục để chuyển mạch phát thu vô tuyến, tuy nhiên hàu như các hệ thống công suất thấp và trung bình hiện nay đều sử dụng diôt PIN hay transistor trường (FET). Cấu hình cơ sở của một chuyển mạch là đấu đầu chung đến anten với hai contắc đấu chuyển đến máy phát và máy thu (hình 2.27). Chuyển mạch diôt PIN

Từ mạch băng gốc Tx và biến đổi nâng tần Bộ khuếch đại tuyến tính RF Đến biến đổi hạ tần và mạch mạch băng gốc Rx LNA máy thu

Hình 2.27. Sử dụng chuyển mạch điôt PIN SPDT để đấu chuyển phát thu Tồn tại bốn tiêu chuẩn hiệu năng chính đối với một chuyển mạch SPDT (Singgle Pole Double Throw: một đầu chung với hai contắc dầu chuyển)

1. Cách ly. Phụ thuộc vào tần số, cách ly phát thu có thể từ 20 đến 60dB

86

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

2. Tuyến tính. Điều nàyđặc biệt quan trọng đối với đường phát, vì các máy phát hiện đại thường đòi hỏi độ tuyến tính cao. 3. Khả năng xử lý công suất. Phụ thuộc vào điện áp đánh xuyên của điôt PIN hay khả năng tiêu tán công suất của nó. Chẳng hạn một điôt với trở kháng 1 Ôm làm việc trong hệ thống 50 Ôm. Nếu tiêu tán công suất 2W thì khả năng xử lý công suất cực đại là 100W 4. Tổn hao. Tổn hao không chỉ gây khó đối với xử lý công suất và tiêu tán công suất mà còn ảnh hưởng đến tỷ số tín hiệu trên tạp âm tại tuyến thu. Hình 2.28 cho thấy cấu hình đơn giản sử dụng điôt PIN cho chuyển mạch phát thu. Trên hình này L1 là cuộn chặn RF, C1-C3 là các tụ điện ngăn dòng một chiều và D1, D2 là các điôt PIN. Đường một phần tư bước sóng 50 Ôm được cấu trúc từ cáp đồng trục hoặc đường băng micro. IBais L1 Từ mạch băng gốc TX và biến đổi nâng tần Bộ khuếch đại công suất RF tuyến tính

C1 C2

Đến biến đổi hạ tần và mạch băng gốc

50W C3

l/4

LNA máy thu D2

Hình 2.28. Chuyển mạch phát thu đơn giản sử dụng điôt PIN với điện trở shunt nối tiếp Hình 2.29 cho thấy chuyển mạch phát thu SPDT cách ly phát thu cao.

87

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng IBais1 L1 Từ mạch băng gốc TX và biến đổi nâng tần

D2

C1 Bộ khuếch đại công suất RF tuyến tính

D1

C2 IBais2 L3 Đến biến đổi hạ tần và mạch băng gốc

D3

C3 LNA máy thu

L2

D4

Hình 2.29. Chuyển mạch phát thu SPDT cách ly cao. Sơ đồ trên hình 2.29 có nhược điểm là phái sử dụng hai mạch định thiên nhưng lạo loại bỏ được điện trở shunt 50 Ôm sử dụng cáp một phần tư bước sóng. 2.7.3. Các bộ ghép song công chuyển mạch Trong các sơ đồ này, chuyển mạch hai hoặc nhiều đường được sử dụng để chọn cặp bộ lọc cần thiết để ấn định băng phát thu yêu cầu.. Hình 2.30 cho thấy thí dụ về cấu trúc này.

88

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Sơ đồ khối của môđul ghép song công 900 MHz Rx

Chuyển mạch GaAs FET

Lọc thông thấp

GSM

900 MHz Tx

DCS

1800 MHz Tx

Đến/từ anten

Lọc thông cao

Chuyển mạch GaAs FET

1800 MHz Rx

Bộ ghép song công b) Mạch ghép song công C1

C4

L1

C2

Connectơ anten (50W)

Vào/ra GSM (50W )

C3

L2

Vào/ra DCS (50W ) C5 C6 C 7 L3

Hình 2.30. Ghép song công chuyển mạch: a) sơ đồ khối môđul ghép song công, b) mạch ghép song công. Cấu trúc trên có một số nhược điểm như: 1) các chuyển mạch GaAs có phi tuyến và sẽ ảnh hưởng lên hiệu năng kênh lân cận của máy phát sử dụng trong hệ thống vì điều chế đường bao thay đổi, 2) chỉ làm việc trong một số băng rời rạc và cách xa nhau. Vì thế cấu trúc này không đảm bảo hoàn toàn linh hoạt.

89

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

2.7.4 2.7.3. Loại bỏ ghép song công bằng gạt nhiễu Giải pháp loại bỏ tận gốc ghép song công trong các hệ thống SDR là gạt nhiễu có điều khiển đối với tín hiệu đầu ra máy phát xuất hiện trên tuyến thu. Sơ đồ khối minh họa giải pháp này được cho trên hình 2.31. Anten phát

Các đầu vào I/Q băng gốc

0o in 0 90

Bộ K/Đ công suất RF tuyến tính Anten thu Bộ dao động nội

Bộ điều khiển

0o in 0

F

90

Đến biến đổi hạ tần và mạch băng gốc

Bộ suy giảm thay đổi theo điện áp

LNA thu

Bộ lọc đầu cuối

Dịch pha thay đổi theo điện áp

Bộ trừ

Hình 2.31. Loại bỏ tín hiệu phát khỏi đường thu băng gạt nhiễu đối pha Mẫu tín hiệu phát được xử lý bởi bộ suy giảm và bộ dịch pha khả biến trước khi được đưa vào bộ trừ với tín hiệu thu từ đầu thu. Kết quả đầu ra bộ trừ chứa chủ yếu tín hiệu thu mong muốn. Phần còn lại cuả tuyến thu (trộn, khuếch đại và tách sóng) hoạt động giống như cấu hình thu tiêu chuẩn. Có thể dung chung một anten cho cả phát và thu cùng với bộ circulator, bộ cách ly, bộ suy hao hay bộ ghép để thực hiện phân cách phần phát và phần thu.

Hình 2.32 cho thấy cấu trúc sử dụng một an ten với bộ circulator.

90

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Anten

Các đầu vào I/Q băng gốc

0o in 0 90

Bộ K/Đ công suất RF tuyến tính

Bộ dao động nội

0o in

900

0

Bộ điều chế vectơ

Bộ điều khiển

o

in

Rò tín hiệu không mong muốn do circulator không hoàn hảo

900

Bộ khuếch đại RF

Đến biến đổi hạ tần và mạch băng gốc

LNA thu

Bộ lọc đầu cuối

Bộ trừ

Hình 2.32. Cấu trúc sử dụng một anten với bộ circulator. Hình 2.34 cho thấy cấu trúc sử dụng các bộ ghép coupler. Hình 2.34. Cấu trúc sử dụng các bộ ghép coupler. 2.8. MÉO PHI TUYẾN VÀ TUYẾN TÍNH HÓA

Méo phi tuyên trong máy thu dẫn đến xuất hiện sóng hài các mật làm giảm hiệu năng của máy thu. Trong phần này ta sẽ xét hai ảnh hưởng méo phi tuyến lớn nhất lên hiệu năng máy thu: méo phi tuyến gây ra do hài bậc hai và méo phi tuyến gây ra do hài bậc ba. Cần lưu ý rằng các thông số đánh giá méo phi tuyến đựơc xét trong phần này cũng áp dụng cả cho máy phát.

91

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 2.8.1. Méo phi tuyến bậc hai

2.8.1.1. Các thành phần bậc hai Tổng quát tín hiệu đầu ra của một hệ thống phi tuyến có thể được trình bày như sau: Vout =a1Vin  a2Vin2  a3Vin3  .....

(2.46)

Trong đó Vout là điện áp ra và Vin là điện áp vào. Sử dụng một tín hiệu gồm hai hàm sin với hai tần khác nhau (hai tone) truyền thống làm Vin ta được: Vin= A.cos(1t)+ A.cos(2t)

(2.47)

Khi này thành phần bậc hai là Vout  a2Vin2  a2 A 2  cos2 (1t)  cos2 (2 t)  2cos(1t)cos(2t) 

(2.48)

1  1   a2 A 2 1  cos(21t)  cos(22t)  cos (1  2 )t   cos (1  2 )t  2  2 

Từ phương trình (2.20) ta thấy đầu ra bao gồm thành phần DC, các thành phần hài bậc hai có tần số gấp đôi tần số đầu vào và các thành phần điều chế giao thoa (IM: Intermodulation) có tần số là tổng hoặc hiệu các tần số đầu vào (1  2). Giả thiết sử dụng chuân hóa sau: 1) Vout/a1 và 2) điện trở tải R=1. Ta được các công suất suất đầu ra của phần tử phi tuyến bậc hai như sau:  Công suất của cơ bản của hai hàm sin: PF= 2A2/2= A2 2



a  Công suất thành phần một chiều: PDC=  2  A 4  a1 



 a  A 4 1  a2  A 4  =  Công suất của hai thành phần hài bậc hai: 2  2   a1  4 2  a1  4



 a  A 2  a2  2 Công suất sản phẩm điều chế giao thoa (1  2): 2  2  =  A  a1  2  a1 

2

2

2

2

Hình 2.35 cho thấy các thành phổ, trong đó a và b là các thành phần cơ bản, d và f là các thành phần hài bậc hai và c (thành phần hiệu tần số), e (thành phần tổng tần số là các sản phẩn điều chế giao thoa bậc hai. Khi biên độ của các tín hiệu

92

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

đầu vào như nhau, các thành phần điều chế giao thoa cao hơn các hai 6dB (gấp bốn lần). b

a

Công suất [dB]

c

0

f

d

f2

f1 f

e

f

2f1

2f2 f

Tần số

f

Hình 2.35. Phổ của các sản phẩm bậc hai cho trường hợp tín hiệu đầu vào là hàm sin có cùng biên độ.

2.8.1.2. Các điểm cắt bậc hai Nhận xét ương quan công suất giữa công suất cơ bản của hai hàm sin với công suất hài bậc hai và điều chế giao thoa (IM) ta thấy: khi tăng công suất vào A2, công suất IM2 tăng A4 nhanh hơn công suất vào, nên sẽ dẫn đến công suất cuả các thành phần hài bậc hai và IM tăng nhanh hơn nhiều so với công suất của hai thành phần cơ bản và đến một điểm nào đó công suất cơ bản sẽ bằng công suất này và công suất IM, các điểm này đựơc gọi là điểm cắt (IP: Intercept Point). Hình 2.36 cho thấy các đường cong của công suất các tín hiệu không mong muốn nói trên và công suất của thành phần cơ bản mong muốn phụ thuộc vào công suất của tín hiệu đầu vào (hình 2). Vì các sản phẩm bậc hai tăng nhanh hơn so với thành phần cơ bản mong muốn, nên các đường thẳng này cắt nhau tại IP. Tại điểm giao cắt IP, công suất của các sản phẩm điều chế giao thoa (IM: Inetrmodulation) hay hài, sản phẩm bậc hai và thành phần cơ bản có cùng công suất đầu ra. Vì biết được độ nghiêng của các đừơng thẳng này, nên các điểm giao cắt (đựơc gọi là IP: Intecept Point: điểm cắt) sẽ xác định các sản phẩm bậc hai tại các mức thấp. Công suất vào và ra tại điểm cắt giữa đường cong điều chế giao thoa và đường cong thành phần cơ bản đựơc gọi tắt là IIP2IM (Second Order Intermodulation Input Intercept Point: điểm cắt đầu vào điều chế giao thoa bậc hai) và OIP2IM (Second Order Intermodulation Output Intercept Point: điểm cắt đầu ra điều chế giao thoa bậc hai. Công suất vào và ra tại điểm cắt giữa đường cong hài và đường cong thành phần cơ bản đựơc gọi tắt là IIP2H (Second Order Harmonic Input Intercept Point: điểm cắt đàu vào hài bậc hai) và OIP2H (Second Order Harmonic Output Intercept Point: điểm cắt đầu ra hài bậc hai) . Vì IP nằm 93

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trên đường cong đáp ứng tuyến tính, nên đối với các bộ khuếch đại OIP cao hơn IIP một đại lượng bằng hệ số khuếch đại tuyến tính tính theo dB (đối với các bộ trộn điều này ngược lại). Thông thường công suất tại các điểm cắt đầu vào và đầu ra cao hơn được đặc tả; nên các bộ khuếch đại sử dụng OIP còn các bộ trộn sử dụng IIP. 6 dB 6 dB

6 dB

Công suất ra [dBm]

6 dB

6 dB

Cơ bản

Các điểm cát đầu ra (các mức): OIP

IM Hài bậc hai

Các điểm cắt đầu vào (các mức): IIP

Công suất đầu vào hàm sin [dBm]

Hình 2.36. Các công suất ra của các thành phần cơ bản và các sản phẩm bậc hai, hai đầu vào có công suất bằng nhau Từ hình 2 ta thấy nếu công suất tín hiệu cơ bản đầu ra là x dB thấp hơn OIP2 của hài bậc hai hay IM, thì công suất hài bậc hai hay công suất IM sẽ 2x dB thấp hơn IP này. Nói một cách khác, mức tín hiệu cơ bản đầu ra nằm ở khoảng giữa giữa mức công suất OIP của hài bậc hai hay của IM tương ứng. Như vậy nếu biết được điểm cắt IP, công suất tín hiệu đầu ra ta có thể xác đinh được công suất hài bậc hai hay công suất IM bằng cách trừ công suất tín hiệu ra với hai lần hiệu số giữa công suất hài hoặc công suất IM tại điểm cắt. Thí dụ 1. Hài bậc hai. Xem hình 2.37. Biết IP hài bậc hai đầu ra (OIP2H) xẩy ra tại 17 dBm và công suất tín hiệu ra -8dBm (25 dB thấp hơn điểm cắt IP). Vì thế để tìm công suất hài bậc hai ta lấy công suất tín hiệu ra (-8dBm) trừ đi hai lần hiệu số giữa công suất hài bậc hai với công suất tín hiệu ra (2x25=50) dB ta được công suất hài bậc hai bằng -33dBm . Từ hiệu số 25 dB giữa IIP2H và công suất tín hiệu vào, ta cũng thấy rằng hài bậc hai 25 dB thấp hơn tín hiệu tại đầu ra. 94

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Công suất ra [dBm]

IP2H

Cơ bản

Hài bậc hai

-29dBm

- 4dBm

Công suất hàm sin đầu vào [dBm]

Hình 2.37. Cho thí dụ 1. Nếu biên độ của một trong hai tín hiệu vào thay đổi như sau: Vin= B.cos(1t)+ A.cos(2t) (2.49) thì các sản phẩm bậc hai sẽ có dạng : Vout  a2 Vin2  A 2  B2 B2  A2  cos(2  t)  cos(22 t)  1   a2  2 2 2    A Bcos (1  2 )t   A Bcos (1  2 )t 

(2.50)

Giả sử công suất của thành phần cơ bản thứ nhất giảm  dB nghĩa là 10lgA -10lgB2=. Từ (2.50) ta thấy công suất hài bậc hai của tín hiệu bị thay đổi sẽ bị giảm đi một lượng : 10lg(A2/2)-10lg(B2/2)= , công suất IM sẽ bị giảm đi một lượng: 10lgA2-10lg(A.B)= 10(lgA2-lgB2)/2=/2 còn công suất hài bậc hai của thành phần không thay đổi vẫn giữ nguyên. Điều này được minh họa trên hình 2.38. 2

95

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng b

a d

Công suất [dB]

c

d d/ 2

d’2

Df

0

e

f2

f1 Df

f d

2f1

2f2 Df

Tần số

Df

Hình 2.38. Phổ của các sản phẩm bậc hai từ hai tín hiệu hàm sin khác biên độ

2.8.1.3. Tính tóan công suất méo điều chế giao thoa (IMD2) và IIP2 cho nhiễu chặn hai tần số Trong phần này ta sẽ tính toán công suất méo điều chế giao thoa bậc hai (IMD2: Second Order Intermodulation Distortion) bao gồm: thành phần một chiều, hai thành phần IM (1  2) . Nếu coi rằng trở kháng hệ thống là R, thì từ phương trình (2.48) ta được tổng công suất của các sản phẩm IM bao gồm cả thành phần một chiều như sau: 4 1 1  2 2 A 1 a2 .A 4     2. a . 2  R  R 2R 2R 

(2.51)

Theo định nghiã, tại mức công suất IIP2, tổng công suất tín hiệu đầu vào (hai tone) bằng tổng công suất các sản phẩm đầu ra, sau khi tham chiếu đầu vào bằng cách chia cho hệ số khuếch đại |a1|2: A

2 IIP2

2 4 a 2 1  a2 A IIP2 2  / R  2. .  IIP2  IIP2 /  1 .  a2 2R  a1 R  

(2.52)

2

 IIP2 

a1 1 . a2 2R

Có thể biểu diễn tổng công suất của các IM2 (phương trình 2.23) tham chiếu a1 đầu vào máy thu theo tổng công suất đầu vào hai tần số P2T=A2/R như sau:

96

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 2

PIMD2,total

2 a2 A 4 P2T  2. .  a1 R IIP2

(2.53)

 PIMD2,total [dBm]=2.P2T  IIP2

Trong đó IIMD2,tot là tổng công suất của các thành phần một chiều và hai thành phần (1  2). Xét về mức công suất, các các sản phẩm IMD2 được phân bố so với tổng công suất như sau:  50% (-3dB) tại DC  25% (-6dB) tại f1+f2  25% (-6dB) tại f1-f2 Ta sẽ chỉ xét thành phần tần thấp vì nó rơi vào băng thu. Mức công suất của sản phẩm IMD2 tại f1-f2 bằng 25% của tổng công suất IMD2 và 6dB thấp hơn tổng công suất này. Vì thế ta có thể biểu diễn mức công suất IMD2 tại tần số thấp (f1-f2) như sau: PIMD2(dBm)= 2P2T-IIP2-3dB

(2.54)

Vì công suất của một tần số bằng ½ tổng công suất của hai tần số (P1T[dBm]=P2T[dBm]-3dB) nên: PIMD2(dBm)= 2.P1T-IIP2

(2.55)

2.8.2. Méo phi tuyến bậc ba 2.8.2.1. Các thành phần bậc ba và IIP3 Quá trình trộn bậc ba và bậc cao hơn của hai tín hiệu vô tuyến có thể tạo ra một tín hiệu nhiễu trong băng tần của tín hiệu mong muốn. Dưới đây ta xét quá trình trộn hai tần số không được điều chế (hai tông). Giả sử tín hiệu đầu vào Vin của một hệ thống phi tuyến là tín hiệu hai tần số (hai tone) sau đây: Vin= A1cos(1t)+ A2.cos(2t)

(2.56)

được đưa vào máy thu có hàm truyền đạt chứa phi tuyến bậc hai như sau: Vout(t)=a1Vin(t)+a3Vin(t)3

(2.11)

Trong đó 97

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a1Vin(t) =a1 A1cost+ a1A2cost

a3Vin3  a3A 13cos31t  a3A 32cos32 t  3a3A 12 A 2cos21tcos 2 t  3a3A 1 A 22cos22 tcos 1t 3 3 = 3a3  A A 2  A 1  cos( t)  3a3 cos  A 2 A  A 2  cos( t) Các hành phần cơ bản 1 2  1 2 2  2  1 2 2  2   a A3 a A3 Các thành phần hài bậc ba  3 1 cos(31t)  3 2 cos(32 t) 4 4 3a A 2 A  3 1 2 [cos(21t  2 t)  cos(21t  2 t)] 4 Các thành phần IMD3 2 3a A A  3 1 2 [cos(22 t  1t)  cos(22 t  1t)] 4

Các sản phẩm IMD3 được tạo ra tại các tần số 2f1+f2, 2f1-f2, 2f2-f1 và 2f2+f2. Trong máy thu DCR chỉ các sản phẩm tần thấp là đáng quan tâm. Hình 2.39 cho thấy phổ đầu ra hai tần số do méo hài bậc ba tại tần thấp với giả thiết hai tần số có biên độ bằng nhau và f1=7,224 MHz, f2=7,227 MHz. . 120 f2

f1

dB

100

80

60

2f2-f1

2f1-f2

40 20 0 7,216

7,218

7,220

7,222

7,224

7,226

7,228

7,230

7,232

7,234

MHz

Hình 2.39. Phổ của hai tần số do méo hài bậc ba tại tần thấp (giả thiết hai tần số có biên độ bằng nhau)

98

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Giả thiết sử dụng chuẩn hóa sau: 1) Vout/a1 và 2) điện trở tải R=1. Giả thiết hai hàm sin đầu vào có biên độ bằng nha: A1=A2=A. Ta được các công suất suất đầu ra của các yhành phần cơ bản và các thành phần IM2 như sau:  Công suất của cơ bản của hai hàm sin: PF= 2A2/2= A2  Công suất của hai thành phần hài bậc ba: 2

2

 3a A 3  1 9  a  2 2   3       3   A 6 (3a3A3/4)2/2=9a32A6/16 4  2 16  a1   a1

Tương tự như đối với méo điều chế giao thoa bậc 2 (IMD2), ta thấy: khi tăng công suất vào A2, công suất IM3 tăng A6 nhanh hơn công suất vào, nên sẽ xuất hiện thời điểm mà tại đó công suất thành phần cơ bản của hai hàm sin bằng tổng công suất điều chế giao thoa bậc ba. Điểm này được gọi là điểm cắt bậc ba (IP3). Tương tự công suất đầu vào và đầu ra của IM3 tại điểm này được gọi là IIP3 và OIP3. 2.8.2.2. Tính toán méo điều chế giao thoa bậc ba (IMD3) và IIP3 Đối với tín hiệu đâu vào có công suất bằng nhau Dưới đây ta ta rút ra công thức cho tương quan giữa công suất của sản phẩm IMD3 tại tần số thấp và IIP3. Giả sử hai hàm sin đầu vào có biên độ như nhau A1=A2=A và công suất đầu vào như nhau: Pin1=Pin2=PT=A2/2R. Từ phương trình (2.59), nếu coi rằng trở kháng hệ thống là R, thì ta được công suất của các sản phẩm méo bậc 3 tần thấp 2f2-f1 do nhiễu hai tần số có biên độ bằng nhau quy chiếu đầu vào phần tử phi tuyến như sau: 2 2  1 3 1  9 a3 2 PIMD3,2f1-f2/2f2-f1 = 2  a3 .A.A  . = . .4R 2  .Pin3  a1  4  2R  16 a1 

(2.60)

Trong đó PIMD3,2f1-f2/2f2-f1 là công suất IMD3 của một trong hai thành phần 2f1-f2 và 2f2-f1. Công suất tổng của IMD3 là: PIMD3

2 2 2  9 a3  A 6 A 6  9 a3 A 6  9 a3 2   PT3  .    .8R   16 a1  2R 2R  16 a1 R  16 a1  

(2.61)

trong đó PinA2/2R IIP3 cho từng thành phần 2f1-f2/ 2f2-f1 được xác định như sau:

99

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

IIP32f1  f 2/2f 2  f 1  A 2IP3 .

1 9 a2 1  . 32 .A 6IIP3 . 2R 16 a1 2R

 9 a2   IIP32f 1 f 2/2f 2  f 1   . 32 .4R 2  .IIP332f 1 f 2/2f 2 f 1  16 a1 

(2.62)

 9 a2    . 32 .4R 2   1 / IIP322f 1 f 2/2f 2  f 1  16 a1 

Từ phương trình (2.62) ta có thể biến đổi phương trình (2.60) như sau: PIMD3,2f 1f 2/2f 2f 1  Pin3 / IIP32f2 1f 2/2f 2 f 1 (2.63) Chuyển (2.63) vào dB ta được: PIMD3,2f 1f 2/2f 2f 1[dB]  3Pin  2IIP32f 1f 2/2f 2f 1 (2.64) IIP3 tại 2f2-f1: IIP32f2-f1 [dBm] =0,5(3Pin- PIMD3,2f2-f1) (2.65) IIP3 tại 2f1-f2: IIP32f1-f2 [dBm] =0,5(3Pin- PIMD3,2f1-f2)

(2.66)

Đối với tín hiệu đầu vào có công suất khác nhau Công suất đầu vào Pin1=A1 2/2R và P2i2=A2 2/2R IMD3 tại 2f2-f1: PIMD3,2f 2 f 1[dBm]  2Pin2  Pin1  2IIP32f 2 f 1

IIP32f 2 f 1[dBm]  Pin2  0,5  Pin1  PIMD3,2f 2 f 1 

(2.67)

IMD3 tại 2f1-f2: PIMD3,2f 1f 2 [dBm]  2Pin  Pin2  2IIP32f 1f 2

IIP32f 1f 2 [dBm]  Pin  0,5  Pin2  PIMD3,2f 1f 2 

(2.68)

2.8.3. Điểm nén công suất 1 dB

Điểm nén công suất 1 dB (1dB Compression Point) là một thông số để đánh giá độ tuyến tính của thiết bị. Theo định nghĩa điểm nén công suất 1dB là công suất đầu vào (hay đầu ra) mà tại đó hệ số khuếch đại tuyến tính (hệ số khuếch đại tín hiệu nhỏ) giảm 1dB do sự bão hòa của thiết bị.Có thể biểu diễn quan hệ giữa công suất đầu ra và công suất đầu vào tại điểm nén 1dB như sau: Pout,-1dB=Pin,-1dB+(G-1) [dBm]

(2.67) 100

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong đó Pout,-1dB và Pin,-1dB là công suất đầu ra và công suất đầu vào tại điểm nén công suất 1dB đo bằng dB, G là hệ số khuếch đại công suất tuyến tính. . Thí dụ về điểm nén 1dB được cho trên hình 2.40. 30

Pout [dBm]

25 21 dBm

20

Điểm nén công suất 1 dB: Pout,-1dB= 20dBm

1dB

15 Thay đổi hệ số khuếch đại 1dB 10

5

0 -10

-5

0 Pin [dbm]

5

10

Pin, -1dB= 6dBm

Hình 2.40. Thí dụ về điểm nén công suất. Đường tô đậm là đặc tính nén khuếch đại cuả bộ khuếch đại có hệ số khuếch đại tuyến tính 15 dB. Đường song song phía dưới thấp hơn 1 dB thể hiện hệ số khuếch đại tuyến tính 14 dB. Công suất đầu vào (đầu ra) mà tại đó khuếch đại của bộ khuyếch đại cắt đường dưới 1 dB được gọi là điểm nén đầu vào (đầu ra) 1dB.

Hình 2.41 cho thấy thể hiện điểm nén công suất cho trường hợp trên dưới góc độ phụ thuộc hệ số khuếch đại vào công suất đầu vào.

101

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 15

G [dB]

14

10

5

0 -5 -10

0 Pin [dBm]

5

10

Pin, -1dB= 6dBm

Hình 2.41. Giải thích điểm nén công suất 1dB từ quan hệ giữa hệ số khuếch đại và công suất đầu vào Giống như tạp âm đối với máy thu bao gồm nhiều phần tử, cần xét điểm nén công suất hệ thống. Điểu nén công suất hệ thông (máy thu) sẽ được xác định bởi điểm nén công suất thấp trong số điểm nén công suất của từng phần tử, trong đó điểm nén công suất của phần tử m được xác định như sau: 1. Khuếch đại: m

(m ) (m ) Pin, 1dB [dBm]  Pout, 1dB [dBm]   G n [dB]

(2.68)

n 1

2. Bộ trộn: m 1

(m ) (m ) Pin, 1dB [dBm]  Pout, 1dB [dBm]   G n [dB]

(2.69)

n 1

3. Bộ lọc (m) (m) Pin, 1dB [dBm]  Pout, 1dB [dBm]  

(2.70)

2.8.4. Tuyến tính hóa máy thu Máy thu đa băng đòi hỏi dải động đầu vào cao hơn máy thu đơn băng. Để tăng dải động đầu vào cần tuyến tính hóa máy thu. Phần này sẽ trình các phương

102

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

pháp tuyến tính hóa máy thu. Rất nhiều kỹ thuật tuyến tính hóa cho máy thu cũng đơực áp dụng cho máy phát, tuy nhiên các tiêu chuẩn sử dụng cho máy thu rất khác.

2.8.4.1 2.7.4.1. Các kỹ thuật phản hồi

1. 2. 3. 4.

Kỹ thuật tuyến tính hóa máy thu bằng phản hồi có một số ưu điểm sau: Có khả năng cải thiện tuyến tính lớn chừng nào còn hoạt động trong các giới hạn tích khuếch đại-băng thông-trễ Thực hiện đơn giản vì thế kích thứơc nhỏ và chi phí thấp Có thể sử dụng để tuyến tính hóa cả LNA và bộ trộn đầu thu Có thể cấu trúc để ảnh hưởng ít nhất lên hệ số tạp âm hệ thống Hình 2.42 cho thấy kỹ thuật phản hồi với trừ vectơ. Bộ khuếch Bộ trộn hạ đại RF tần

Đầu vào RF Bộ lọc IF

Dịch pha khả biến

Đầu ra IF

Bộ khuếch đại RF

F

Đường tín hiệu RF

F

Dịch pha khả biến Bộ dao động nội

Bộ suy hao khả biến

Đường tín hiệu IF Đường tín hiệu LO

Bộ suy hao khả biến

Bộ lọc ảnh RF

Bộ trộn nâng tần

Bộ khuếch đại IF

Hình 2.42. Kỹ thuật phản hồi với trừ vectơ.

Bộ trộn biến đổi hạ tần phi tuyến nhận được tại đầu vào tổ hợp các tín hiệu mong muốn và tín hiệu lỗi xuất hiện tại đầu ra hệ thống. Tín hiệu lỗi đóng vai trò tín hiệu làm méo trước cho bộ trộn. Tín hiệu này nhận được từ họat động phản hồi thời gian thực). Quá trình hình thành tín hiệu lỗi như sau. Tín hiệu đầu ra hệ thống được biến đổi nâng tần bởi cùng một dao động nội như biến đổi hạ tần. Sau lọc ảnh RF, tín hiệu này được trừ với bản sao tín hiệu đầu vào hệ thống đã được điều chỉnh pha và biên để được tín hiệu lỗi. Tín hiệu lỗi này được điều chỉnh độ lớn và pha sau đó cộng với tín hiệu đầu vào để tạo lên đàu vào RF của bộ trộn nâng tần như trên hình vẽ. 103

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

2.8.4.2. Các kỹ thuật tuyến tính hóa sửa méo thuận (Feedforward) Tuyến tính hóa LNA bằng sửa méo thuận Cấu hình hệ thống tuyến tín hóa sửa méo thuận sử dụng cho bộ khuếch đại tạp âm nỏ có điểm cắt cao được cho trên hình 2.43. Bộ khuếch đại chính

Trễ

t

Mạch bù trừ

t

Đầu vào LNA Bộ ghép đầu vào

Trễ

Bộ ghép đầu ra Đầu ra LNA

Mạch bù trừ Bộ trừ

Bộ khuếch đại lỗi

Hình 2.43. Cấu hình hệ thống tuyến tính hóa thuận cho hiệu năng tạp âm tối ưu

Mạch bù trừ trên hình 2.41 để ký hiệu cho các bộ điều khiển pha/độ lớn (hay các bộ điều chế vectơ) được sử dụng để đạt đựơc loại bỏ tối ưu năng lượng tín hiệu chính trong tín hiệu lỗi và và năng lượng tín hiệu lỗi (méo và tạp âm của tín hiệu chính).

2.8.4.3 2.8.4.2. Tuyến tính hóa thuận cho đầu cuối thu nối tầng Hình 2.44 cho thấy các lựa chọn sử dụng sửa méo thuận để tuyến tính hóa đầu cuối và bộ trộn thứ nhất (đây là phần tử xung yếu vì liên quan đén xử lý các tín hiệu mạnh).

104

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Lựa chọn 1 Bộ khuếch đại chính

Bộ trộn hạ tần

Trễ thời gian IF

t

Mạch bù trừ

t

Đầu vào RF Bộ ghép đầu vào

Bộ ghép đầu ra Đầu ra IF

Bộ trộn hạ tần Mạch bù trừ

Trễ thời gian RF

Bộ trừ

Bộ khuếch đại lỗi IF

Bộ dao động nội b) Lựa chọn 2 Bộ khuếch đại chính

Bộ trộn hạ tần

Trễ thời gian IF

t

Mạch bù trừ

t

Bộ ghép đầu vào

Trễ thời gian RF

Đầu ra IF

Bộ trộn nâng tần

Bộ dao động nội

Đầu vào RF

Bộ ghép đầu ra

Mạch bù trừ Bộ trộn hạ tần

Bộ trừ

Bộ khuếch đại lỗi IF

c) Lựa chọn 3 Bộ khuếch đại chính

Bộ trộn hạ tần

Trễ thời gian IF

t

Mạch bù trừ

Bộ trộn nâng tần

Bộ dao động nội

t

Đầu vào RF Bộ ghép đầu vào

Trễ thời gian RF

Bộ ghép đầu ra Đầu ra IF

Bộ trộn hạ tần

Mạch bù trừ Bộ trừ

Bộ trộn hạ tần

Bộ khuếch đại lỗi RF

Hình 2.44. Các lựa chọn khác nhau để sửa méo thuận kết hợp cả LNA và bộ trộn trong đầu cuối thu

2.8.4.4 2.8.4.3. Các kỹ thuật tạo phi tuyến tính nối tầng Một kỹ thuật tuyến tín hóa hiệu quả cho máy thu là kỹ thuật tạo phi tuyến tính nối tầng. Các kỹ thuật này thực hiện làm méo trước (Predistortion) hoặc làm méo sau (Postdistortion) tín hiệu đầu vào để bù trừ méo phi tuyến của các phần từ máy thu. Hình 2.45 tổng kết các kỹ thuật tạo phi tuyến tính nối tầng.

105

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Làm méo trước

Đầu vào RF

Đầu ra IF Bộ làm méo trước

LNA

Đầu vào LO

b) Làm méo sau

Đầu vào RF

Đầu ra IF LNA

Bộ làm méo sau Đầu vào LO

c) Làm méo sau/trước

Đầu vào RF

Đầu ra IF LNA

Bộ làm méo sau/trước

Đầu vào LO

Hình 2.45. Các kỹ thuật tạo phi tuyến nối tầng: a) làm méo trước, b) làm méo sau, c) làm méo sau/trước.

2.9. TỔNG KẾT Chương này đã xét các kiến trúc máy thu khác nhau. Các máy thu heterodyne có ưu điểm là dể ràng lọc bỏ kênh lân cận và cho phép khuếch đại tín

106

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

hiệu với hệ số khuếch đại cao tại trung tần. Nhưng nhược điểm của nó là phải loại bỏ tần số ảnh và không thể thực hiện đơn chip (toàn khối). Các máy thu trung tần không (Zero-IF) hay homodyne hay biến đổi trực tiếp (DCR) hay homodyne mặc dù không có các ưu điểm của máy thu heterodyne nhưng cho phép thực hiện đơn chip và vì thế rất phù hợp cho các máy cầm tay. Để xây dựng các máy thu SDR cần số hóa các phần tử vô tuyến và trung tần cũng như tuyến tính hóa đầu thu vô tuyến. Biến đổi tương tự vào số có thể được thực hiện bằng cách lấy mẫu trên tần (Oversampling) và lấy mẫu dưới tần (Undersampling). Lấy mẫu trên tần đòi hỏi tốc độ lấy mẫu phải cao hơn hai lần tần số cực đại của tín hiệu lẫy mẫu. Ưu điểm của phương pháp số hóa này là loại bỏ được nhiễu xuyên băng (Alaising), tuy nhiên đòi hỏi tần số lấy mẫu cao nên chỉ áp dụng cho lấy mẫu tín hiệu băng gốc và không áp dụng cho các tín hiệu băng thông như RF và IF có tần số cao. Lấy mẫu dưới tần hay lấy mẫu băng thông cho phép lấy mẫu tín hiệu thu tại tần số thấp hơn nhiều so với một nửa tần số cao nhất của tín hiệu được lấy mẫu. Lấy mẫu dưới tần phù hợp cho biến đổi trực tiếp RF hoặc IF vào băng số. Các máy thu hiện nay đều được thiết kế để có thể thu đựơc nhiều băng tần khác nhau. Một máy thu đa băng lý tưởng phải cho phép sử dụng chung phần RF và IF mà không cần chuyển mạch băng. Chương này đã xét các yêu cầu đối với một máy thu đa băng. Bộ ghép song công là một phần tử vô tuyến quan trọng hạn chế hiệu năng của máy thu đa băng. Chương đã xét các gải pháp thiết kế bộ ghép song công cho các máy thu đa băng. Một vấn đề quan trọng ảnh hưởng lên hiệu năng của các máy thu là méo phi tuyến dẫn đến các méo hài bậc ba và bậc hai (IMD2 và IMD3). Các méo hài này làm giảm tỷ số tín hiệu trên tạp âm cộng nhiễu (SINR) của máy thu và giảm dải động của máy thu đa băng. Chương đã xét các phương pháp đánh giá IMD2, IIP2, IMD3 và IIP3. Cuối cùng chương xét các giải pháp tuyến tính hoá máy thu. 2.10. CÂU HỎI 1. Trình bày kiến trúc tổng quát cuả máy thu ngoại sai (heterodyne) tương tự 2. Trình bày kiến trúc máy thu trung tần số và xử lý số với trung tần số 3. Trình bày kiến trúc máy thu đa sóng mang 4. Trình bày cấu trúc máy thu biến đổi trực tiếp 5. Trình bày các vấn đề về dịch DC và các giải pháp loại rò DC 6. Trình bày sự không phối hợp giữa hai nhánh I. Q và giải pháp khắc phục 7. Trình bày tạp âm 1/f 8. Trình bày ảnh hường của méo hài bậc hai lên hiệu năng máy thu 9. Trình bày các yêu cầu điều khiển khuếch đại 10. Trình bày máy thu biến đổi trực tiếp sử dụng cả băng gốc và IF số 11. Trình bày buến đổi tần số sử dụng lấy mẫu dưới tần 12. Trình bày độ lợi xử lý đạt đựơc khi sử dụng lấy mẫu trên tần 107

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

13. Trình bày loại bỏ các sản phẩm nhiễu giả của máy thu 14. Trình bày hệ số tạp âm máy thu 15. Trình bày tỷ số tín hiệu trên tạp âm ADC và số bit hiệu dụng (ENOB) 16. Trình bày tính toán tạp âm máy thu bao gồm cả ADC 17. Tính độ nhạy máy thu đơn sóng mang 18. Tính độ nhạy máy thu đa sóng mang 19. Tính toán điểm cắt nối tâng 20. Tính toán mức IMD trong thiết kế 21. Trình bày kiến trúc máy thu vạn năng đa băng 22. Trình bày nhược điểm của bộ ghép song công và giải pháp khắc phục 23. Trình bày nguyên lý và các sơ đồ chuyển mạch phát thu vô tuyến 24. Trình bày các bộ ghép song công dựa trên chuyển mạch 25. Trình bày giải pháp loại bỏ ghép song công bằng gạt nhiễu 26. Trình bày cấu trúc không dùng bộ ghép song công sử dụng circulator 27. Trình bày cấu trúc không dùng bộ ghép song công với sử dụng các bộ ghép coupler 28. Trình bày các thành phần méo hài bậc hai 29. Trình bày các điểm cắt bậc hai 30. Tính tóan công suất méo điều chế giao thoa (IMD2) và IIP2 cho nhiễu chặn hai tần số 31. Trình bày các thành phần méo bậc ba và IIP3 32. Tính toán méo điều chế giao thoa bậc ba (IMD3) và IIP3 33. Trình bày điểm nén công suất 1 dB 34. Trình bày tuyến tính hoá máy thu dựa trên kỹ thuật phản hồi với trừ vectơ 35. Trình bày tuyến tính hóa LNA bằng sửa méo thuận 36. Trình bày các sơ đồ khác nhau để sửa méo thuận kết hợp cả LNA và bộ trộn trong đầu cuối thu 37. Trình bày tuyến tính hóa máy thu bằng các kỹ thuật tạo phi tuyến nối tầng

108

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 3 KIẾN TRÚC MÁY PHÁT VÀ CÁC BỘ KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT 3.1. GIỚI THIỆU CHUNG 3.1.1. Các chủ đề được trình bầy trong chương  Các yêu cầu chung cho các phần tử vô tuyến trong trạm gốc và máy cầm tay  Kiến trúc biến đổi nâng tần tuyến tính  Các kiến trúc tạo tín hiệu vuông góc  Các kỹ thuật tuyến tính hoá bộ khuếch đại RF  Các kỹ thuật tuyến tính hóa máy phát  Các kỹ thuật phản hồi 3.1.2. Hướng dẫn  Học kỹ các tư liệu đựơc trình bầy trong chương  Tham khảo thêm [1], [2]. 3.1.3. Mục đích chương  Nắm đựơc kiến trúc tổng quát của một máy phát vô tuyến  Nắm các phần tử quan trọng khi xây dựng một máy phát vô tuyến như: bộ biến đổi nâng tần vuông góc, các mạch tạo các tín hiệu vuông góc  Nắm được vai trò tuyến tính hóa bộ khuếch đại RF nói riêng và máy phát nói chung  Nắm được các kỹ thuật tuyến tính hóa bộ khuếch đại vô tuyến  Nắm được các kỹ thuật tuyến tính hóa máy phát

3.2. MỞ ĐẦU Phần tử quan trọng nhất trong các BTS và máy cầm tay là máy phát tuyến tính hay máy phát được tuyến tính hóa. Các hệ thống thu luôn luôn đòi hỏi mức độ

108

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

tuyến tính cao vì chúng phải có khả năng xử lý tín hiệu thu khá lớn và đồng thời phải có hiệu năng tạp âm tốt. Các máy phát của các mạng thông tin di động cũng cần có mức độ tuyến tính cao. Hiện tượng gần-xa trong các hệ thóng thông tin di động gây ra nhiễu cao đối với các người sử dụng kênh lân cận dẫn đến hạn chế dung lượng hệ thống. Hạn chế này ảnh hưởng cả đường lên lẫn đường xuống, phụ thuộc vào máy phát nào có vấn đề phi tuyến. Nếu là máy phát của máy cầm tay, dung lượng đường lên của một ô gần sẽ không bị ảnh hưởng. Nhưng nếu là một máy phát của BTS, dung lượng đường xuống cuả một ô gần sẽ bị ảnh hưởng. Thậm chí với các máy phát tuyến tính cao hiện có, nhiều hệ thống trong trung tâm thành phố vẫn bị hạn chế bởi nhiễu (xét về mặt dung lượng) lớn hơn hạn chế bởi tạp âm. Vì thế các máy phát tuyến tính là một công nghệ tạo đà nhảy vọt cho nhiều hệ thống tổ ong không phụ thuộc vào việc có sử dụng hay không kiến trúc dựa trên SDR. Trong trường hợp hệ thống dựa trên SDR, máy phát máy phát tuyến tính cao là rất quan trọng cho mọi thiết kế vì nó phải hoạt động trên khuôn dạng điều chế có đường bao thay đổi. Sở dĩ như vậy vì hầu hết các khuôn dạng điều chế hiện đại nhất đều chứa đựng một mức độ thay đổi đường bao nào đó. Kiến trúc cơ sở của một máy phát trong hệ thống thông tin di động xoay quanh việc tạo lập một phiên bản băng gốc của phổ RF mong muốn và sau đó là một chuỗi tuyến tính chuyển đổi phổ này vào tín hiệu RF công suất cao. Vì thế chuyển đổi tần số (biến đổi nâng tần) và quá trình khuếch đại công suất để đạt được tín hiệu RF công suất cao phải rơi vào một trong số các thể lọai sau: 1. Xử lý tuyến tính. Cơ chế chính để đảm bào tuyến tính là lùi điểm công tác của tất cả các tầng so với điểm các nén công suất 1dB của chúng. Cách làm này tuy đơn giản nhưng giá thành cao vì phải tăng thêm các phần tử khuếch đại 2. Tuyến tính hoá bộ khuếch đại công suất RF. Cách làm này giảm đáng kể kích thước và giá thành máy phát nhưng đòi hỏi bộ biến đổi nâng tần phải tuyến tính hơn 3. Tuyến tính hóa toàn bộ máy phát. Giải pháp này cho phép xử lý biến đổi nâng tần phi tuyến hơn, vì thế đòi hỏi lùi ít hơn và rẻ tiền hơn. 4. Các kỹ thuật tổng hợp RF. Giải pháp này dựa trên xử lý các dạng sóng có đường bao không đổi thông qua biến đổi nâng tần và phần cứng khuếch đại công suất bằng cách tổng hợp các phần dạng sóng RF có đường bao thay đổi dựa trên kết hợp các dạng sóng này tại đầu ra. 3.3. CÁC ĐIỂM KHÁC NHAU TRONG CÁC YÊU CẦU ĐỐI VỚI CÁC TRẠM GỐC VÀ CÁC MÁY CẦM TAY Các điểm khác nhau này phụ thuộc vào dải khuôn dạng điều chế mà các thiết bị hỗ trợ.

109

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

3.3.1. So sánh các yêu cầu Có thể tổng kết các han chế đầu tiên đối với các PA hay các máy phát tuyến tính cuả BTS và máy cầm tay như sau: 1. Công suất ra. Công suất ra cuả PA trạm gốc thường cao hơn nhiều so với máy cầm tay. Trong một số ứng dụng ô micro hay pico, công suất PA của hai thiết bị này có thể giống nhau, nhưng thông thường công suất PA của BTS cao hơn nhiều. 2. Kích thước. Đây là khác biệt rõ ràng nhất: máy cầm tay rõ ràng chiếm ít không gian hơn nhiều so với BTS. 3. Hiệu suất. Thời gian cần nạp lại acqui cuả máy cầm tay là một tính năng quan trọng của máy cầm tay, vì thế hiệu suất sử dụng nguồn là một yêu cầu quan trọng đối với máy cầm tay. Hiệu suất sử dụng nguồn cũng quan trọng đối với BTS vì các vấn đề liên quan đến kích thước, làm mát, khi thải môi trường và giá thành vận hành. 3.3.2. Tuyến tính hoá và băng thông khai thác Một bộ khuếch đại hay một máy phát có khả năng thực hiện tuyến tính hóa trên một băng thông nhất định của một kênh hoặc của nhiều kênh. Băng thông này đựơc xác định bởi vòng phản hồi hoặc bởi phối hợp khuếch đại/pha của các phần tử hệ thống (chẳng hạn, làm méo thuận hay làm méo trước). Hệ thống sửa méo thuận có thể đạt đựơc băng thông tuyến tính hoá cao hơn khi sử dụng các bộ khuếch đại công suất với trễ rất thấp. 3.4. CÁC KIẾN TRÚC BIẾN ĐỔI NÂNG TẦN TUYẾN TÍNH 3.4.1. Biến đổi nâng tần vuông góc tương tự Cấu hình cơ sở cho kỹ thuật này đựơc cho trên hình 3.1. Tín hiệu vuông góc I và Q được tạo ra bởi DSP. Các tín hiệu kênh I và Q được đưa đến các bộ DAC. Vì các tín hiệu I và Q có tốc độ bằng một nửa tốc độ đầu vào, nên các bộ ADC này chỉ cần hoạt động tại tốc độ lấy mẫu băng một nửa tốc độ Nyquist của băng thông kênh.

110

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng DAC kênh I DAC Bộ lọc thông thấp

DSP

0o in 900

Đầu ra RF

DAC kênh Q DAC Bộ lọc thông thấp

LO

Hình 3.1. Bộ biến đổi nâng tần vuông góc tương tự trong máy phát tuyến tính Các bộ trộn và bộ phân chia vuông góc của bộ dao động nội có thể đựơc sản xuất ở rạng rời rạc. Tuy nhiên đối với hầu hết các ứng dụng SDR các phần tử này được tích hợp vào một phần tử duy nhất, nên có thể đạt được khuếch đại, phối hợp pha tốt giữa hai đường và ổn định nhiệt độ tốt cho hai thông số này. Ngoài ra có thể sử dụng tín hiệu LO công suất thấp hơn điều này đặc biệt hữu ích đối với máy cầm tay. Dao động nội đựơc tao ra theo hai phương pháp chính. Phương pháp thứ nhất là nhân tần sau đó chia tần, trong đó trước hết bộ dao động tạo ra tần số gấp hai lần LO sau đó chia hai tần số này. Phương pháp thứ hai là sử dụng bộ lọc dịch pha 900 băng rộng (bộ lọc đa pha: Polyphase). Phương pháp này có ưu điểm là xử lý tuyến tính, vì thế hài bậc hai cuả LO thấp hơn nhiều. Mất cân bằng pha và biên kênh I/Q Cũng như ở máy thu, các kênh I và Q có thể không phối hợp với nhau về biên và pha. Trong trường hợp các thành phần tĩnh, có thể bù trừ sai lỗi này bằng cách làm méo trước các tín hiệu I và Q như trên hình 3.2.

111

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

KI1

I

I’

KI2

Các tín hiệu đầu ra vuông góc được bù trừ KQ2

Q

Q’

KQ1

Q

Q

Q’

I

I I’

Các tín hiệu đầu vào

Các tín hiệu đầu ra

Hinhg 3.2. Bù trừ lỗi mất cân băng biên/pha của các kênh I và Q. Có thể tự động hóa quá trình bù trừ bằng mạch phản hồi tạo ra tín hiệu lỗi chỉnh sưả mất phối hợp như trêb hình 3,3.

112

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng DAC kênh I DAC Bộ lọc thông thấp

DSP

Bộ dao động nội trên kênh

0o in 900

DAC kênh Q DAC Bộ lọc thông thấp Các tín hiệu vuông góc tham chuẩn lý tưởng

0o NCO

in 900

ADC Bộ lọc thông thấp Bộ dao động nội ngoài kênh IF số (vài chục MHz)

NCO: Numerically Controlled Oscillator: bộ dao động điều khiển số

Hình 3.3. Tự động hóa quá trình bù trừ lỗi vuông góc ADC trên vòng phản hồi trên hình 3.3 phải có khả năng lấy mẫu đủ nhanh cho đầu vào IF. Tốc độ lấy mẫu íy nhất phải gấp đôi tốc độ lấy mẫu cảu các bộ I/Q FAC và thường cao hơn tốc độ này một chút. Triệt tần số ảnh Triệt tần số ảnh là khâu xung yếu nhất trong một hệ thống đa sóng mang, vì phân bố sóng mang có thể không đối xứng xung quanh tần số trung tâm băng. Hình 3.4 cho thấy một thí dụ về hệ thống WCDMA bốn sóng mang.

113

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Biên độ Kênh

Kênh

1

2

Ảnh 4

Kênh 4 Rò dao động nội (LO) không mong muốn

Ảnh 2

Tâm của băng tần được ấn định

Ảnh Ảnh 1

Tần số

Băng thông được ấn định

Hình 3.4. Các sản phẩm ảnh không mong muốn cho trường hợp băng thông ấn định có bốn sóng mang được phân bố không đối xứng. Trong trường hợp trên ảnh xuất hiện trong kênh không bị chiếm sẽ gây nhiễu như một kênh lân cận. Triệt rò kênh LO Có ba kiểu rò sóng mang: 1. Cách ly giữa các cửa LO và RF không hoàn hảo 2. DC không mong muốn được tạo ra trong bộ trộn xuất hiện trên cửa IF và gây ra rò LO đến cửa RF. DC không mong muốn được tạo ra do tự trộn phi tuyến của IF hay các tín hiệu LO. Tự trộn sẽ dẫn đến các hài và thành phần băng gốc bao gồm DC. Thành phần DC xuất hiện trong phần IF của bộ trộn dẫn đến rò LO không mong muốn 3. Dịch DC xuất hiện tại đầu vào bộ trộn. Được tạo ra do mạch vào IF của vi mạch biến đổi nâng tần vuông góc (các dịch DC từ bộ khuếch đại đầu vào) hay do các dịch DC tại đầu ra của các DAC I/Q hay các bộ lọc nối đến các đầu vào IF. Ảnh hưởng của ba nguồn rò sóng mang là như nhau vì thế có thể sử dụng một phương pháp duy nhất để loại bỏ chúng. Vì rò DC từ các bộ DAC vào các đầu vào IF của bộ trộn có thể tạo ra rò LO, nên có thể loại bỏ rò bằng cách tiêm vào một lượng (và dấu) phù hợp DC để lọai bỏ nó. Điều này sẽ loại bỏ tất cả các nguồn rò 114

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

vì có thể xem chúng là tổng vectơ và DC tiêm vào được thiết kế để loại bỏ tổng này. Kiến trúc phần cứng cần thiết để đạt đựơc điều này cũng giống như phần cứng yêu cầu để lọai bỏ lỗi khuếch đại và pha (hình 3.3). Vì rò LO là lỗi của đường đi thẳng của hệ thống phản hồi (bộ giải điều chế của hệ thống phản hồi được thực hiện bằng số), nên có thể loại bỏ nó bằng cách tiêm vào các bộ trộn từ các DAC của tuyến đi thẳng. Nếu không chấp thuận được tổn thất dải động từ các DAC này, có thể sử dụng các ADC hiệu năng thấp riêng biệt như trên hình 3.5 DAC kênh I Bộ lọc tần thấp thông thấp DAC DAC kênh I

Bộ lọc thông thấp

DAC

DSP

Bộ dao động nội trong kênh DAC kênh Q

in

0o 900

Bộ lọc thông thấp

Bộ khuếch đại công suất RF

Đầu ra RF

DAC DAC kênh Q tần thấp

Bộ lọc thông thấp

DAC

Các tín hiệu vuông góc tham chuẩn lý tưởng

NCO

in

0o 900

ADC Bộ lọc thông thấp Bộ dao động nội ngoài kênh IF số (vài chục MHz)

NCO: Numerically Controlled Oscillator: bộ dao động điều khiển số

Hình 3.5. Sử dụng các DAC riêng biệt để triệt rò LO Sàn tạp âm của DAC và của bộ biến đổi nâng tần ngoài kênh/băng Rất nhiều đặc tả kỹ thuật đưa ra các yêu cầu về phát xạ ngoài băng kênh và phát xạ ngoài băng. Trong rất nhiều hệ thống, các phát xạ gần với sóng mang chủ

115

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

yếu là do méo trong bộ khuếch đại công suất phát; tuy nhiên tình trạng này thay đổi tại các tần số cách xa sóng mang (nhiều chục MHz). Điều này được minh họa trên hình 3.6. Biên độ

Kênh

Chủ yếu tạp âm của DAC và bộ biến đổi nâng tần

Chủ yếu tạp âm IMD

Chủ yếu tạp âm IMD

Chủ yếu tạp âm của DAC và bộ biến đổi nâng tần Tần số

Hình 3.6. Các đóng góp của tạp âm và IMD vào phát xạ ngoài băng. Tại các tần số cách xa sóng mang mong muốn, tạp âm từ DAC và bộ biến đổi nâng tần trở thành chủ yếu và điều này dẫn đến phổ tạp âm khá phẳng (không giống như IMD). Tình trạng trên hình 3.6 là minh họa cho trường hợp sóng mang đơn băng rộng có đường bao thay đổi (WCDMA chẳng hạn) hay một số sóng mang đặt gần nhau (băng hẹp hoặc băng rộng). Thông thường các bộ biến đổi nâng tần thụ động rời rạc (xây dựng dựa trên bộ trộn xuyến diôt) có hiệu năng tạp âm tốt hơn so với trường hợp mạch tích hợp. Ngoài ra các thông số như cân bằng khuếch đai và pha kém, tổn hao chèn đều cần phải xem xét khi thiết kế. Tap âm pha LO Bộ dao động thực tế có phổ xòe hai phía xung quanh tần số trung tâm do tạp âm pha (hình 3.7)

116

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng b) Phổ của nội dao động nội thực tế

a) Phổ của nội dao động nội lý tưởng

fL0

f

fL0

f

Hình 3.7. Tập âm pha của bộ dao động nội (LO) Lượng tạp âm pha xuất hiện tại LO biến đổi nâng tần cũng có tầm quan trọng trong việc đạt được hiệu năng kênh lân cận tốt và hiệu năng EVM (Error Vector Magtitude: biên độ vectơ lỗi) tốt. Có hai giải pháp chính cho vấn đề này: 1. Cải thiện che chắn đầu ra máy phát đối với VCO và các đường nguồn. 2. Thực hiện LO trên kênh bằng cách trộn hai LO khác nhau. Các này đảm bảo rằng hoặc không VCO nào xuất hiện trên kênh và nhờ vậy giảm đáng kể khả năng nhiễu từ tín hiệu đầu ra máy phát Hiệu năng EVM Chất lượng của tín hiệu vô tuyến được phát phải thực hiện một số yêu cầu nhất định. Thông số chính được sử dụng để đo chất lượng này là EVM (Error Vector Magnitude: Biên độ vectơ lỗi). EVM là số đo méo do các không hoàn thiện của phần vô tuyến gây ra trong thực hiện thực tế. Nó được định nghĩa là biên độ hiệu số giữa tín hiệu tham chuẩn (tín hiệu được định nghĩa bởi các phương trình đặc tả lớp vật lý) và tín thiệu thực tế đựơc phát (được chuẩn hóa theo biên độ của tín hiệu dự kiến). Biểu diễn hình học được thể hiện trên hình 3.8. EVM thiết lập SNR cho phép cực đại của đường truyền vô tuyến khi không có tạp âm, nhiễu, tổn hao đường truyền và các dạng méo khác do kênh vô tuyến gây ra. Vì thế nó được sử dụng để xác định bậc điều chế và tỷ lệ mã hữu dụng cực đại.

117

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Vectơ lỗi Phát dự kiến

Phát thực tế

Hình 3.8. Trình bày hình học khái niệm EVM Hiệu năng EVM của máy phát được xác định bởi một số yếu tố: 1. Rò LO 2. Triệt ảnh và lỗi I.Q 3. Tạp âm pha 3.4.2. Biến đổi nâng tần với nội suy Sơ đồ biến đổi nâng tần bằng nội suy được cho trên hình 3.9. DAC kênh I DAC n DSP

Các bộ lọc nội suy số

Bộ lọc thông thấp Bộ dao động nội

in

0o 900

Đầu ra RF

DAC kênh Q n

DAC Bộ lọc thông thấp

Hình 3.9. Biến đổi nâng tần trong máy phát tuyến tính sử dụng bộ biến đổi nâng tần tuyến tính và lọc số nội suy Nội suy đảm bảo rằng các sản phẩm xuyên băng do các DAC tạo ra được phân cách đủ xa khỏi kênh mong muốn và các sản phầm này được suy giảm đến mức chấp nhận được đối với bộ lọc chống xuyên băng thông thấp tương tự. Kỹ thuật nội suy hoạt động trên nguyên tắc tăng tốc độ lấy mẫu hiệu dụng đối với dạng sóng đầu vào bằng cách tổng hợp các mẫu bổ sung vào giữa các mẫu gốc. Các mẫu mới này được xây dựng dựa trên giá trị trung bình được đánh trọng 118

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

số của các mẫu gốc. Khi này DAC cần hoạt động tại tốc độ lấy mẫu mới này (thường là 4 hay 8 lần tốc độ lấy mẫu gốc). Điều này đặt ra yêu cầu cao hơn đối với DAC, nhưng nó cho phép khối lượng xử lý tín hiệu lớn (mọi thứ trước khi xử lý nội suy) hoạt động tại tốc độ lấy mẫu thấp nhất có thể. Hình 3.10 minh họa quá trình này trong miền thời gian đối với một tín hiệu hàm sin tại tốc độ lấy mẫu là 5 mẫu trên một chu kỳ (hình 3.10a) nghĩa là nằm trong giới hạn Nyquist và tốc độ quá tần bằng 4 (hình 3.10b). Ta có thể thấy rằng mỗi mẫu gốc được thay thế bằng 4 mẫu mới, vì thế thời gian lấy mẫu giảm bằng một phần bốn thời gian lấy mẫu của quá trình lấy mẫu gốc. Hiệu ứng của điều này lên DAC có thể thấy trên hình 3.10c,d đối với tốc độ gốc và tốc độ qúa tần. Rõ ràng rằng trên hình 3.10d, bản sao hình sin dễ nhận biết hơn nhiều và vì thế phổ đầu ra sẽ ‘sạch hơn’ (b)

(a)

1/fclock

Bốn mẫu thay cho một mẫu gốc

1/4fclock Thời gian

Thời gian

(c)

(d)

1/fclock

1/4fclock

Thời gian Thời gian

Hình 3.10. Minh họa hiệu ứng đầu ra của nội suy đối với hàm sin: (a) 5 mẫu trên một chu kỳ; (b) 20 mẫu trên một chu kỳ, (c) đầu ra DAC từ (a) chưa lọc; (d) đầu ra từ (d) chưa lọc Hình 3.11 minh họa hiệu ứng của các quá trình khác nhau trên hình 3.10 trong miền tần số. Trên hình 3.11a có thể thấy toàn bộ phổ đầu ra DAC chưa được nội suy (đến miền Nyquist thứ tư). Bộ lọc chông xuyên băng yêu cầu trong trường hợp này phải có độ dốc phù hợp gần sản phẩm ảnh (quy định này khá chặt). Nếu

119

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

nội suy được áp dụng, tình trạng này sẽ được cải thiện như thấy trên hình 3.11b; bây giờ bộ lọc có thể giảm đáng kể các ảnh xuất hiện trong các vùng Nyquist thứ nhất, thứ hai và thứ ba. Giả sử phân cách tần số giữa sản phầm này và thành phần cơ bản mong muốn là lớn, có thể dễ ràng thiết kế bộ lọc chống xuyên băng để lọai bỏ nó. (b)

(a) Cơ bản

Cơ bản

Ảnh thứ nhất

Đáp ứng bộ lọc nội suy số

Biên độ

Biên độ

Suy giảm ảnh thứ nhất

fclock

2fclock

3fclock

Tần số

fclock

4fclock

2fclock

3fclock

Tần số 4fclock

(d) Cơ bản

(c) Cơ bản Đáp ứng tần số DAC

Biên độ

Biên độ

Đáp ứng tần số DAC

fclock

2fclock

3fclock

Tần số 4fclock

fclock

2fclock

3fclock

Tần số 4fclock

Hình 3.11. Minh họa ảnh hưởng của nội suy tín hiệu đầu vào hàm sin trong miên tần số: phổ đầu ra được lấy mẫu trước nội suy (a), sau nội suy (b); đầu ra DAC (c) từ (a) và (d) từ (b); (đáp ứng sinx/x). Cấu trúc bên trong của một DAC nội suy được cho trên hình 3.12. Số liệu đầu vào được đưa đến một chốt có nhiệm vụ giữ số liệu cho quá trình nội suy và bộ lọc. Xử lý nội suy được thực hiện theo đồng hồ có tốc độ bằng bội số của tốc độ số liệu đầu vào( bốn lần theo thí dụ trên) và đây cũng là tốc độ đồng hồ của chính DAC.

120

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

DAC nội suy

Đầu vào số liệu

Bộ lọc nội suy số

Chốt số liệu vào

DAC

n

Đầu ra tương tự

4fclock

fclock xN

Bộ nhân tần

fclock

Hình 3.12. Cấu trúc của một DAC nội suy Các DAC nội suy thường đắt tiên hơn các DAC không nội suy vì thế sử dụng DAC không nội suy và thực hiện bộ lọc nội suy trên thiết bị DSP (nếu không gian cho phép) sẽ rẻ hơn. 3.4.3. Biến đổi nâng tần băng thông có nội suy Sơ đồ biến đổi nâng tần băng thông có nội suy được cho trên hình 3.13 cũng giống như sơ đồ được xét ở trên chỉ khác là bộ lọc nội suy chọn một trong số các ảnh cao nhất. Vì thế có thể xem nó như là biến đổi hạ tần xuyên băng khi sử dụng ADC. Kiến trúc trên có ưu điểm là rò dao động nội không còn là một bộ phận của phổ đầu ra mong muốn và vì thế có thể loại bỏ nó dễ ràng hơn (sử dụng bộ lọc thông cao tương tự). Tuy nhiên yêu cầu hiệu năng DAC cao hơn và đáp ứng sinx/x có thể gây ra độ nghiêng biên độ không thể chấp nhận trên băng thông quan tâm.

121

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng DAC kênh I DAC n DSP

Các bộ lọc nội suy số băng thông

Bộ lọc thông thấp in

Bộ dao động nội

0o 900

Đầu ra RF

DAC kênh Q n

DAC Bộ lọc thông thấp

Hình 3.13. Biến đổi nâng tần vuông góc tương tự sử dụng lọc nội suy băng thông 3.4.4. Biến đổi IF số Hiện nay có thể sử dụng các DAC hiện đại để nhân được đầu ra tại một tần số IF khả dụng (nhiều chục MHz). Vì thế có thể xử lý biến đổi nâng tần vuông góc trong miền số và loại bỏ ảnh cũng như triệt rò LO hoàn hảo. Kiến trúc để thực hiện biến đổi nâng tần trong trường hợp này đựơc cho trên hình 3.14.

Bộ lọc băng thông

n DSP

Các bộ lọc nội suy số băng thông

NCO

0o in 900

DAC DAC đầu Bộ lọc băng thông ra IF

Đầu ra RF Bộ khuếch đại RF

n Bộ biến đổi vuông góc số

Bộ dao động nội

Hình 3.14. Kiến trúc máy phát sử dụng đầu ra IF số Các đầu ra của các xử lý nội suy bây giờ được cấp cho một bộ biến đổi nâng tần vuông góc sử dụng NCO (Numerically Controlled Oscillatorr: bộ dao động điều khiển bằng số) làm tín hiệu dao động nội. Đầu ra của bộ biến đổi nâng tần số được cấp cho một bộ DAC đầu ra IF và nếu DAC này được lấy mẫu quá tần thì tốc độ lấy mẫu có thể lên đến vài trăm MHz. Đầu ra của DAC này chứa băng mong muốn cộng với các hài và các sản phẩm xuyên băng. Các thành phần gây nhiễu này được lọc bởi bộ lọc băng thông (bộ lọc SAW). Sau đó IF đựơc chuyển vào RF bằng biến đổi nâng tần.

122

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

3.4.5. Biến đổi nâng tần đa sóng mang Hình 3.15 cho thấy kiến trúc biến đổi nâng tần đa song mang đựơc xây dượng trên cơ sở mở rộng kiến trúc máy phát trung tần số nói trên. Trong trường hợp này các sóng mang (ba sóng mang) được biến đổi nâng tần riêng rẽ bởi một NCO riêng. Sau đó chúng cộng số với nhau trước khi đến biến đổi số vào tương tự. Do tín hiệu đa song mang nên tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình của tín hiệu tăng nếu không có các biện pháp chống hiệu ứng này (xén bằng bộ tiền lọc hay hậu lọc, chỉnh pha sóng mang và giảm thừa số nhấp nhô). DAC phải có dải động đủ để để giải quyết vấn đề này và vì thế trong cấu trúc này hiệu năng DAC là yêu cầu quan trọng nhất.

DSP

Tạo dạng xung

n NCO Các bộ lọc nội suy số

0o in 0 90

n Bộ biến đổi vuông góc số

DSP

Tạo dạng xung

Bộ lọc băng thông

n Các bộ lọc nội suy số

NCO

o

0 in 0 90

DAC DAC Bộ lọc băng đầu ra IF thông

n Bộ biến đổi vuông góc số

DSP

Tạo dạng xung

Bộ khuếch đại RF

Bộ dao động nội

n NCO Các bộ lọc nội suy số

0o in 0 90

n Bộ biến đổi vuông góc số

Hình 3.15 Kiến trúc máy phát đa sóng mang sử dụng đầu ra trung tần số (ba sóng mang). 3.4.6. Biến đổi nâng tần Weaver Ưu điểm của phương pháp Weaver là kênh ảnh rơi vào băng của kênh mong muốn vì thế giảm đáng kể yêu cầu triệt ảnh. Bộ tạo SSB của phương pháp Weaver được cho trên hình 3.16. Đây là một kiến trúc biến đổi trực tiếp được đặt

123

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trước biến đổi nâng tần vào RF tương tự thông thường. Ưu điểm chính của kỹ thuật này là khi sử dụng SDR nó cho phép nhiều khía cạnh của hệ thống được thực hiện trong DSP nhất là các khía cạnh khó thực hiện trong phần cứng tương tự (chảng hạn tạo ra các thành phần vuông góc SI và SQ. SI1

SI3

SI2

cos(w0t)

cos(wCt)

Sin

Sout 900

900

-sin(wCt)

-sin(w0t) SQ2

SQ1

SQ3

Hình 3.16. Bộ tạo sóng SSB phương pháp Weaver Gỉa sử tín hiệu đầu vào có băng thông B, tần số trung tâm f 0, biên tần dưới fL như trên hình 3.17a. Ta có thê biểu diễn tíh hiệu vào ở dạng tổng các hàm sin như sau: N

S in (t)   E n cos  wn t  n 

(3.1)

n 1

b) Phổ tín hiệu tại đầu ra của bộ điều chế cân bằng đầu tiên

a) Phổ tín hiệu băng gốc đầu vào Biên độ Biên độ

B 2f0-B fL

fo

fL+B

Tần số 0

B/2

fo

2f0-B/2

2fo

2f0+B/2 Tần số

Hình 3.17. (a) Các dạng phổ của tín hiệu băng gốc đầu vào và (b) tín hiệu đầu ra của bộ điều chế cân bằng thứ nhất.

124

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Tín hiệu băng gốc đầu vào được trộn với dao động nội làm việc tại một nửa băng thông điều chế yêu cầu (f0). Sau trộn ta đựơc hai tín hiệu kênh I và Q như sau:

S I1 

1 N 1 N   E cos w  w t       n  n 0  En cos  wn  w0  t  n  (3.2) n 2 n 1 2 n 1

S Q1 

1 N 1 N   E sin w  w t       n  n 0  Ensin  wn  w0  t  n  (3.3) n 2 n 1 2 n 1

Phổ của tín hiệu nhận được được cho trên hình 3.17b. Từ hình này ta thấy khoảng cách giữa đỉnh phổ của băng gốc yêu cầu và đáy của băng sản phầm trộn cách xa nhau. Sau lọc ta được: 1 N  E n cos  wn  w0  t  n  2 n 1 1 N   E n sin  wn  w0  t  n  2 n 1

S I2 

(3.4)

S Q2

(3.5)

Sau đó mỗi đường I và Q được biến đổi nâng lên tần số kênh cuối cùng bởi một bộ dao động nội vuông góc hoạt động tại tâm của kênh (có thể là tần số mang của kênh mong nuốn). Tín hiệu RF đầu ra khi này có dạng: S I3 

1 N  E n cos  wc  wn  w0  t  n  2 n 1

1 N   E n cos  wc  wn  w0  t  n  2 n 1

(3.6)

Và S Q3 

1 N  E n cos  wc  wn  w0  t  n  2 n 1 1 N   E n cos  wc  wn  w0  t  n  2 n 1

(3.7)

Sau đó hai tín hiệu được cộng với nhau để tạo ra một kênh SSB trong đó ảnh của quá trình biến đổi nâng tần cuối cùng xuất hiện trong băng và bị loại trừ nhờ sự tạo dao động vuông góc chính xác. Tín hiệu đầu ra được biển diến như sau: Sout=SI3+SQ3

125

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

N

S out   E n cos  wc  wn  w0  t  n 

(3.8)

n 1

3.4.7. Máy phát tuyến tính sử dụng RF DAC Hiện nay các RF DAC đang được nghiên cứu trong đó các bộ biến đổi thông thường tốc độ cao độ phân giải thấp đã xuất hiện trong các ứn dụng biến đổi trực tiếp đến sóng mang (RF). Phần này sẽ xét một số giải pháp hứa hẹn đối với các DAC tốc độ cao thông thường cho các ứng dụng RF. 3.4.7.1. Nhược điểm của các DAC hiện nay Hiệu năng của các DAC hiện nay phụ bị giới hạn bởi méo xẩy ra do quá độ của chuyển mạch số liệu (hình 3.18). và các méo này ảnh hưởng lên hiệu năng miền tần số của thiết bị. Ba nguyên nhân méo chính là: 1. Nhiễu giữa các ký hiệu (ISI) 2. Đồng bộ định thời không hoàn hảo 3. Jitter đồng hồ Có thể giải quyết ISI bằng các sử dụng RZ DAC (Return-to-Zero DAC: DAC trở về không). Kiểu DAC này cho phép loại bỏ bộ nhớ từng mẫu của bộ biến đổi, vì thế đảm bảo rằng các quá độ của chuyển mạch số liệu càng gần hơn với luồng số đàu vào. Tuy nhiên đòi hỏi DAC tạo ra các bước lớn hơn đối với cùng một năng lượng đầu ra và vì thế tăng độ nhạy cảm với jitter đồng hồ. Biên độ

Biên độ Đầu vào số

t

DAC

Thời gian

Đầu ra tương tự

A

t

t+1/fs

Hình 3.18. Đáp ứng xung kim của một DAC thông thường: méo tại biên chuyển mạch 3.4.7.2. Cấu trúc và hoạt động của một RF DAC Hình 3.19 cho thấy cấu trúc và hoạt động cơ sở của một RF DAC được xây dựng trên cơ sở sử dụng nhiều chu kỳ dao động hay nhiều xung trong từng mã đầu ra của DAC.

126

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Biên độ

Biên độ Đầu vào số

DAC

Đầu ra tương tự

A

RF DAC Thời gian

t

t

t+1/fs

Thời gian

Hình 3.19. Cấu trúc và hoạt động của một RF DAC. Các ưu việt chủ yếu của RF DAC so với phương pháp DAC thông thường cộng bộ trộn là: 1. Các DAC không trở về không sử dụng trong kiến trúc DAC thông thường cộng bộ trộn dễ bị ISI và jitter. 2. Kiến trúc thông thường cũng dễ bị tạp âm pha tại bộ dao động nội biến đổi nâng tần. 3. RF DA cho phép tiết kiệm nguồn, giảm độ phức tạp phần cứng và cải thiện quỹ tạp âm vì nó không cần bộ dao động nội, bộ trộn và các phần tử lọc lẫn biến đổi dòng điện vào điện áp. Nhược điểm chủ yếu của DAC này là cần chuyển mạch đồng bộ dạng sóng của xung vì thế cần vòng khóa pha. 3.4.7.3. Kiến trúc máy phát sử dụng RF DAC Hình 3.20 cho thấy kiến trúc máy phát sử dụng RF DAC. Biến đổi nâng tần được thực hiện để tạo ra tín hiệu đầu ra thực (để tránh cần hai RF DAC) với tín hiệu được cung cấp tại IF số thấp tần.

DSP

NCO

Bộ lọc băng thông 0o in 900

DAC DAC đầu ra RF

Đầu ra RF Bộ khuếch đại RF

Bộ biến đổi vuông góc số

Hình 3.20. Kiến trúc máy phát tuyến tính sử dụng RF DAC Nếu cần giảm thiểu tốc độ lấy mẫu của DAC, có thể sử dụng kiến trúc RF DAC kép trên hình 3.21. Trong trường hợp này các RF DAC được tích hợp với

127

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

quá trình xử lý biến đổi nâng tần vuông góc và vì thế hoạt động cùng với các tín hiệu đầu vào băng gốc số.

DAC

DSP

NCO

0o in 900

Bộ lọc băng thông

DAC đầu ra RF

Đầu ra RF Bộ khuếch đại RF DAC

Bộ biến đổi nâng tần vuông góc số

DAC đầu ra RF

Hình 3.21. Máy phát tuyến tính sử dụng hai RF DAC 3.5. CÁC KIẾN TRÚC BIẾN ĐỔI NÂNG TẦN ĐƯỜNG BAO KHÔNG ĐỔI Trong các phần trước ta đã xét các kiến trúc biến đổi nâng tần thích hợp cho mọi khuôn dạng điều chế. Trong phần này ta sẽ xét các kiến trúc biến đổi nâng tần chỉ phù hợp cho các máy được điều pha hoặc điều tần với tín hiệu có đường bao không đổi. 3.5.1. Máy phát được điều chế bởi tham chuẩn dựa trên vòng khóa pha Cấu trúc của máy phát được điều chế bởi tham chuẩn đựơc xây dựng trên cơ sở vòng khóa pha (PLL: Phase Locked Loop) được cho trên hình 3.22. Tần số tham chuẩn

VCO Tách sóng pha/tần

Đầu vào điều chế

RF PA

Nạp bơm Lọc thông thấp Bộ chia ¸N

Số liệu phát/các tùy chọn đầu vào điều chế

Đầu vào dither

VCO: Voltage Controlled Oscillator: Bộ dao động điều khiển bằng điện áp

Hình 3.22. Cấu trúc của máy phát được điều chế bởi tham chuẩn đựơc xây dựng trên cơ sở vòng khóa pha (PLL: Phase Locked Loop) 128

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Nguyên tắc hoạt động ở sơ đồ trên hình 3.22 như sau. Tín hiệu số liệu phát đựơc đưa lên điều chế pha/tần đối với bộ dao động có tần số tham chuẩn tại trung tần. Tín hiệu đầu ra VCO (Voltage Controlled Oscillator: bộ dao động điều khiển bằng điện áp) tần số RF đựơc chia tần N lần (biến đổi hạ tần) xuống tần số trung tần tham chuẩn và đựơc so pha với tín hiệu được điều chế pha/tần. Điện áp sai pha được đưa lên nạp bộ bơm (Charge Pump) để điều chế pha/tần cho VCO. Điều chế thực hiện với bộ dao động tham chuẩn hoặc bằng cách dither (điều chế tỷ số chia N) bộ chia. Điều chế có thể thực hiện trực tiếp với bộ VCO (hình 3.23). Số liệu phát Tần số tham chuẩn Tách sóng pha/tần

Nạp bơm

VCO

RF PA

Lọc thông thấp Bộ chia ¸N

Đầu vào dither VCO: Voltage Controlled Oscillator: Bộ dao động điều khiển bằng điện áp

Hình 3.23. Máy phát với VCO dựa trên PLL và được điều chế trực tiếp. Hoạt động của sơ đồ trên hình 3.23 như sau. Trước hết khóa đựơc đóng để khóa pha/tần cho VCO bằng tần số chuẩn. Sau đó khóa mở để điều chế VCO bằng số liệu phát. Nhượ điẻm của sơ đồ này là trong thời gian điều chế VCO không được khóa pha. 3.5.2. Máy phát được điều chế bởi tham chuẩn đầu vào dựa trên vòng khóa pha Kiến trúc này được cho trên hình 3.24. Tham chuẩn cho vòng khóa pha (PLL: Phase Locked Loop) được tạo ra bằng cách biến đổi nâng tần các tín hiệu số liệu I/Q.

129

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng DAC kênh I DAC

DSP

in

VCO

0o

Tách sóng pha/tần

900

RF PA

Nạp bơm Lọc thông thấp

DAC kênh Q

Bộ trộn

DAC

Lọc thông thấp

Bộ dao động nội thứ nhất

Bộ dao động nội thứ hai

Hình 3.24. Máy phát được điều chế bằng tham chuẩn đàu vào dựa trên PLL, Hoạt động của sơ đồ trên hình 3.24 như sau. Các kênh I và Q sau các DAC được biến đổi nâng tần vào IF bởi dao động chuẩn từ bộ VCO thứ nhất. Mặt khác tín hiệu từ VCO được biến đổi hạ tần và trung tần bằng bộ trộn làm việc tại tần số của bộ dao động nội thứ hai và được đưa lên so pha với tín hiệu tham chuẩn của bộ dao động nội được điều chế. Điện áp sai pha được nạp cho bơm để điều khiển pha của VCO. 3.5.3. Sử dụng bộ tổng hợp số trực tiếp để điều chế máy phát dựa trên PLL Kiến trúc này đựơc cho trên hình 3.25. LUT hàm sin (lưu trong ROM) Đầu vào số liệu phát

VCO DAC

Tách sóng pha/tần

RF PA

Nạp bơm Lọc thông thấp

Số liệu tần số kênh yêu cầu

Tham chuẩn PLL

Bộ chia ¸N

LUT: Lookup Table: bảng tra cứu

Hình 3.25. Máy phát dựa trên PLL với đầu vào tham chuẩn được tạo ra bởi tín hiệu số trực tiếp. Hoạt động của sơ đồ trên hình 3.25 cũng giống như sơ đồ 3.22. Tuy nhiên trong trường hợp này tín hiệu tham chuẩn được tạo ra bằng cách tra cứu bảng hàm sin. 3.5.4. Máy phát dựa trên PLL sử dụng tổng hợp một phần N được điều chế Máy phát trong trường hợp này được cho trên hình 2.26.

130

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

VCO Tách sóng pha/tần Tần số tham chuẩn

RF PA

Nạp bơm Lọc thông thấp Bộ chia ¸N/ N+1

Đầu vào số liệu phát

Bộ điều chế D Bộ lọc số liệu phát

Sô liệu tần số kênh yêu cầu 5 Hình 3.26. Máy phát dựa trên PLL sử dụng tổng hợp một phần N được điều chế

Trong máy phát này tỷ lệ chia được điều chế bởi số liệu cần phát để được điều tần. Tần số đầu ra của bộ tổng hợp PLL được xác định như sau: Fout= NFref

(3.9)

Nếu tỷ lệ chia là N được điều chế thì (3.9) trở thành: Fout=N{D(t)}Fref

(3.10)

Trong đó D(t) là số liệu điều chế (sau lọc). Vì thế tần số được điều chế bởi dạng sóng số liệu. Hoạt động của máy phát như sau. Trước hết số liệu phát đựơc lọc bởi bộ lọc số FIR Gauss. Sau đó được cộng với tỷ số chia để chọn kênh (giá trị dịch tần sóng mang). Tín hiệu tổng tạo nên đầu vào của bộ điều chế delt-sigma, đầu ra của nó sẽ điều chế tỷ số chia của PLL. Sự thay đổi của tỷ số chia sẽ điều chế sóng mang để được tín hiệu đièu chế đầu ra mong muốn. Sử dụng bộ điều chế delta-sigma cho phép tạp âm lượng tử (sinh ra trong quá trình đièu chê) dịch chuyển đến dải tân cao hơn nhiều so với phổ số liệu băng gốc. Vì thế có thể lọc tạp âm này băng lọc thông thấp của PLL. Kiến trúc này có ưu điểm là cho phép phát tốc độ số liệu cao hơn mà không cần tần số tham chuẩn thấp. Sử dụng bộ điều chế delta-sigm và không đòi hỏi bộ

131

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trộn khiến kiến trúc này vừa đơn giản lại và có thể thực hiện được trong một thiết bị tích hợp công suất thấp. Nhược điểm duy nhất của kiến trúc này là yêu cầu băng thông PLL phải lớn hơn băng thông điều chế. 3.6. CÁC KỸ THUẬT VUÔNG GÓC BĂNG RỘNG Mạng vuông góc băng rộng đóng vai trò quan trọng trong nhiều lĩnh vực trong các hệ thống SDR. Dưới đây là các ứng dụng của các mạng vuông góc trong hệ thống SDR : 1. Biến đổi nâng tần vuông góc. 2. Biến đổi hạ tần vuông góc 3. Bộ trộn loại trừ tần số ảnh Tồn tại rất nhiều phương pháp băng hẹp để tạo ra các tín hiệu vuông góc. Mặc dù hiệu năng của chúng phù hợp cho các ứng dụng đơn băng, nhưng không thể sử dụng chúng trong các hệ thống SDR đa băng, đa mode. Phần này sẽ xét các giải pháp vuông góc cho cả CW (Continiuos Wave : sóng liên tuc) như dao động nội và cho các tín hiệu băng rộng tuyến tính (nhiều sóng mang được điều chế). 3.6.1. Bộ lọc tích cực toàn thông Hình 3.27 cho thấy một bộ lọc tích cực toàn thông với trễ pha như sau : (w)= -2tan-1(wRC) Vì thế tạo ra dịch pha 900 tại :

(3.11)

w=1/RC Với đáp ứng biên độ băng rộng có khuếch đại bằng một.

(3.12)

R1 R1 ra

Vào R C

Bộ khuếch đại thuật toán

Hình 3.27. Mạch trễ pha toàn thông 132

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Sơ đồ này có ưu điểm : đơn giản, đap ứng khuếch đại phẳng băng rộng và khả điều chình bằng các thay đổi RC. Tuy nhiên nó có nhược điểm là : băng thông trễ pha 900 không đủ rộng cho nhiều ứng dụng SDB, khó sử dụng cho RF tần số cao do hạn chế băng thông hệ số khuếch đại của bộ khuếch đại thuật toán. 3.6.2. Sử dụng các bộ lọc thông cao và thông thấp Có thể sử dụng cá thuộc tính cuả các bộ lọc thông cao và thông thấp để tạo các tín hiệu vuông góc băng rộng. Hình 3.28 cho thấy cách kết hợp hai bộ lọc thông cao và thông thấp RC. C Ra 1 (+450) R

Vào

Ra 2 (-450)

R C

Hình 3.28. Bộ tách 900 Để giải thích kiến trúc này ta xét các đặc tính lọc thông cao và thông thấp trên hình 3.28. Hàm truyển đạt bộ lọc thông cao RC (nhánh trên của hỉnh 3.28) như sau :

H(w) 

R 1 R jwC



wR C 1  (wR C)

2



exp 900  jtan 1 (wR C

 (3.13)

 H(w) exp(j(w)) Hàm truyền đạt cho bộ lọc thông thấp RC (nhánh dưới của hình 3.28) như sau :

133

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

H(w) 

1 / (jwC) 1  exp  jtan 1 (wR C 1 1  (wR C)2 R jwC



 (3.14)

 H(w) exp(j(w)) Hình 3.29 cho thấy các hàm truyền đạt bộ lọc thông cao RC (hình 3.29a) và bộ lọc thông thấp RC (hình 3.29b). a) Đáp ứng lọc thông cao chuẩn hóa đối với bộ lọc RC bậc 1 90

0

80

-3.01 -10

60 50

-20

40 30

-30

20

H(w ,dB

q (w), độ

70

10 0 0,01

0,1

1

10

100

-40 1000

Tần số chuẩn hóa: w/wC, wC = 1/RC b) Đáp ứng lọc thông thấp chuẩn hóa đối với bộ lọc RC bậc 1 0 -3.01

0 -10

q (w), độ

-20

-30 -40

-30

-50

H(w ,dB

-10

-20

-40

-60 -70

-50

-80 -90 0,01

-60 0,1

1

10

100

1000

Tần số chuẩn hóa: w/wC, wC = 1/RC

q (w) H(w

Hình 3.29. Đáp ứng chuẩn hóa cho bộ lọc RC bậc một: (a) thông cao, (b) thông thấp.

134

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Từ các hình vẽ ta thấy các đáp ứng dịch pha của cả hai bộ lọc thông thấp và thông cao đều tạo ra dich pha 450 tại tần số cắt: w=wc=1/RC (3.15) Trong trường hợp thông cao pha nhanh (+450) còn trong trường hợp thông cao pha trễ (-450). Vì thế hiệu số pha giữa hai đầu ra từ hai bộ lọc giống nhau (một thông thấp và một thông cao) sẽ là 900. Có thể làm cho kiến trúc trên hình 3.29 trở nên khả điều chỉnh bằng cách kết hợp với các diôd PIN như trên hình 3.30. 0 – 12V

Rbias C Ra 1 (+450) R

Vào

Rbias/2

R

Ra 2 (-450)

C

Bias: định thiên

Hình 3.30. Bộ tách 900 khả điều chỉnh Sơ đồ 3.30 giải quyết được vấn đề băng thông công tác nhưng không giải quyết được vấn đề băng thông tức thời. Vấn đề chính cuả băng thông tức thời là sự khác nhau của các vectơ biên độ tại một dịch tần cho trước so với tần số trung tâm; một vectơ sẽ bị suy hao lớn hơn 3dB còn vectơ kia bị suy hao ít hơn. Không dễ bù trừ sai lỗi vectơ này. Có thể tự động hóa quá trình điều chỉnh bằng kiến trúc trên hình 3.31. Về cơ bản bộ tách pha này cũng giống như trên nhưng được bổ sung thêm mạch điều khiển đảm bảo tự động điều chỉnh để duy trì vuông góc xung quanh kênh mong muốn ở bất cứ vị trí nào trong băng thông công tác. Bộ tách sóng pha (bộ so pha) quyết định độ chính xác pha của toàn bộ bộ tách pha vuông góc. Độ chính xác vuông góc khi này phụ thuộc vào hiệu năng của bộ tách pha, đặc biệt là mức dịch DC của nó và thay đổi theo tần số và biên độ (lỗi tĩnh có thể dễ dàng loại trừ).

135

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 12V

Rbias

Ra 1 (-450)

C

Vào

Bộ tách sóng pha

Rbias/2

dt

Ra 2 (+450)

C

Rbias/2

Hình 3.31. Bộ tách 900 tự điều chỉnh 3.6.3. Các mạng toàn thông thụ động băng rộng Kiến trúc của mạng này dựa trên các đoạn toàn thông LC thu động đựơc cho trên hình 3.32. L

C

L

L

C

R

C

R Mạng N

L

L

L

Vs

C

C

C

R

Mạng P

Hình 3.32. Các đoạn lọc toàn thông thụ động sử dụng trong bộ tách 900 băng rộng 136

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Sơ đồ này có ưu điểm là hỗ trợ băng thông tức thời với sai pha theo quy định. Các giá trị L và C trên sơ đồ được xác định như sau: L

2R 2 , C 0 0 R

(3.16)

Trong đó 0 là các giá trị cực được xác định theo bảng 3.1. Bảng 3.1. Các giá trị cực của mạng N và P để thiết kế dịch pha băng rộng Mạng P Mạng N 10 4,43810 1,2951010 16,035109 3,001109 1,399109 0,408109 3.6.4. Mạng nhiều điểm không Cấu hình cơ sở của mạng này được cho trên hình 3.33. Tín hiệu đầu vào đựơc chia công suất với một đầu ra được cấp cho đường dịch pha và đầu kia đựơc cấp cho đường trễ. Đường trễ có nhiệm vụ bù trừ trễ của đường dịch pha để đảm bảo đáp ứng băng rộng. Đường trế cũng chứa các bộ suy giảm khả biến đựơc tạo tành từ các diôt PIN để điều chỉnh khuếch đại của bộ phân tách và vì thế đảm bảo đạt được dung sai khuếch đại cho phép giữa hai đầu ra của bộ tách vuông góc. Đầu ra RF 1 Mạng nhiều điểm không Đầu vào RF

Bộ tách đồng pha

t

Đầu ra RF 2

Đường trễ

Hình 3.33. Bộ tách vuông góc sử dụng kỹ thuật nhiều điểm không Bản thân mạng nhiều điểm không hoạt động trong nhiều băng với các điểm không thẳng đứng giữa các băng (hình 3.34). Trong các băng tồn tại một phần (tại tâm băng) mà tại đó gợn sóng biên và pha khà nhỏ. Trong trường hợp gợn sóng pha đầu ra, gợn sóng có giá trị trong bình +900 hay -900 phụ thuộc vào băng.

137

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong một băng, vùng có hiệu năng chấp thuận được nằm xung quanh tần số trung tâm và chiếm 70% băng. Băng 2

Băng 1

Băng 3 150

90 -10 30

-20 -30

-30

-40

-90

-50

Hiệu số pha đầu ra [độ]

Hiệu số khuếch đại đầu ra [dB]

0

-160 0

1

2

3

4

5

6

Đơn vị tần số

Hình 3.34. Hiệu năng lý thuyết của bộ tách vuông góc dựa trên mạng nhiều điểm không 3.6.5. Bộ tách pha băng rộng khả điều chỉnh Mạng nhiều điểm không có thể được xây dựng dựa trên các đoạn đường dây dài một phần hai bước sóng hở mạch kết hợp với diốt biến dụng (varicáp) tại đầu hở mạch để có thể điều chỉnh được độ dài điện (hình 3.35). Bộ suy giảm Đầu ra đường dịch pha

Đầu vào

Đường nửa sóng

Bộ chia công suất

Điốt biến dung

t Đường trễ

Đầu ra đường trễ Bộ suy giảm điôt PIN

Hình 3.35. Bộ tách pha vuông góc băng rộng khả điều chỉnh 138

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hoạt động của sơ đồ 3.35 như sau. Tín hiệu vào được tách đôi nhờ bộ chia công suất, một đầu ra đựơc cấp cho đường dịch pha và đầu ra kia được cấp cho đường trễ. Đường trễ chứa một bộ suy giảm khả biến dựa trên điôt PIN để điều chỉnh độ khuếch đại của bộ tách và đảm bảo dung sai khuếch đại giữa hai đầu ra bộ tách. 3.6.6. Các kỹ thuật nhân-chia Có thể sử dụng các kỹ thuật điện tử số để tạo lập một mạng vuông góc đơn giản như trên hình 3.36. +V (logic 1)

T

Q

Clock

Q

Đầu ra 1 (-450)

Flip-flop chốt +V (logic 1)

Đầu vào Bộ hạn biên Bộ bình phương

T

Q

Clock

Q

Đầu ra 2 (+450)

Flip-flop chốt 0

Hình 3.36. Sử dụng kỹ thuật số để tạp lập bộ tách 90 băng rộng Hoạt động của sơ đồ trên hình 3.36 như sau. Tín hiệu đầu vào được chuyển đổi vào sóng vuông nhờ bộ hạn biên hay bộ khuếch đại hạn biên. Sau đó được bình phương bằng một quá trình tạo vuông bình phương thích hợp để được hài bậc hai (cũng có thể đưa qua bộ khuếch đại bão hòa và sau đó là bộ lọc lấy ra hài bậc hai). Như thấy trên hình 3.36, bộ trộn hay bộ nhân với hai đầu vào được nối với nhau. Đầu ra bộ tạo vuông là tín hiệu đồng hồ dạng sóng vuông có tần số gấp đôi tần số của bộ dao động nội đầu vào. Sau đó tín hiệu đồng hồ được nhân đôi tần số này được tách làm hai và được cấp cho hai chốt flip-flop hoạt động ở hai sườn đồng hồ khác nhau. Kết quả là các tín hiệu đầu ra vuông góc (hình 3.37).

139

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đầu ra bộ hạn biên

Đầu ra bộ binh phương

Đầu ra 1

Đầu ra 2

Hình 3.37. Biểu đồ thời gian cho bộ tách 900 số 3.7. CÁC KỸ THUẬT TUYẾN TÍNH HÓA BỘ KHUẾCH ĐẠI 3.7.1. Làm méo trước Làm méo trước là kỹ thuật đơn giản nhất để tuyến tính hóa bộ khuếch đại công suất RF. Kỹ thuật nà bao gồm tạo lạp mộtđặc trưng méo là âm bản của đặc trưng méo của RF PA và nối tầng chung với nhau để chúng bù trừ lẫn nhau. Tất nhiên cũng có thể nối tầng phần tử gây méo sau RF PA và trường hợp này đơực gọi là làm méo sau. Tuy nhiên làm méo sau có nhiều nhược điểm vì thế không đơực sử dụng 3.7.1.1. Làm méo trước tương tự Làm méo trước tương tự thường được thực hiện tai RF hoặc IF vì thự hiện các mạch này tại đây đơn giản hơn. Ưu điểm của làm méo trước RF là có thể tuyến tính hóa toàn bộ băng thông vì thế rất phủ hợp cho các hệ thông đa sóng mang băng rộng. Nguyên lý cơ sở làm méo trước được cho trên hình 3.38. Hàm làm méo trước, (.), tác động lên tín hiệu đầu vào sao cho nó bị méo ngược với méo do RF PA gây ra, F(.). Vì thế tín hiệu đầu ra được khuếch đại nhưng không bị méo so với tín hiệu đầu vào. Hình 3.37 a cho thấy sơ đồ của một bộ khuếch đại RF kết hợp với bộ làm méo trước. Hình 3.37b cho thấy họat động của hệ thống làm méo trước

140

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Sơ đồ của bộ khuếch đại công suất vô tuyến (RF PA) kết hợp với bộ làm méo trước

VI

Bộ làm méo trước (VI)

Vo

RF PA

F()

V0=F[(Vi)] b) Hoạt động của hệ thống làm méo trước

(VI)

V0

F()

Bộ làm méo trước

VI

Bộ khuếch đại



Bộ khuếch đại được tuyến tính hóa

VI

Hình 3.38. a) Sơ đồ của một bộ khuếch đại RF kết hợp với bộ làm méo trước, b) họat động của hệ thống làm méo trước. 3.7.1.2. Các bộ làm méo trước bậc ba Mục đích của bộ làm méo trước bậc ba là loại bỏ méo bậc ba bằng cách bổ sung thêm một thành phần bậc ba được chỉnh pha cho tín hiệu đầu vào RF. Một số dạng cuả bộ làm méo này đựơc cho trên hình 3.39. Cấu hình trên hình 3.39a là bộ làm méo trước vô hướng và quan hệ pha giữa các đường trên và đường dưới được điều chỉnh sao cho tín hiệu đường trên trừ đi tín hiệu đường dưới loại bỏ được méo bậc ba. Hoạt động của sơ đồ này như sau. Tín hiệu đầu vào RF (hay IF) được phân đôi bởi bộ ghép định hướng để tạo nên đường chính và đường thứ cấp. Đường chính chứa một phần tử trễ để bù trừ trễ xảy ra tại đường thứ cấp. Đường thứ cấp chứa một bộ khuếch đại đệm mức thấp, sau đó là mạch điều chỉnh pha và suy hao để đạt được quan hệ cần thiết tại bộ kết hợp. Phần tử méo được tạo bởi phi tuyến bậc ba, tín hiệu cuối cùng được nhớ đệm và được khuếch đại bởi một bộ khuếch đại làm méo trước. Cả hai bộ khuếch đại đều làm việc tại mức thấp vì thế hầu như không gây méo. Pha của đường dưới được điều chỉnh để được hiệu số giữa đường trên và đường dưới tại đầu ra của bộ kết hợp

Trên sơ đồ hình 3.39b, bộ dịch pha đựơc chuyển lên đường trên cùng với đường trễ vì thế cách ly được điều chỉnh pha và điều chỉnh khuếch đại ngoài ra đường trễ ngắn hơn.

141

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

a) Bộ làm méo trước RF/IF bậc ba Bộ ghép định hướng

t

Đầu vào x(t)

Dịch pha khả Bộ suy giảm khả biến biến

Bộ khuếch đại RF

Đầu ra z(t)

Phi tuyến bậc ba

F

( )3 Bộ khuếch đại RF

b) Một dạng khác của làm méo trước RF/IF bậc ba

F

t

Bộ dịch pha

Đường trễ Đầu ra

Đầu vào

( )3 Phi tuyến bậc ba

Bộ suy giảm khả biến

Hình 3.39. Một số dạng làm méo trước RF/IF bậc ba 3.7.2. Sửa méo thuận Các kỹ thuật tuyến tính hóa sửa méo thuận được sử dụng rộng tại trong các ứng dụng trạm gốc từ nhiều năm nay. Mặc dù chúng khá phứctạp và đắt tiến liên quan đến thực hiện phần cứng, chúng có ưu điểm là cho hiệu năng tuyến tính tuyết hảo khi được điều khiển bởi một kỹ thuật điều khiển tự động thích hợp. Dạng đơn giản của một bộ khuếch đại sửa méo thuận được cho trên hình 3.40. Để hiểu đựơc hoạt đông của sơ đồ ta xét phổ của tín hiệu thử nghiệm hai tone (hai tân số) tại các điểm khác nhau trên sơ đồ.

142

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Bộ khuếch đại chính

A1

Đầu vào

t2

VA1 C1

Vt2

Trễ

Đầu ra

Vout

C2

Vsub1

Bộ tách

Bộ khuếch đại lỗi

t1 Trễ

Vsub2

Bộ trừ

Verr

A2

Hình 3.40. Sơ đồ đơn giản của một bộ khuếch đại sửa méo thuận Tín hiệu đầu vào được chia thành hai đường giống nhau. Tín hiệu đường trên được khuếch đại bởi bộ khuếch đại chính và các méo phi tuyến trong bộ khuếch đại này dẫn đến điều chế giao thoa và các méo hài bổ sung vào tín hiệu gốc. Tạp âm của bộ khuếch đại chính cũng cộng vào tín hiệu chính, mặc dù trong nhiều ứng dụng ta có thể bỏ qua nó. Bộ ghép trực tiếp C1 lấy mẫu từ tín hiệu đầu ra của bộ khuếch đại chính và đưa nó đến bộ trừ (cấu sai động 1800), tại đây một phần tín hiệu gốc sau trễ tại đường dưới bị trừ đi. Kết quả trừ cho ta tín hiệu lỗi chứa phần lớn thông tin méo từ bộ khuếch đại chính; lý tưởng không còn năng lượng tín hiệu chính. Sau đó tín hiệu lỗi được khuếch đại tuyến tính đến mức cần thiết để loại bỏ méo trên đường chính và được cấp cho bộ ghép đầu ra. Tín hiệu chính đi qua bộ ghép C1 bị trễ một thời gian gần bằng với thời gian trễ của bộ khuếch đại lỗi và đựơc cấp cho bộ ghép đầu ra có pha ngược với tín hiệu lỗi đã được khuếch đại. Tín hiệu lỗi sau này sẽ đơực sử dụng để hủy méo của đường chính và cho qua phần lớn phiên bản tín hiệu gốc đầu vào đã được khuếch đại. Đối với một hệ thống lý tưởng, với giả thiết bộ trừ và bộ ghép C2 cung cấp đảo tín hiệu cần thiết cho trừ tậi đầu ra, ta có thể rút ra được các phương trình sau. Giả thiết là bộ tách đầu vào là cầu sai động 3dB lý thưởng, ta được đầu ra bộ khuếch đại chính, VA1(t) đối với tín hiệu đầu vào hệ thống, Vin(t), như sau: VA 1 (t) 

GA1 Vin (t)e jwtA 1  Vd (t) 2

(3.17)

Trong đó GA1, tA1 là hệ số khuếch đại và trễ thời gian của bộ khuếch đại chính tại tần số góc w và Vd(t) là méo bổ sung bởi bộ khuếch đại chính. Một tỷ lệ nhất định của tín hiệu này sẽ được đưa đến bộ trừ thông qua bộ ghép C1. Nếu thừa số tỷ lệ này là 1/CC1, thì tín hiệu đạt đến đầu vào của bộ trừ sẽ là: Vsub1 (t) 

GA1 V (t) Vin (t)e  jwtA 1  d 2CC1 CC1

(3.18)

143

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Nếu giả thiết phần tử trễ không gây tổn hao, thì tín hiệu đạt đến đầu vào kia của bộ trừ sẽ là: Vsub2 (t) 

Vin (t)  jwtt1 e 2

(3.19)

Trong đó tt1 là trễ trong phần tử trễ đường dưới. Như vậy đầu ra của bộ trừ (giả sử không tổn hao) sẽ là: Verr(t)= Vsub1(t)-Vsub2(t) =

G A1 V (t) V (t) Vin (t)e jwtA 1  d  in e jwtt1 2CC1 CC1 2

(3.20)

Từ phương trình (3.18) ta thấy rằng để hoàn toàn loại bỏ tín hiệu gốc đầu vào khỏi tín hiệu lỗi, phải đảm bảo các điều kiện sau: tt1 = tA1

(3.21)

CC1=GA1

(3.22)

Và

Khi này tín hiệu lỗi nhận được sẽ là: Verr (t) 

Vd (t) CC1

(3.23)

Tín hiệu đầu ra bộ khuếch đại chính sau khi đi qua phần tử trễ đường trên sẽ là : Vt2 (t) 

GA1 Vin (t)e jw( tA 1 tt 2 )  Vd (t)e  jwtt 2 2

(3.24)

Trong đó tt2 là trễ thời gian trong phần tử trễ đường trên. Giả thiết phần tử trễ này không gây tổn hao. Tín hiệu này tạo ra tín hiệu đường chính cho đầu ra bộ ghép C2. Tín hiệu đường dưới đưa vào cổng ghép của C2, Verr(t), sau khi đựơc khuếch đại bởi bộ khuếch đai lỗi là:

Vsub2 (t) 

GA2 Vd (t)e jwtA 2 CC1

(3.25)

Trong đó GA2, tA2 là hệ số khuếch đại và trễ của bộ khuếch đại lỗi.

144

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Giả thiết bộ ghép C2 có đảo pha cần thiết để trừ hai tín hiệu ghép, và thừa số ghép là 1/CC2, thì tín hiệu đầu ra cuối cùng sẽ là: Vout(t)= Vt2 (t) 

VA 2 (t) CC2

(3.26)

Hay: Vout (t) 

GA1 GA2 Vin (t)e jw( tA 1 tt 2 )  Vd (t)e  jwtt 2  Vd (t)e  jwtA 2 2 CC1CC2

(3.27)

Để có thể lại ỏ hoàn hảo các sản phẩm méo, Vd(t), phải thực hiện các điều kiện sau: tt2 = tA2

(3.28)

GA2 = CC1CC2

(3.29)

Khi này tín hiệu đầu ra cuối cùng sẽ là: Vout (t) 

GA1 Vin (t)e jw( tA 1 tt 2 ) 2

(3.30)

Vout (t) 

GA1 Vin (t)e jw( tA 1 tA 2 ) 2

(3.31)

Hay

3.8. CÁC KỸ THUẬT TUYẾN TÍNH HÓA MÁY PHÁT 3.8.1. Tổng quan Làm méo trước số (DPD: Digital Predistortion) là một công nghệ tạo đà phát triển cho nhiều hệ thống SDR và các mạng không dây phân bố như đã đề cập trong chương 1. Cấu trúc của một máy phát được tuyến tính hóa bằng làm méo trước số đựơc cho trên hình 3.41.

145

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bộ tuyến tính hóa số

DAC

Bộ biến đổi nâng tần

PA

Các bộ tổng hợp đồng hồ và LO

ADC

Bộ biến đổi hạ tần

Hình 3.41. Cấu trúc của một máy phát được tuyến tính hóa bằng làm méo trước số Tốc độ cuả các bộ xử lý tín hiệu số không ngừng tăng (DSP, FPGA, ASSP) đã cho phép thực hiện làm méo trước số cho các ứng dụng đa sóng mang băng rộng trong các BTS 3G và 4G. 3.8.2. Làm méo trước số băng gốc 3.8.2.1. Kiến trúc cơ sở Kiến trúc cơ sở của một bộ làm méo trước băng gốc vuông góc được cho trên hình 3.42. DSP chứa các chức năng phân tách tín hiệu (vào kênh I và Q) và các chức năng đánh trọng số. Các chức năng này có thể được cấu trúc theo nhiều cách phụ thuộc vào mô hình bộ khuếch đại được chọn (chẳng hạn AM-AM, AMPM, có hoặc không có bộ nhớ, hay kết hợp cả hai), nhưng thông thường được hình thành từ các bảng tra cứu chứa các hệ số đánh trọng số phức tại các mức biên độ khác nhau (cho từng kênh vuong góc). Một giải thuật sử dụng đầu ra RF sau biến đổi hạ tần để tra cứu các hệ số phức trong bảng tra cứu. Bộ quay pha trên sơ đồ 3.42 để bù trừ dịch pha giữa biến đổi nâng tần và hạ tần gây ra do trễ của tầng khuếch đại công suất vô tuyến.

146

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

DAC Bộ khuếch đại công suất RF

F Đầu vào băng gốc

Bộ xử lý tin hiệu số

in

0o

90

Đầu ra RF

0

DAC

ADC

in

0o

900

ADC

Hình 3.42. Sơ đồ phần cứng đầy đủ của một máy phát sử dụng làm méo trước băng gốc thích ứng. 3.8.2.2. Hoạt động của một bộ làm méo trước số băng gốc Bộ làm méo trước số tạo ra một âm bản phi tuyến so với phi tuyến của PA bằng cách tra cứu bảng tra cứu (LUT: Lookup Table) hay xấp xỉ hóa bằng một đa thức (hoặc kết hợp cả hai). Phi tuyến này thường được chứa trong DSP, FPGA hay ASSP (Application Specific Standart Product: vi mạch chuẩn đặc thù ứng dụng) và được cập nhật để đáp ứng với tín hiệu phản hồi từ đầu ra của bộ khuếch đại. Cập nhật có thể được thực hiện dựa trên tối tiểu hóa năng lượng kênh lân cận hay dựa trên kết quả đo lỗi của từng hệ số trong LUT hay xấp xỉ hóa đa thức. Hình 3.42 cho thấy kiến trúc cụ thể của khối DSP trên sơ đồ 3.43.

147

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Nhân phức

Hiệu chỉnh lỗi I/Q

Loại bỏ DC không mong muốn

Tín hiệu đầu vào (số liệu hay thoại đã số hóa)

Bộ mã hóa thoại hay số liệu

I

Q

ILUT f(ILUT, QLUT)

Bảng tra cứu (LUT) Thực Ảo

QLUT

Ước tính lỗi và thích ứng Q

hiệu chỉnh zero DC và lỗi I/Q

I

Q

Đến các DAC của bộ biến đổi nâng tần

I Từ các ADC của bộ biến Q đổi hạ tần

I Đường tín hiệu Đường điều khiển

Hình 3.43. Kiến trúc xử lý tín hiệu cho hệ thống làm méo trước băng gốc thích ứng Bộ mã hóa thoại/số liệu biến đổi tín hiệu thoại hay tín hiệu số liệu đầu vào băng gốc vào khuôn dạng I/Q được lấy mẫu thích hợp của sơ đồ điều chế mong muốn. Sau đó các tín hiệu I/Q được nhân phức với các hệ số tương ứng từ bảng tra cứu (LUT) (hay các giá trị nội suy đựơc rút ra từ bảng này) trước khi loại bỏ DC (nếu yêu cầu) và hiệu chỉnh lỗi thích ứng (dựa trên hiệu số miức I/Q băng gốc và các tín hiệu I/Q đã được biến đổi hạ tần. Hiệu năng của của bảng ta cứu được rút ra bằng cách so sánh các tín hiệu I/Q được lấy mẫu với mẫu I/Q của tín hiệu đầu ra được biến đổi nâng tần. Bảng tra cứu được cải thiện dựa trên hiểu biết về hiệu năng này. Vì thể độ chính xác và hiệu năng tổng thể của hệ thống bị giới hạn bới chất lượng của tín hiệu hồi tiếp này. Bộ biến đổi hạ tần làm việc tại trung tần thấp. Như vậy sơ đồ cho phép lọai bỏ tất cả các nguồn lỗi (các dịch DC) hai các méo của tín hiệu. Khối thích ứng cũng có thể được sử dụng để hỗ trợ loại bỏ các dịch DC trong tuyến xử lý chính để lọai bỏ rò sóng mang và cũng như để tối ưu hóa định thời lấy mẫu. Sử dụng phản hồi không liên tục (cập nhật các hệ số của bảng tra cứu theo chu kỳ chứ không liên tục) cho phép áp dụng mức hiệu chỉnh hệ số khuếch đại cao hơn. 3.8.3. Sử dụng IF số trong đường phản hồi Sử dụng IF số trong đường phản hổi loại bỏ rất nhiều vấn đề đã nói ở trên (mất khối hợp I/Q, Các dịch DC …) và vì thế cung cấp hiệu chuẩn tốt cho hệ thống làm méo trước (giả thiết không xẩy ra méo trong miền tương tự trước khi biến đổi A/D). Kiến trúc cho giải pháp này đựơc cho trên hình 3.44 dựa trên sơ đồ cơ bản đã được xét trên hình 3.5.

148

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng DAC kênh I

Phân hệ xử lý số

Bộ lọc thông thấp

DAC Bộ dao động nội trong kênh

DSP

in

0o

Đầu ra RF

900 DAC kênh Q

Bộ lọc thông thấp

Bộ khuếch đại công suất RF

DAC Các tín hiệu vuông góc tham chuẩn lý tưởng IF số (vài chục MHz)

in NCO

0o 900

ADC Bộ lọc thông thấp Bộ dao động nội ngoài kênh

Hình 3.44. Máy phát được làm méo trước số dử dụng bộ biến đổi nâng tần tương tự và bộ biến đổi hạ tần số Việc sử dụng bộ biến đổi hạ tần số cho phép hệ thống làm méo trước có tham chuẩn vuông góc hoàn hảo và có thể sử dụng nó để hiệu chỉnh các lỗi vuông góc trên tuyến biến đổi nâng tần. Ngoài ra hiệu năng DC hoàn hảo cũng cho phép loại bỏ vấn đề này trên đường biến đổi nâng tần. Vấn đề duy nhất cần xem xét ở đây là hiệu năng khả dụng (và giá thành) của ADC phản hồi. Chẳng hạn, Nếu hệ thống này đựơc sử dụng cho máy bốn sóng mang sóng mang WCDMA (băng thông vào khoảng 20MHz) thỉ băng thông tối thiểu của phản hồi phải là 100 MHz với giả thiết là toàn phổ được tạo ra bởi cả các sản phẩm IMD bậc ba và bậc năm. Ngay cả khi sử dụng lấy mẫu tại tốc độ Nyquist, tốc độ lấy mẫu của ADC cũng phải là 200 Msps (tốc độ lấy mẫu thực tế cao hơn tốc độ này). Các bộ biến đổi với tốc độ cao như vậy hiện nay khá đắt tiền và tiêu thu công suất cao. Các băng thông cao hơn đáng kể (trong các trong các hệ thống thông tin vệ tinh) nói chung hiện nay vẫn phải sử dụng các bộ biến đổi hạ tần tương tự.

149

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

3.8.4. Sử dụng một IF số trên cả tuyến biến đổi nâng tần và phản hồi Kiến trúc máy phát làm méo trước số sử dụng số cả ở biến đổi nâng tần và biến đổi hạ tần được cho trên hình 3.45. Phân hệ xử lý số

NCO

DSP

in

Bộ lọc băng thông

0o

Bộ lọc băng thông Đầu ra RF

DAC

900

DAC đầu ra IF

Bộ khuếch đại công suất RF Bộ dao động nội trong kênh

Các tín hiệu vuông góc tham chuẩn lý tưởng IF số (vài chục MHz)

in NCO

0o 900

ADC Bộ lọc thông thấp Bộ dao động nội ngoài kênh

Hình 3.45. Máy phát làm méo trứơc số sử dụng bộ biến đổi nâng tần số và bộ biến đổi hạ tần số. Kiến trúc này có ưu điểm sau: 1. Chỉ cần một bộ DAC và vì thế cũng chỉ cần một bộ lọc khôi phục lại, một bộ biến đổi nâng tần 2. Biến đổi nâng tần hoàn hảo vì thế không có rò sóng mang không mong muốn hay sai lõi vuông góc (bao gồm mất phối hợp khuếch đại). Vì thế lọai bỏ tần số ảnh hoàn hảo, và không xẩy ra lỗi vectơ tín hiệu (nếu bỏ qua các hiệu ứng lượng tử hoá) 3. Có thể điều chỉnh NCO rất nhanh, vì thế đảm bảo dễ ràng nhảy tần nhanh. Nhựơc điểm chính của sơ đồ là giá thành và hạn chế hiệu năng của DAC hiện thời. DAC dùng cho làm méo trước số phải tạo lại được phổ mong muốn bao gổm cả băng thông hiệu chỉnh IMD và phải thực hiện được điều này tại IF phù hợp vì lọc thực tế có thể ảnh hưởng lên biến đổi nâng tần. Một giải pháp khác là sử dụng kiến trúc biến đổi kép (hình 3.46). cho phép DAC làm việc tại vùng Nyquist thứ nhất (từ DC đến fs/2) hoặc cao hơn.

150

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phân hệ xử lý số NCO

DSP

0 in 0 90

Các tín hiệu vuông góc tham chuẩn lý tưởng

NCO

Bộ lọc băng thông

o

Bộ lọc băng thông

Bộ lọc băng thông

DAC DAC đầu ra IF Bộ dao động nội

Bộ khuếch đại công suất IF Bộ dao động nội

Bộ khuếch đại công suất RF

Đầu ra RF

IF số (vài chục MHz) 0o in 0 90

ADC Bộ lọc thông thấp Bộ dao động nội ngoài kênh

Hình 3.46. Máy phát làm méo trước số sử dụng kiến trúc biến đổi nâng tần tương tự kép kết hợp với biến đổi nâng tần vuông góc số đường lên và biến đổi hạ tần vuông góc số đường xuống. 3.9. CÁC KỸ THUẬT PHẢN HỒI Các kỹ thuật phản hồi chủ yếu đựơc sử dụng trong các hệ thống SDR là vòng cực và vòng Decart. Cả hai kỹ thuật này đều có mục đích là hiệu chỉnh cả méo biên và méo pha trong bộ khuếch đại công suất RF và có thể đươc cấp các tín hiệu số tại băng gốc. Trong cả hai trường hợp xử lý số tín hiệu băng gốc có thể được sử dụng để bù trừ các kiếm khuyết trong các phần tương tự của máy phát. 3.9.1. Vòng cực Sơ đồ của một máy phát sử dụng vòng cực được cho trên hình 3.47.

151

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Bộ khuếch đại điều chế

RF PA

Đầu ra RF

VCO

Bộ khuếch đại vòng

Đầu vào điều chế biến

Bộ khuếch đại vi sai/ bộ lọc vòng

Bộ suy giảm

Bộ biến đổi hạ tần Bộ tổng hợp

Bộ lọc vòng

Bộ lọc thông thấp Bộ giải điều chế

Đầu vào điều chế pha

VCO

Bộc tách pha (so pha)

Bộ hạn biên

Hình 3.47. Máy phát vòng cực Phần vô tuyến của máy phát bao gồm một VCO (Voltage Controlled Oscillator: bộ dao động điều khiển bằng điện áp) làm việc tại tần số đầu ra cuối cùng và một tầng (hoặc một chuỗi) khuếch đại RF. Tầng cuối cùng của chuỗi khuếch đại công suất RF tạo nên bộ điều chế biên để hiệu chỉnh méo do các tầng trước (và cả bản thân nó) gây ra. Đầu vào máy phát được tách riêng thành các thành phần điều chế biên và điều chế pha. Thành phần điều chế pha được sử dụng để điều chế pha cho bộ VCO hoạt động tại IF và đồng thời cũng là đầu vào của vòng hiệu chinh pha.Thành phần biên đầu vào được kết hơp với phiên bản được tách sóng đóng vai trò âm bản từ tín hiệu đầu ra để được tín hiệu đầu vào bị làm méo trước cho bộ điều chế của tầng cuối cùng. Quá trình tách sóng AM (tách sóng đường bao) được thực hiện bằng bộ tách sóng nhất quán, trong đó bộ hạn biên cung cấp tín hiệu tham chuẩn có biên độ không đổi và pha được điều chế. Tín hiệu này một mặt được sử dụng để tách ra thông tin điều chế biên độ, mặt khác được đưa lên bộ so pha (tách sóng pha) để tách ra thông tin được điều chế pha. Thông tin điều chế pha được đưa lên bộ khuếch đại vòng để điều chế pha cho VCO, còn thông tin điều chế biên được sử dụng làm âm bản cho làm méo trước. Tại bộ khuếch đại vi sai, tín hiệu điều chế đầu vào sẽ trừ âm bản để tạo ra tín hiệu bị làm méo trước, sau đó tín hiệu này đựợc lọc vòng và đưa lên bộ khuếch đại điếu chế để điều chế biên. Tóm lại vòng cực bao gồm hai vòng: (1) vòng khóa pha và (2) vòng khóa biên để khóa pha và biên của tín hiệu đầu ra RF vào pha và biên của tín hiệu đầu vào máy phát. Vòng khóa pha bao gồm bộ tách sóng pha, VCO, chuỗi khuếch đại và đường phản hồi (gồm 152

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

cả bộ hạn biên). Vòng khóa biên bao gồm bộ khuếch đại vi sai/bộ lọc vòng, bộ giải điều chế và đường phản hồi Hình 3.48 cho thấy cấu hình của một hệ thống sử dụng vòng cực. Bộ khuếch đại điều chế

RF PA Đầu ra RF

DAC điều chế biên độ

Bô khuếch đại vòng

VCO

Bọ khuếch đại vi sai/ bộ lọc vòng

Bộ lọc thông thấp

Bộ suy giảm

DAC Bộ lọc vòng

DSP DAC điều chế pha

Bộ lọc thông thấp

Bộ tách pha Bộ tổng hợp

Bộ hạn biên

F

DAC Phân hệ xử lý số Đầu vào bộ tách sóng pha

Bộ dịch pha

Bộ giải điều chế

Hình 3.48. Máy phát vòng cực cùng với tạo tín hiệu băng gốc số Sơ đồ trên hoạt động như sau. Cũng như đã xét ở trên, vòng cực bao gồm vòng khóa pha và vòng khóa biên. Vòng khóa pha bao gồm bộ tách sóng pha, VCO, chuỗi khuếch đại và đường phản hồi (gồm cả bộ hạn biên). Vòng khóa biên bao gồm bộ khuếch đại vi sai/bộ lọc vòng, bộ giải điều chế và đường phản hồi. Có thể cần thêm bộ dịch pha (hay đường trễ) để đảm bảo tách sóng điều biên nhất quán (đồng bộ sóng mang).

3.9.2 3.8.2. Vòng Decart Sơ đồ khối của máy phát vòng Decart đựơc cho trên hình 3.49.

153

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Kênh I Các đầu vào băng gốc

Các bộ khuếch đại vi sai/ bộ lọc vòng

RF RA 0o in 0 90

Đầu ra RF

Kênh Q

F

Dịch pha Bộ dao động tần số sóng mang

Bộ suy giảm Các bộ khuếch đại vi sai băng gốc

0o in 0 90

Hình 3.49. Máy phát vòng Decart Nguyên lý hoạt động của sơ đồ 3.49 cũng giống như vòng cực đã xét ở trên, tuy nhiên tín hiệu số liệu băng gốc được xử lý trong dạng Decart (I và Q). Các tín hiệu băng gốc I và Q từ DSP đựơc cấp cho các bộ khuếch đại vi sai. Tại các bộ khuếch đại vi sai này chúng được kết hợp với âm bản (đựơc trừ) của tín hiệu phản hồi từ đầu ra máy phát và hình thành các tín hiệu I/Q được làm méo trước. 3.10. TỔNG KẾT Chương này trước hết xét các yêu cầu khác nhau đối với các máy phát trong trạm gốc và trong các máy cầm tay của các hệ thống thông tin di động. Phần lớn các máy phát hiện nay đều sử dụng các bộ biến đổi nâng tần vuông góc để chuyển đổi tín hiệu băng gốc vào trung tần hoặc trung tần vào vô tuyến hoặc trực tiếp từ băng gốc vào tín hiệu vô tuyến. Các kiến trúc khác nhau của biến đổi nâng tần đã đựơc xét chi tiết trong chương. Để cung cấp các tín hiệu vuông góc cho các bộ trộn, chương đã xét các kiến trúc tạo các tín hiệu vuông góc khác nhau. Hiện này nay hầu hết các thiết bị vô tuyến sử dụng trong các hệ thống thông tin di động đều đa băng đa chuẩn và được xây dựng trên cơ sở SDR. Để làm được điều này các máy phát vừa phải đảm bảo công suất phát lại vừa phải giảm thiểu méo phi tuyến để không gây nhiễu cho máy thu cùng trạm cũng như máy thu của các trạm khá. Tuyến tính hóa bộ khuếch đại RF cũng như máy phát là giải pháp tốt nhất để giảm méo phi tuyến. Các phương pháp tuyến tính hóa bộ khuếch đại RF cũng như toàn bộ máy phát đựơc xét khá kỹ trong chương này.

154

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

3.11. CÂU HỎI 1. Trình bầy các điểm khác nhau khi thiết kế máy phát BTS và máy phát cầm tay 2. Trình bầy kiến trúc biến đổi nâng tần tuyến tính 3. Trình bày mất cân băng pha biên giữa các kênh I/Q và biện pháp khắc phục 4. Trình bày triệt tần số ảnh 5. Trình bày giải pháp triệt rò LO 6. Trình bày sàn tạp âm của DAC 7. Trình bày tạp âm pha LO và hiệu năng EVM của máy phát 8. Trình bày nguyên lý biến đổi nâng tần có nội suy 9. Trình bày sơ đồ biến đổi nâng tần băng thông có nội suy 10. Trình bày biến đổi trung tần số 11. Trình bày máy phát đa sóng mang sử dụng nội suy với đầu ra trung tần số 12. Trình bày bộ biến đổi nâng tần Weaver 13. Trình bày máy phát tuyến tính sử dụng bộ biến đổi số vào tương tự vô tuyến (RF DAC) 14. Trình bầy kiến trúc biến đổi nâng tần đường bao không đổi 15. Trình bày mạch tạo vuông góc dựa trên bộ lọc tích cực toàn thông 16. Trình bày mạch tạo vuông góc dựa trên các bộ lọc thông cao và thông thấp 17. Trình bày mạch tạo vuông góc dựa trên mạng toàn thông thụ động 18. Trình bày mạch tạo vuông góc dựa trên mạng nhiều điểm không 19. Trình bày mạch tạo vuông góc dựa trên bộ tách pha băng rộng khả điều chỉnh 20. Trình bày mạch tạo vuông góc dựa trên mạch nhân- chia 21. Trình bày kỹ tuuật tuyến tính hóa dựa trên làm méo trước tương tự 22. Trình bày kỹ thuật làm méo trước bậc ba 23. Trình bày nguyên lý sửa méo thuận 24. Trình bày tổng quan tuyến tính hóa máy phát 25. Trình bày kiến trúc cơ sở và hoạt của làm méo trước sôs băng gốc 26. Trình bay sơ đồ máy phát được làm méo trước số dử dụng bộ biến đổi nâng tần tương tự và bộ biến đổi hạ tần số 27. Trình bày sơ đồ máy phát làm méo trứơc số sử dụng bộ biến đổi nâng tần số và bộ biến đổi hạ tần số. 28. Trình bày sơ đồ máy phát làm méo trước số sử dụng kiến trúc biến đổi nâng tần tương tự kép kết hợp với biến đổi nâng tần vuông góc số đường lên và biến đổi hạ tần vuông góc số đường xuống 29. Trình bày kiến trúc máy phát vòng phản hồi cực 30. Trình bày kiến trúc máy phát vòng phản hồi cực với tạo tín hiệu băng gốc số 31. Trình bày kiến trúc máy phát vòng phản Decart

155

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 4 CÁC YÊU CẦU HIỆU NĂNG VÀ KIẾN TRÚC MÁY THU PHÁT VÔ TUYẾN DI ĐỘNG 3G UMTS

4.1. GIỚI THIỆU CHUNG 4.1.1. Các chủ đề được trình bầy trong chương

       

Các yêu cầu chung cho các phần tử vô tuyến của hệ thống thông tin di dộng Kiến trúc máy cầm tay 3G UMTS Sắp đặt kênh và các băng tần số trong 3G UMTS Các yêu cầu vô tuyến đối với 3G UMTS Các vấn đề liên quan đến thiết kế máy phát 3G UMTS Các vấn đề liên quan đến thiết kế máy thu 3G UMTS Nhiễu giữa các nhà khai thác Các vấn đề thiết kế máy thu phát đa chế độ đa băng

4.1.2. Hướng dẫn  Học kỹ các tư liệu đựơc trình bầy trong chương  Tham khảo thêm [9],[10],[11]. 4.1.3. Mục đích chương  Nắm đựơc các yêu cầu vô tuyến chung của hệ thống vô tuyến di động  Nắm được các vấn đề chung khi thiết kế máy thu phát vô tuyến trong thông tin di động  Thiết kế cấu hình cho máy phát di động  Thiết kế cấu hình vô tuyến cho máy thu di động  Biết được các vấn đề gập phải khi thiết kế các máy thu phát đa băng và các hướng nghiên cứu cải tiến

156

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

4.2. CÁC YÊU CẦU HIỆU NĂNG CHO PHẦN VÔ TUYẾN CỦA MÁY DI ĐỘNG Tổn hao ghép tối thiểu (MCP: Minimum Coupling Loss). Tổn hao công suất tối thiểu giữa máy phát và máy thu được định nghĩa là tổn hao đường truyền tối thiểu (bao gồm cả hệ số khuếch đại và tổn hao cáp) đo được giữa conectơ anten (EAC: Equipment Antenna Connector) của thiết bị phát và thiết bị thu. Cách ly anten. Để đảm bảo đồng tồn tại hai hệ thống mà không gây ra nhiễu nguy hại giữa hai hệ thống, ta cần đảm bảo đủ cách ly anten giữa hai hệ thống này. Cách ly anten được định nghĩa là tổn hao đường truyền (bao gồm hệ số khuếch đại, tổn hao cáp và tổn hao truyền sóng trong không gian) từ EAC máy phát gây nhiễu đến đến EAC máy thu bị tác động. Các yêu cầu cách ly anten thường được rút ra từ các tiêu chí sau:  Phát xạ giả/ phát xạ ngoài băng (OOB: Out of Band) thu bởi máy thu bị tác động phải đủ nhỏ hơn sàn tạp âm của máy thu chịu tác động.  Sản phẩm điều chế giao thoa (IMP: Inter-Modulation Product) gây ra do hai sóng mang gây nhiễu phải đủ nhỏ hơn sàn tạp âm của máy thu bị tác động.  Tổng công suất sóng mang gây nhiễu bị suy hao bởi các bộ lọc tần số vô tuyến (RF), trung tần (IF: Intermediate Frequency) và băng gốc phải nhỏ hơn sàn tạp âm của máy thu bị tác động. Thông thường, quy định suy hao tham chuẩn giữa hệ thống 1 và hệ thống 2 bằng ước tính cách ly cực đại từ máy phát hệ thống 1 đến máy thu hệ thống 2 và ước tính cách ly từ máy phát hệ thống 2 đến máy thu hệ thống 1. Sàn tạp âm. Luôn tồn tại một tạp âm cơ sở nào đó trong máy thu. Tạp âm này phụ thuộc vào băng thông và nhiệt độ của máy thu. Mức tạp âm này được gọi là sàn tạp âm. Nó luôn được đặt là biên thấp của hiệu năng máy thu. Tỷ số rò kênh lân cận, (ACLR: Adjacent Channal Leakage Ratio). Tỷ số rò kênh lân cận (ACLR) là suy hao công suất phát rò rỉ vào các kênh lân cận. ACLR được định nghĩa là tỷ số giữa công suất phát trung bình có tâm tại tần số kênh được được ấn định trên công suất suất trung bình có tâm tại tần số kênh lân cận và được đo bằng dBc. ACLR cho thấy đại lượng nhiễu mà một máy 157

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

phát có thể gây ra tại môt máy thu làm việc tại kênh lân cận. ACLR phụ thuộc vào dịch tần so với tần số trung tâm của kênh được ấn định. IMP của máy thu/phát. IMP (Intermodulation Product: sản phẩm điều chế giao thoa) là mọi sản phẩm điều chế giao thoa được tạo ra tại máy thu/phát do mọi bậc méo phi tuyến khi trộn các sóng mang sơ cấp. Thông thường IMP bậc ba là các tần số mạnh nhất rơi vào băng thông thu. Các phát xạ không mong muốn. Gồm:  Phát xạ trong băng công tác (băng được chiếm)  Các phát xạ ngoài băng (OOB) gồm: (1) Tỷ số công suất dò kênh lân cận (ACLR) và (2) Mặt nạ phát xạ phổ (SEM: Spectrum Emission Mask)  Phát xạ giả: các phát xạ vùng phổ xa Phát xạ giả/OOB. Các phát xạ giả/OOB là các phát xạ không mong muốn bên ngoài băng tần phát quan trắc được tại máy thu. Phát xạ ngoài băng (OOB Emission). Phát xạ ngoài băng là các phát xạ xẩy ra ngay ngoài băng công tác (OOB: Out of Band). Quá trình điều chế và tính phi tuyến trong máy phát là nguyên nhân gây ra phát xạ OOB. Phát xạ OOB được đặc tả bởi cả mặt nạ phổ phát xạ (SEM: Spectrum Emission Mask) và tỷ số rò kênh lân cận (ACLR). Đối với 3G WCDMA Dải tần bên trong 250% băng thông cần thiết xung quang tần số trung tâm có thể coi là miền OOB. Các méo do điều chế giao thoa thường chủ yếu thể hiện trong miền OOB và vì thế các yêu cầu phát xạ lỏng hơn như ACLR thường được áp dụng trong niền OOB. Phát xạ giả (Spurious Emision). Phát xạ giả gây ra bởi các hiệu ứng của máy phát như: các phát xạ hài, các phát xạ ký sinh, các sản phẩm điều chế giao thoa và các sản phẩm biến đổi tần số nhưng ngoại trừ các phát xạ ngoài băng (OOB). Phát xạ giả được tạo ra bởi các phần tử phi tuyến trong máy phát trong quá trình tạo ra tín hiệu sóng mang, trộn, điều chế và khuếch đại.

158

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Băng bị chiếm. Là số đo băng thông chứa 99% tổng công suất được lấy tích phân của phổ được phát trên kênh được ấn định. Độ nhạy tham chuẩn máy thu (REFSENS) Mức độ nhạy tham chuẩn được ký hiệu là REFSENS (Reference Sensitivity) là công suất trung bình tín hiệu mong muốn tối thiểu tại connectơ anten thu mà tại đó còn đáp ứng các tiêu chí hiệu năng như tỷ số bit lỗi (BER: Bit Error Rate) hay tỷ số lỗi khung (FER: Frame Error Rate) hay tỷ số lỗi khối (BLER: Block Error Rate) hay thông lượng …. Độ nhạy tham chuẩn máy thu phụ thuộc vào tốc độ bit thông tin, tỷ số tín hiệu trên tạp âm cộng nhiễu yêu cầu, nhiệt độ và hệ số tạp âm máy thu. Giảm độ nhạy máy thu (Desensitivity) Được định nghĩa là sự giảm cấp về độ nhạy máy thu do tăng tạp âm tạp âm so với sàn tạp âm gây ra bởi nhiễu phát xạ giả/OOB hay IMP. Trường hợp đáng kể nhất là khi băng tần phát của hệ thống gây nhiễu nằm cạnh băng tần thu của hệ thống nạn nhân khi mà OOB gây nhiễu (được gọi là nhiễu kênh lân cận) lớn nhất. Chặn máy thu. Chặn xẩy ra khi công suất sóng mang gây nhiễu đi qua quá trình lọc của máy thu bao gồm lọc tần số vô tuyến, lọc trung tần và các đáp ứng băng gốc, đủ lớn làm cho máy thu chịu tác động không thể duy trì độ nhạy tham chuẩn và không thể tách được công suất tín hiệu mong muốn thấp. Đặc trưng chặn là một số đo khả năng máy thu thu tín hiệu mong muốn với sự có mặt của một tín hiệu không mong muốn không được điều chế trên các tần số khác với các tần số đáp ứng giả của các kênh lân cận, nếu không có đặc tính này tín hiệu đầu vào không mong muốn sẽ gây ra giảm cấp hiệu năng hiệu năng máy thu vượt quá giới hạn. Qua tải máy thu. Gây ra do một tín hiệu tại EAC của máy thu quá lớn. Khi máy thu gập quá tải, hệ số khuếch đại của nó bị giảm. Thông số hiệu năng với tên gọi điểm nén 1dB quyết định khi nào thì máy thu bị quá tải.

Độ chọn lọc kênh lân cận, (ACS: Adjacent Channel Selectivity). 159

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Độ chọn lọc kênh lân cận được định nghĩa là tỷ số (đo bằng dB) giữa suy hao bộ lọc thu tại tần số kênh lân cận và suy hao bộ lọc thu tại tần số của kênh được ấn định. Độ chọn lọc kênh lân cận là một số đo khả năng thu tín hiệu mong muốn tại tần số kênh được ấn định khi có mặt tín hiệu nhiễu kênh lân cận tại một khoảng dịch tần cho trước so với tần số trung tâm của kênh được ấn định. Tỷ số nhiễu kênh lân cận, (ACIR: Adjacent Channel Interference Ratio). ACS cùng với ACLR cho ta tỷ số nhiễu kênh lân cận (ACIR), ACIR là tỷ số tổng công suất phát từ một nguồn với tổng công suất nhiễu tác động lên máy thu nạn nhân do các khiếm khuyết của máy phát và máy thu. Tỷ số nhiễu kênh lân cận được xác định như sau: A CIR 

1 1 1  A CLR A CS

(4.1)

ACIR là số đo toàn bộ nhiễu gây ra bởi một máy phát đối với một máy thu kênh lân cận do sự không hoàn thiện của các bộ lọc của máy phát để lọc phát xạ OOB và các bộ lọc máy thu để lọc làm suy giảm tín hiệu kênh lân cận. Đáp ứng giả (Spurious Response). Đáp ứng giả trong máy thu xẩy ra khi các tín hiệu không mong muốn tại các tần số khác với tần số được điều chỉnh tạo ra tín hiệu giả đầu ra máy thu giống như tín hiệu mong muốn. Đáp ứng giả được đặc tả theo các tần số và các mức tạo ra đầu ra không mong muốn này. Số đo hiệu năng. Số đo về sự giảm cấp của hệ thống nạn nhân do sự có mặt của một hệ thống gây nhiễu tại kênh lân cận và thường được định nghĩa như là tổn thất dung lượng thoại hay tổn thất thông lượng số liệu. Công suất phát Công suất phát ảnh hưởng trực tiếp lên nhiễu giữa các ô sử dụng cùng một kênh cũng như các phát xạ không mong muốn ngoài băng. Điều này ảnh hưởng lên khả năng hệ thống thông tin di động đạt được hiệu suất phổ tần cực đại và vì thế máy phát cần thiết lập công suất ra một cách chính xác.

160

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

EVM Chất lượng của tín hiệu vô tuyến được phát phải thực hiện một số yêu cầu nhất định. Thông số chính được sử dụng để đo chất lượng này là EVM (Error Vector Magnitude: Biên độ vectơ lỗi). EVM là số đo méo do các không hoàn thiện của phần vô tuyến gây ra trong thực hiện thực tế. Nó được định nghĩa là biên độ hiệu số giữa tín hiệu tham chuẩn (tín hiệu được định nghĩa bởi các phương trình đặc tả lớp vật lý) và tín thiệu thực tế đựơc phát (được chuẩn hóa theo biên độ của tín hiệu dự kiến). Biểu diễn hình học được thể hiện trên hình 4.1. EVM thiết lập SNR cho phép cực đại của đường truyền vô tuyến khi không có tạp âm, nhiễu, tổn hao đường truyền và các dạng méo khác do kênh vô tuyến gây ra. Vì thế nó được sử dụng để xác định bậc điều chế và tỷ lệ mã hữu dụng cực đại. Vectơ lỗi Phát dự kiến

Phát thực tế

Hình 4.1. Trình bày hình học khái niệm EVM

4.3. CÁC VẤN ĐỀ CHUNG VỀ THIẾT KẾ MÁY THU PHÁT VÔ TUYẾN DI ĐỘNG 3G UMTS Phần này này trình bày các vấn đề chung liên quan đến thiết kế phần vô tuyến trong đó tập trung lên máy cầm tay 3G WCDMA UMTS dựa trên các tiêu chuẩn của 3GPP. 3GPP đã đưa ra các phát hành mới trong các chu kỳ thời gian khoảng 2 năm (phát hành 5 tháng 3 năm 2002, phiên bản đầu của phát hành 6 tháng 12 năm 2004 và phát hành 7 tháng 3 năm 2007) và nhiều tính năng mới đã đươc cung cấp cho các nhà thiết kế để thực hiện khi thiết kế các thiết bị mới chứa đựng các tính năng mới. Chu kỳ thiết kế một máy điện thoại di động là 2 đến 3 năm bắt đầu từ soạn thảo các tài liệu về các yêu cầu hệ thống, thiết kế vi mạch, tích hợp phần cứng và phần mềm, hoàn thiện chỉnh phần cứng và phần mềm, kiểm chuẩn đến đưa ra thị trường. Vì phát triền phần cứng được tiến hành trong giai đoạn đầu nên việc phát hành lớp vật lý ổn định và sớm là một đòi hỏi then chốt cho việc đưa sản 161

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

phẩm máy cầm tay nhanh và thị trường. Các máy cầm tay theo chuẩn R99 (R3) đã xuất hiện vào năm 2003 tuy nhiên chúng đựơc xây dựng trên cơ sở các vi mạch được thiết kế theo các giai đoạn đầu của phát hành này. Mục tiêu của các thế hệ đầu này là thiết kế mạch điện có thể tích nhỏ trên cơ sở một bản mạch gồm hai mặt. Phần vô tuyến được xây dựng trên cơ sở một kiến trúc ngoại sai rời rạc, các phần băng gốc chủ yếu được lắp ráp từ các linh kiện rời rạc như các bộ biến đổi tương tự vào số (ADC), chip xử lý tín hiệu số (DSP), bộ nhớ,… Bước thứ hai đã giảm đáng kể thể tích máy nhưng vẫn sử dụng các bản mạch hai phía. Công nghệ CMOS tích hợp mức độ cao cho phép phát triển nhanh băng gốc đơn chip tích hợp các bộ ADC và DAC, ngoài ra phần vô tuyến ngoại sai được co gọn vào các vi mạch tích hợp cao. Trong giai đoạn đầu các máy cầm tay 3G đã bị chỉ trích nhiều vì chủng loại hạn chế, thời gian đàm thọai và chờ ngắn so với các máy cầm tay GSM. Từ năm 2003 đến nay, thời gian đàm thoại trung bình trong chế độ kết nối 3G (máy song mốt) đối với dung lượng acquy 1000 mA-h đã tăng hơn hai lần từ 100 phút đến hơn 280 phút. Đến nay chủng loại máy cầm tay 3G rất phong phú và thời gian đàm thoại không khác gì máy cầm tay GSM. Các kiến trúc ngoại sai (đổi tần) có ưu điểm đảm bảo hài hòa giữa việc nhanh chóng đưa máy vào thị trường trong khi vẫn tối ưu hóa hiệu năng vô tuyến và với trả giá tiêu thụ công suất cao và giá thành cao. Vì thế không lấy gì làm ngạc nhiên rằng hàng triệu máy cầm tay song mốt trong các năm 2005 và 2006 vẫn sử dụng kiến trúc này. Mặc dù vậy chính kiến trúc biến đổi trực tiếp (DCA: Direct Conversion Architecture) mới là công nghệ then chốt để đạt đựơc mức độ tích hợp cao hơn. Trong một thời gian dài, DCA không được sử dụng vì sự nhậy cảm dịch một chiều/tự trộn khi mất cân bằng I và Q cũng như các vấn đề nhấp nháy (lục bục) do tạp âm. Việc sử dụng các kiến trúc hoàn toàn khác phù hợp với quy trình sản xuất và các model thiết kế đã cho ra các sản phẩm vi mạch cho 2G vào năm 1995. Rất nhiều nhiều ưu điểm cố hữu đã làm cho công nghệ này trở thành chủ yếu trong các máy cầm tay hai chế độ: giảm đang kể giá thành và diện tích mạch bản mạch (PCB) nhờ việc loại bỏ các bộ lọc trung tần của kiến trúc ngoại sai. DCA cũng đơn giản đáng kể việc quy hoạch tần số, với việc chỉ cần một bộ dao động điều khiển bằng điện áp và vòng khóa pha, DCA không chỉ cho phép giảm tiêu thụ công suất mà còn dảm bảo các giải pháp thiết kế linh hoạt cho các hệ thống vô tuyến con đa băng. Cuối cùng bằng việc đặt bộ lọc kênh trong khối băng tần gốc, các DCA cung cấp một giải pháp đẹp để thiết kế máy thu đa tốc độ đơn chip nhờ việc cho phép lập lại cấu hình tính chọn lọc của các bộ lọc tích cực thông thấp. Bắt đầu từ 2003 với mức độ phức tạp như máy cầm tay GSM năm 1996, chỉ sau ba năm mức độ phức tạp máy cầm tay 3G đa băng đã ngang bằng với máy GSM. Các máy cầm tay 3G tăng trong năm 2006 nhờ sự xuất hiện của các máy 3G đa băng với các tính năng bổ sung như DVB-H (Digital Video BroadcastHandheld) hay GPS (Global Positioning System).

162

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

4.4. XỬ LÝ TÍN HIỆU LỚP VẬT LÝ VÀ KIẾN TRÚC CỦA UE Máy di động trong hệ thống 3G WCDMA UMTS được gọi là UE (User Equipement: thiết bị người sử dụng). Trước khi xét kiến trúc UE ta xét vị trí của UE trong mạng 3G WCDMA UMTS và một số khái niệm chung về mạng này. 4.4.1. Kiến trúc hệ thống WCDMA UMTS và vị trí của UE trong hệ thống Kiến trúc tổng quát của hệ thống 3G WCDMA UMTS được cho trên hình 4.2. Đường truyền vô tuyến

UE

Nút B

RNC

Mạng lõi

UE: User Equipement - thiết bị người sử dụng RNC: Radio Network Controller - bộ điều khiển mạng vô tuyến

Hình 4.2. Kiến trúc tổng quát của hệ thống 3G WCDMA UMTS Hình 4.2 cho thấy UE qua đường vô tuyến được nối đến nút B của mạng UMTS. Nút B hay còn gọi là BTS (Base Transceiver Station: trạm thu phát gốc) chứa các phần tử thu phát vô tuyến và xử lý băng gốc sẽ được xét trong chương 5. Nút B được nối đến RNC (Radio Network Controller: Bộ điều khiển mạng vô tuyến) của mạng UMTS qua các đường truyền dẫn vi ba hoặc quang. RNC chịu trách nhiệm cho một hay nhiều trạm gốc và điều khiển các tài nguyên của chúng. RNC được nối đến mạng lõi của mạng UMTS qua các đường truyền dẫn vi ba hoặc quang. Mạng lõi là một hệ thống các chuyển mạch và các đường truyền dẫn để kết nối đến mạng ngoài hoặc đến một UE khác. Trong chương này ta sẽ chỉ xét quá trình xử lý tín hiệu tại UE liên quan đến truyền dẫn trên đường vô tuyến đến nút B. Trong chương 5 ta sẽ xét đến quá trình xử lý tín hiệu tại nút B liên quan đến truyền dẫn trên đường vô tuyến từ nút B đến UE. Quá trình xử lý tín hiệu trên đường truyền từ UE đến nút B được phân thành nhiều lớp theo mô hình OSI bẩy lớp như được trình bày trên hình 4.3. Ngăn xếp giao thức của giao diện vô tuyến bao gồm ba lớp 3 lớp giao thức:  Lớp vật lý (L1). Đặc tả các vấn đề liên quan đến giao diện vô tuyến như điều chế và mã hóa, trải phổ v.v..  Lớp liên kết nối số liệu (L2). Lập khuôn số liệu vào các khối số liệu và đảm bảo truyền dẫn tin cậy giữa các nút lân cận hay các thực thể đồng cấp  Lớp mạng (L3). Đặc tả đánh địa chỉ và định tuyến

163

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

UE Lớp 7 Lớp 6 Lớp 5

Nút B

Lớp 4 Lớp 3 Lớp 2 Lớp 1

Lớp 2

Lớp 2

Các kênh truyền tải

Các kênh truyền tải

Lớp 1

Các kênh vật lý

Lớp 1

Hình 4.3. Mô hình OSI bẩy lớp cho UE Xử lý tín hiệu tại các lớp của UE được tổng kết trên hình 4.4. Các lớp cao thực hiện biến đổi các tín hiệu từ lớp ứng dụng vào các lớp ba và lớp hai. Các tín hiệu được xử lý ở các lớp cao bao gồm báo hiệu và lưu lượng, báo hiệu được xử lý tại RRC (Radio Resource Control: điều khiển tài nguyên vô tuyến) trong lớp ba còn lưu lượng được xử lý tại các lớp con PDCP (Packet Data Convergence Protocol: giao thức hội tụ số liệu giói) và BMC (điều khiển quảng bá và đa phương) trong lớp hai. Sau đó các tín hiệu này đựơc xử lý ở các lớp con RLC (Radio Link Control: điều khiển liên kết vô tuyến) và MAC (Medium Access Control: điều khiển truy nhập môi trường) trong lớp hai trước khi được đưa lên lớp một. Tại lớp 1 tín hiệu được xử lý bit, xử lý chip sau đó được được lên phần vô tuyến.

164

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phần vô tuyến Lớp vật lý

Xử lý băng gốc Xử lý tốc độ chip Xử lý tốc độ bit

MAC: Medium Access Control: điều khiển truy nhập môi trường RLC: Radio Link Control: điều khiển liên kết vô tuyến RRC: Radio Resource Control: điều khiển tài nguyên vô tuyến PDCP: Packet Data Convergence Protocol: giao thức hội tụ số liệu gói BMC: Broadcast Multicast Control: điều khiển quảng bá đa phương

MAC RLC

PDCP

BMC

RRC

Các lớp cao

Ứng dụng

Hình 4.4. Xử lý tín hiệu tại các lớp của UE RLC là một lớp con của lớp 2 chịu trách nhiệm cung cấp dịch vụ liên kết vô tuyến giữa UE và mạng. Tại máy phát, các lớp 3 và các lớp con cao hơn của lớp hai như RRC lớp (3), BMC (lớp con của lớp 2), PDCP (lớp con của lớp 2) hay thoại hoặc số liệu chuyển mạch kênh sẽ cung cấp số liệu trên các kênh mang trong các đơn vị số liệu dịch vụ (SDU: Service Data Unit). Các SDU này được RLC sắp đặt vào các PDU (Packet Data Unit: đơn vị số liệu gói). Sau đó các PDU này được gửi đi trên các kênh logic do MAC cung cấp. Sau đó MAC sẽ sắp xếp các kênh logic này lên các kênh truyền tải trước khi chuyển nó đến lớp vật lý. Lớp vật lý có nhiệm vụ tạo ra các kênh vật lý để truyền trên đường vô tuyến. Tóm lại, để truyền thông tin ở giao diện vô tuyến, tại phía phát các lớp cao phải chuyển các thông tin này qua lớp MAC đến lớp vật lý bằng cách sử dụng các kênh logic. MAC sắp xếp các kênh này lên các kênh truyền tải trước khi đưa đến lớp vật lý để lớp này sắp xếp chúng lên các kênh vật lý. Tại phía thu quá trình xử lý tín hiệu được thực hiện theo chiều ngược với phía phát. Các thông số lớp vật lý của WCDMA đựơc cho trong bảng 4.1. Bảng 4.1. Các thông số lớp vật lý W-CDMA W-CDMA DS-CDMA băng rộng Sơ đồ đa truy nhập 5/10/15/20 Độ rộng băng tần (MHz) 200 kHz Mành phổ (1,28)/3,84*/7,68/11,52/15,36 Tốc độ chip (Mcps) 10 ms Độ dài khung Dị bộ/đồng bộ Đồng bộ giữa các nút B

165

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Mã turbo, mã xoắn Mã hóa sửa lỗi QPSK/BPSK Điều chế DL/UL QPSK Trải phổ DL/UL AMR Bộ mã hóa thoại 3GPP/ETSI/ARIB Tổ chức tiêu chuẩn DS-CDMA: Đa truy nhập phân chia theo mã trải phổ trực tiếp DL: Downlink: đường xuống; UL: Uplink: đường lên AMR: Adaptive Multi Rate – đa tốc đột thích ứng 3GPP: Third Generation Parnership Project: Đề án của các đối tác thế hệ ba ETSI: European Telecommunications Standards Institute: Viện tiêu chuẩn viễn thông Châu Âu ARIB: Association of Radio Industries and Business: Liên hiệp công nghiệp và kinh doanh vô tuyến * Hiện nay chủ yếu sử dụng tốc độ chip 3,84Mbps 4.4.2. Xử lý tín hiệu lớp vật lý trong thiết bị thu phát song công của UE 4.4.2.1. Sơ đồ khối Công nghệ truy nhập vô tuyến của UE có nhiệm vụ xử lý tín hiệu nhận được và đưa đến giao diện vô tuyến, công nghệ này bao gồm ba phần tử: Máy thu phát vô tuyến bao gồm phần vô tuyến (RF: Radio Frequency) và các tầng xử lý tín hiệu băng gốc (BB: Base Band) liên quan chịu trách nhiệm cho việc điều chế và giải điều chế. Thực thể xử lý tốc độ chip bao gồm các chức năng liên quan đến hoạt động của UE, tiền xử lý số liệu thu và tiền xử lý số liệu cần thiết cho điều chế. Một số quá trình xử lý được thực hiện mà không cần sự điều khiển và quản lý của lớp trên lớp vật lý như đồng bộ, trong khi đó các hoạt động khác lại đòi hỏi thông tin điều khiển từ các lớp trên như mẫu chế độ nén. Nhiệm vụ trước nhất của thực thể này là đồng bộ, trải phổ và giải trải phổ tín hiệu Thực thể xử lý tốc độ bit bao gồm chức năng xử lý thông tin thực sự nhận được và đưa tới các lớp cao hơn phù hợp cho truyền dẫn trên giao diện vô tuyến thông qua khối xử lý tốc độ chip. Nhiệm vụ trước nhất của thực thể này là bảo vệ tín hiệu và sửa lỗi. Phần cứng của bộ thu phát vô tuyến cung cấp giao diện giữa anten và thực thể xử lý tín hiệu số tiếp theo. Sơ đồ khối phần xử lý tín hiệu lớp vật lý của một thiết bị thu phát WCDMA FDD điển hình được cho trên hình 4.5.

166

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bộ lọc song công

Phần vô tuyến phát

Phần vô tuyến thu

Các bộ dao động nội

Bộ dao động chuẩn

DAC

ADC

RRC

RRC

Điều khiển công suất phát

AFC

AGC

Xử lý tốc độ chip

ADC: Analog to Digital Converter: bộ biến đổi tương tự thành số DAC: Digital to Analog Converter: bộ biến đổi số thành tương tự RRC: Root Rased Cosine: bộ lọc cosin tăngcăn hai AFC: Automatíc Frequency Control: Bộ tự động điều khiển tần số AGC: Automatíc Gain Control: bộ tự điều khuếch

Hình 4.5. Sơ đồ khối xử lý lớp vật lý trong thiết bị thu phát WCDMA FDD    

Phần cứng vô tuyến được chia thành bốn thành phần sau: Các bộ lọc vô tuyến thu khuếch đại và biến đổi hạ tần tín hiệu vô tuyến thu từ anten Khối xử lý băng gốc thu lọc và biến đổi tín hiệu tương tự vào tín hiệu số và xử lý tín hiệu này tại thực thể xử lý tốc độ chip Khối xử lý băng gốc phát bao gồm các khối thực hiện xử lý và chuyển đổi tín hiệu số vào tương tự thích hợp cho điều chế Phần vô tuyến phát điều chế, biến đổi nâng tần và khuếch đại tín hiệu vào sóng vô tuyến công suất cao.

Điều khiển tần số được thực hiện bằng bộ dao động nội (LO). Băng tần rộng của tín hiệu UMTS cho phép đảm bảo các yêu cầu về tạp âm pha dễ dàng 167

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

hơn GSM. Có thể sử dụng một bộ tổng hợp tần số LO duy nhất cho hoạt động song công cố định, tuy nhiên đối với các kiến trúc biến đổi trực tiếp, tiện lợi hơn là sử dụng hai bộ tổng hợp tần số LO độc lập: một cho phát và một cho thu. Việc ứng dụng chế độ nén đòi hỏi máy thu phải điều chỉnh đến kênh khác để đo tín hiệu. Để đo trong khoảng thời gian ngắn theo quy định cần đảm bảo điều chỉnh bộ tổng hợp nhanh. Độ chính xác của đầu cuối được xác định bởi chuẩn tần số và điều này đựơc đảm bảo bởi bởi mạch vòng AFC (Automatic Frequency Control: điều chỉnh tần số tự động) để duy trì đồng bộ tần số với trạm gốc. Khi hoạt động trong chế độ không nén, các mạch điện GSM và UMTS làm việc đồng thời và cần chọn tần số chuẩn để đáp ứng yêu cầu của cả hai hệ thống. DAC và ADC cung cấp giao tiếp giữa khối tốc độ chip và các tầng vô tuyến. DAC phát phải có dải động đủ lớn để đáp ứng các yêu cầu về rò kênh lân cận. ADC thu phải có dải động đủ lớn để đảm bảo tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình của tín hiệu và các tín hiệu chặn, ngoài ra nó cũng phụ thuộc vào dải thuật AGC (Automatic Gain Control: điều khuếch tự động) áp dụng cho máy thu. Cả hai làm việc tại tốc độ gấp nhiều lần tốc độ chip (thường là từ 4 đến 8 lần) để đảm bảo yêu cầu lọc và độ phân giải thời gian cần thiết cho máy thu RAKE. Các bộ lọc kênh của UMTS, các bộ lọc tạo dạng xung đều sử dụng các bộ lọc cosin tăng căn hai (RRC: Root Raised Cosin) trong băng tần gốc. Tầng vô tuyến phát đảm bảo biến đổi tin hiệu băng gốc vào vô tuyến và đảm bảo điều khiển mức công suất cho máy phát. Điều chế áp dụng cho UMTS khác với điều chế cho GSM ở chỗ nó không có biên độ không đổi. Méo biên độ trong các phần tử xử lý tín hiệu sẽ dẫn đến giảm cấp điều chế không thể chấp nhận và vì thế phải sử dụng các mạch vô tuyến tuyến tính. Một vấn đề nữa của hệ thống UMTS xẩy ra giữa các máy di động là chúng có khoảng cách khác nhau so với trạm gốc. Do rất nhiều trạm đầu cuối dùng chung một tần số, nên một máy di động ở gần trạm gốc có thể chặn một máy di động khác ở xa tần số nếu nó phát ở mức công suất cao. Vấn đề này được khắc phục bằng cách sử dụng vòng điều khiển công suất trong đó công suất phát được điều chỉnh 1500 lần trong một giây. Các mạch điều chỉnh công suất phát đóng vai trò rất quan trọng đối với hiệu năng của hệ thống UMTS. 4.4.2.2. Bộ lọc song công: kết nối máy phát và máy thu vào một anten Nếu không cách ly máy phát với máy thu, tín hiệu phát sẽ chặn tín hiệu thu. Điều này thường đựơc thực hiện bằng hai phần lọc băng thông đựơc gọi là bộ lọc song công. Bộ lọc song công phải có tổn hao chèn (tổn hao thuận) thấp trong băng tần phát (băng Tx), cách ly cao máy phát với máy thu trong băng tần thu, tổn hao chèn thấp trong băng tần thu. Tại máy phát, có thể giảm tổn hao chèn, nếu bộ lọc song công giảm tạp âm đến từ bộ khuếch đại công suất (PA), còn tạp âm được tạo ra trước PA phải được lọc trên đường đường truyền tín hiệu phát. Một điểm thiết kế khác cần lưu ý là rò

168

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

công suất phát vô tuyến tác động vào băng thu do tính phi tuyến của máy thu. Bảng 4.2 cho thấy các yêu cầu điển hình của bộ lọc song công. Bảng 4.2. Các yêu cầu của bộ lọc song công Thông số Yêu cầu tính theo dB Suy hao từ phần vô tuyến phát đến <1,5 anten trong băng Tx Suy hao từ anten đến phần vô tuyến thu <2,5 trong băng Rx Cách ly phát thu >50 dB Tầng vô tuyến thu phải có khả năng xử lý nhiều tín hiệu thu được tại cùng một tần số. Để phân tách được tín hiệu mong muốn với các tín hiệu đồng kênh khác, máy thu phải duy trì được tính trực giao giữa các kênh mã khác nhau. Tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình cao của tín hiệu thu đa hợp đòi hỏi xử lý tín hiệu vô tuyến tuyến tínhvà cần phải lưu ý đến trễ nhóm vi sai trong máy thu. 4.4.2.3. Kiến trúc máy phát Hình 4.6 cho thấy kiến trúc pháy phát 3G UMTS sử dụng đổi tần. Tín hiệu từ các lớp trên được đưa đến lớp vật lý. Tại lớp vật lý thực hiện xử lý tín hiệu băng gốc ở miền số và tín hiệu truyền dẫn vô tuyến ở miền tương tự. Trong phần xử lý tín hiệu băng gốc, trước hết tín hiệu đựơc mã hóa sửa lỗi bằng cách gắn thêm các bit CRC. Sau đó nó đươc mã hóa bằng mã xoắn hoặc mã turbo và được đan xen theo khối để có thể sửa lỗi tại phía thu. Sau đó tín hiệu được trải phổ bằng mã định kênh OVSF (Orthogonal Variable Spreading Factor: hệ số trải phổ trực giao khả biến) để phân biệt các loại kênh khác nhau. Để phân biệt nguồn phát (máy di động) tín hiệu được ngẫu nhiên hóa bằng một mã ngẫu nhiên. Trước khi đưa lên điều chế sóng mang tín hiệu được lọc bởi bộ lọc tạo dạng xung có tên là RRC (Root Rased Cosine: bộ lọc cosine tăng căn hai) và được biến đổi từ số vào tương tự. Trong phần xử lý tín hiệu vô tuyến (băng thông), trước hết tín hiệu tương tự được điều chế BPSK bằng bộ điều chế vectơ tương tự tại sóng mang được tạo ra từ bộ dao động nội 1 (LO1), sau đó được lọc băng thông trước khi đưa lên bộ trộn biến đổi nâng tần dựa theo bộ dao động nội 2 (LO2). Cuối cùng tín hiệu được lọc, được khuếch đại tại tần số vô tuyến, được lọc một lần nữa trước khi đưa lên anten. Cũng như trong trường hợp kiến trúc máy thu ngoại sai (máy thu đổi tần), máy phát truyền thống có thể có nhiều tầng đổi tần từ tầng điều chế /tạo dao động nội trung tần đến tầng khuếch đại công suất cuối cùng (hình 4.6). Cách thiết kết này cho phép một bộ phận lớn của máy phát bao gồm khuếch đại, lọc,và điều chế đựơc thực hiện trong các tầng tích hợp cao với giá thành rẻ. Tuy nhiên cách làm này cũng dẫn đến rủi do cao khi phải đảm bảo hiệu năng cao. Nhược điểm của cách thiết kế này là xuất hiện một khối lượng lớn các tần số không mong muốn bao gồm các tần số ảnh, nhiễu giả dẫn đến phải có nhiều bộ lọc. Nếu cần thiết kế máy 169

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

cầm tay đa băng/ đa tốc độ, thì số lượng phần tử có thể tăng rất cao. Có thể sử dụng các bộ trộn loại bỏ tần số ảnh nhưng vần không thể loại bỏ hoàn toàn các bộ lọc. Cấu hình điển hình là sử dụng bộ lọc trung tần một chip là loại bỏ bộ dao động nội tần số cao. Trong trường hợp thu phát không đồng thời (TDD chẳng hạn) có thể giảm số lượng bộ lọc bằng cách sử dụng chung các trung tần phát và trung tần thu. Phần xử lý vô tuyến

Phần xử lý băng gốc (BB: Base Band) Miền số

Miền tương tự

CRC

Mã hóa xoắn hoặc turbo

Bộ tạo mã ngẫu nhiên hóa

Bộ lọc RRC

Bộ đan xen khối

Các bộ trộn

900

å Khuyếch đại công suất

Bộ tạo mã OVSF

Bộ lọc RRC

LO2 (1820-1980MHz)

LO1 (380 MHz)

Hình 4.6. Máy phát đổi tần Liên quan đến các kiến trúc máy phát, thách thức đầu tiên trong việc thiết kế máy cầm tay 3G UMTS là cần đạt được điều chế và khuếch đại trong trong quỹ công suất quy định (thấp) nhưng với ít phần tử nhất. Ngoài ra một trong các vấn đề cần xét là việc tạo ra tần số cuối cùng tại điểm bắt đầu chuỗi phát và sau đó khuếch đại tín hiệu qua nhiều tầng (hàng chục MHz). Hệ lụy của qúa trình này là xuất hiện tạp âm băng rộng tại đầu ra máy phát mặc dù đã đưa vào các bộ lọc để loại bỏ nó. Tạp âm này gây trở ngại rất lớn tại tần số thu (cách tần số phát một khoảng cách song công). Tạp âm này sẽ được phát xạ và làm tê liệt các máy cần tay lân cận (trong WCDMA các máy thu làm việc cùng tần số). 4.4.2.4. Kiến trúc máy thu Trong phần này ta sẽ xét kiến trúc máy thu biến đổi trực tiếp (DCR: Direct Conversion Receiver). Máy thu biến đổi trực tiếp còn được gọi là máy thu trung tần không (ZIF: Zero Intermediate Frequency), lần đầu tiên được sử dụng trong giới vô tuyến nghiệp dư và năm 1950, sau đó trong các máy thu HF vào những năm 1960 và 1970, trong các máy nhắn tin VHF vào những năm 1980, trong các máy điện thoại không dây và điện thoại di động tần số 900 MHz/1800 MHz vào những năm 1990 và ngày này trong các máy di đông GPRS và 3G.

170

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Các máy thu ngoại sai (Superhet) hay đổi tần có hiệu năng tốt trong phần lớn các ứng dụng nhưng có một số nhựơc điểm sau:  Đòi hỏi các bộ lọc đầu vào bổ sung hay bộ trộn loại trừ tần số ảnh bổ sung để tránh thu đồng thời hai tần số: tần số mong muốn và tần số ảnh nhiễu  Để thu nhiều băng cần nhiều bộ lọc trung tần (bộ lọc IF)  Lấy mẫu số và chuyển đổi được thực hiện tại trung tần (IF) và vì thế đòi hỏi các chức năng làm việc tại các tần số này – điều này đòi hỏi dòng điện khá lớn khi tần số thiết kế tăng DCR khắc phục được các nhược điểm này. Nguyên lý của nó là sử dụng tần số bô dao động nội (LO: Local Oscillator) bằng chính tần số thu. Chẳng hạn nếu kênh thu có tần số 2120 MHz, thì bộ dao động nội nối vào bộ trộn sẽ có tần số 2120 MHz. Khi này bô trộn sẽ thực hiện chức năng giống như máy thu ngoại sai và đầu ra sẽ được hiệu tần số tín hiệu thu và tần số LO. Vì thế tín hiệu đầu ra bộ trộn sẽ là một tín hiệu có tâm phổ tại 0 Hz (DC: Direct Current: dòng một chiều) với độ rộng băng tần bằng độ rộng băng tần của tín hiệu điều chế gốc (xem hình 4.7). P, W

-fm

0 Hz

+fm

f, Hz

fm Tần số điều chế cực đại Hình 4.7. Phổ đầu ra bộ trộn (sau lọc tần số cao) Hình 4.8 cho thấy sơ đồ đơn giản của một máy thu biến đổi trực tiếp. Bộ lọc song công được sử dụng để kết hợp hai tín hiệu phát thu vào một anten. Bộ lọc này phải đảm bảo cách ly giữa máy phát (Tx) và máy thu (Rx). Bộ khuếch đại tạp âm thấp LNA (Low Noise Amplifier) được đặt sau bộ lọc song công để khuếch đại tín hiệu thu nhưng chỉ gây tạp âm thấp. Hệ số khuếch đại LNA được chọn đủ lớn để giảm thiểu ảnh hưởng tạp âm của các mạch điện tiếp sau lên độ nhạy của máy thu. Tín hiệu vô tuyến sau khuếch đại được chuyển trực tiếp vào tín hiệu băng gốc bằng cách sử dụng bộ trộn. Nếu tín hiệu nhận được chỉ đơn thuần là đầu ra của bộ trộn, thì phổ sẽ chỉ có tần số dương như thông lệ trong đó băng thấp hơn 171

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

được xếp chồng lên băng cao – năng lượng của hai băng không thể tách rời. Để đảm bảo khôi phục được toàn bộ bộ nội dung tín hiệu (băng thấp và băng cao), cần thể hiện tín hiệu ở dạng các thành phần pha. Để trình bày tín hiệu theo các thành phần pha, cần thực hiện biến đổi (Hilbert) đối với tín hiệu thu. Điều này đạt được bằng cách phân chia tín hiệu và đưa chúng đến hai bộ trộn được cấp sóng bởi các tín hiệu LO dạng sin và cos để tạo ra các thành phần đồng pha (I) và vuông pha (Q) của tín hiệu (tại băng gốc). Độ chính xác hay chất lượng để tạo ra các thành phần này phụ thuộc và sự cân bằng của các nhánh I, Q và độ tuyến tính của quá trình xử lý tầng đầu (hình 4.8). Bộ trộn I LPF

Bộ lọc song công

LO

Các bộ khuếch đại khả biến băng gốc

LNA p/2 Từ máy phát

LPF

Iout

HPF

HPF

Q out

Bộ trộn Q

Hình 4.8. Sơ đồ khối đơn giản của một máy thu biến đổi trực tiếp Tín hiệu tại đầu ra của bộ trộn bao gồm tín hiệu hiệu số và tín hiệu tổng có tần số 2fLO và một số tín hiệu khác là sản phẩm của méo. Tín hiệu tổng là không cần thiết vì thế các bộ lọc sau mỗi bộ trộn sẽ lọc chúng để giảm chúng đến một mức chấp nhận. Trong thực tế phân cách tần số của tín hiệu tổng là rất lớn vì hế chỉ cần một bộ lọc thông thấp (LPF: Low Pass Filter) đơn giản (RRC chẳng hạn) là có thể đảm bảo lọc chúng. Lọc có thể được thực hiện một phần trong các tầng xử lý tương tự và một phần trong các tầng xử lý tín hiệu số tiếp sau. Tuy nhiên vẫn cần lọc một phần tại các tầng xử lý tín hiệu tương tự để lọai bỏ nhiễu chặn trước khi khuếch đại băng gốc tiếp sau. Vì không có bộ lọc vô tuyến băng hẹp nên độ chọn lọc hoàn toàn được thực hiện bởi các bộ lọc băng gốc. Đảm bảo độ tuyến tính của máy thu và hoạt động LO (bộ dao động nội) không gây nhiễu là rất quan trọng vì các sản phẩm méo và điều chế giao thoa sẽ rơi vào DC (tâm của tín hiệu được khôi phục), khác với trường hợp máy thu ngoại sai trong đó các sản phẩm này nằm ngoài trung tần. Méo bậc hai sau tách sóng sẽ cho thành phần hình bao của biên độ tín hiệu được điều chế, chẳng hạn QPSK, p/4DQPSK và tạo ra năng lượng phổ nhiễu tập trung tại DC (thành phần một chiều). Và nhiễu này sẽ cộng và tín hiệu mong muốn. Điều này đặc biệt nghiêm trọng nếu năng lượng này lại là năng lượng của tín hiệu không mong muốn lớn nằm trong băng thông của máy thu. Giải pháp cho vấn đề này là sử dụng các mạch cân bằng tại đầu vào vô tuyến, nhất là bộ trộn, mặc dù cũng có cấu hình LNA cân bằng (xem hình 4.9). 172

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Biến đổi hạ tần Biến đổi hạ tần

f 0 Hz

LO và tín hiệu

Hài bậc hai

Hình 4.9. Méo hài chẵn Nếu cân bằng tối ưu, các sản phẩm bậc chẵn sẽ bị triệt và chỉ các sản phẩm bậc lẻ là được tạo ra. Tuy nhiên ngay cả khi mạch điện được cân bằng, hài bậc ba của tín hiệu có thể được biến đổi hạ tần bởi hài bậc ba của LO để tạo ra năng lượng DC nhiễu bổ sung vào tín hiệu cơ bản sau biến đổi hạ tần. Trong máy thu ngoại sai, thành phần biến đổi này nằm ở băng bị chặn của bộ lọc IF. Mặc dù các thành phần bậc chẵn và lẻ là nhỏ, nhưng để đạt được nhiễu giao thoa điều chế như máy thu đổi tần, cần đảm bảo tính tuyến tính tốt hơn đồi với máy thu trực tiếp. Khi cải thiện được cân bằng mạch điện, vấn đề quan trọng nhất còn lại là việc dịch DC (dịch mức DC) trong các tầng sau bộ trộn. Các dịch DC này xẩy ra tại điểm giữa của phổ sau biến đổi và nếu tín hiệu băng gốc chứa năng lượng DC (hay gần DC) méo/ dịch sẽ giảm chất lượng tín hiệu và SNR sẽ thấp đến mức không thể chấp nhận được. Có một số nguyên nhân gây ra vấn đề này:  Sự mất phối hợp của đường truyền tín hiệu giữa bộ trộn và bộ tách sóng  LO truyền ngược qua tầng đầu máy thu, phát xạ vào không gian qua anten, phản xạ từ các vật thể ở gần và quay trở lại vào máy thu. Tín hiệu ngược trở lại này sau đó trộn với LO và tạo ra thành phần một chiều trong bộ trộn (vì các hàm sin2 và cos2 tạo ra các thành phần DC).  Một tín hiệu lớn có thể rò rỉ vào cửa vào của LO và cũng được biến đổi vào DC. Các vấn đề thứ hai và thứ ba có thể rất thách thức, vì biên độ của chúng thay đổi phụ thuộc vào vị trí và hướng của máy thu. Bộ lọc thông cao (HPF: High Pass Filter) tiếp sau bộ lọc LPF có nhiệm vụ lọai bỏ thành phần dịch DC. Lúc đầu DCR đựợc sử dụng cho các máy nhắn tin sử dụng điều chế FSK hai tông. Trong các ứng dụng này, các dịch DC không quan trọng vì không có năng lượng xung quanh DC: các tông có tần số là 4,5 kHz nằm tại hai phía của sóng mang. Mạch I và Q có thể được ghép xoay chiều để loại bỏ các dịch DC mà không làm giảm đáng kể năng lượng tín hiệu. 173

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong trường hợp GSM/GPRS và QPSK, vấn đề này nghiêm trọng hơn, vì năng lượng tín hiệu đạt giá trị đỉnh tại DC. Sau biến đổi hạ tần tín hiệu đến trung tần không, các dịch này sẽ cộng trực tiếp vào đỉnh của phổ. Vì thế khổng thể đưa chúng về không bằng cách ghép điện dung trên đường truyền của tín hiệu băng gốc do năng lượng sẽ bị mất từ đỉnh phổ. Trong băng thông 200 kHz với yêu cầu BER 10-3, một khía chữ V 5Hz trong phổ sẽ giảm độ nhậy vào khoảng 0,2dB. Khiá 20 Hz sẽ dừng hoạt động của máy thu. Phải đo hoặc đánh giá được các dịch DC để loại bỏ chúng. Điều này có thể thực hiện bằng trong bước kiểm tra sản phẩm đối với các dịch cố định hay không đổi bằng cách bù trừ các mức trong băng tần gốc theo chương trình. Việc loại bỏ các dịch biến đổi do tín hiệu cảm ứng đưa vào phức tạp hơn. Một giải pháp là lấy trung bình mức tín hiệu băng gốc được số hóa trên một cửa sổ thời gian khả lập trình. Thời gian lấy trung bình là một thông số tối quan trọng và có thể điều khiển được để phân biệt các thay đổi biên độ động gây ra do các các ảnh hưởng truyền sóng và các thay đổi do ành hưởng của mạng, điều khiển công suất, nội dung lưu lượng … Hiệu năng của mạch tương tự (mạch vô tuyến) trước hết phụ thuộc vào độ tuyến tính của mạch điện tại mức thiết bị; tuy nhiên đây là yêu cầu phụ thuộc vào công suất và độ phức tạp và cần được bù trừ tại mức hệ thống. Nói chung có thể dễ dàng đạt đựơc bù trừ hơn bằng cách bù trừ băng gốc trong quá trình xử lý tín hiệu số. Có thể xem xét các tùy chọn điều khiển và bù trừ bằng cách sử dụng cấu hình DCR như trên hình 4.10. Bộ bù trừ tầng tương tự D

Bộ bù trừ tầng số Bộ nhớ

A DAC

Mạch lấy trung bình

A

LNA

Tầng số

D LO

p/2 A D

D A DAC Bộ bù trừ tầng tương tự

Mạch lấy trung bình Bộ nhớ Bộ bù trừ tầng số

Hình 4.10. Các mạch điện bù trừ và điều khiển của máy thu Tín hiệu tại đầu ra của tầng lọc được khuếch đại đến mức phù hợp cho hoạt động của bộ biến đổi từ tương tự vào số (ADC). Vì mức tín hiệu vào thay đổi theo điều kiện truyền sóng nên bộ khuếch đại phải là khả biến và thường được điều khiển bằng vòng tự điều khuếch (AGC: Automatic Gain Control). 174

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

4.5. QUY ĐỊNH CÁC KÊNH VÔ TUYẾN VÀ CÁC BĂNG TẦN SỐ 3G WCDMA UMTS quy định khai thác song công phân chia theo tần số (FDD: Frequency Division Duplex) cũng như song công phân chia theo thời gian (TDD: Time Division Duplex) là chế độ tiêu chuẩn cho thông tin thọai và số liệu. Hoạt động đồng thời và liên tục của các mạch điện phát và thu là các thay đổi đáng kể nhất so với hoạt động của GSM. Hiện nay các mạng UMTS trên toàn cầu chủ yếu sử dụng khai thác FDD. Các băng tần sử dụng cho WCDMA FDD trên toàn cầu được cho trên hình 4.11a. WCDMA sử dụng phân bố tần số quy định cho IMT-2000 (International Mobile Telecommunications-2000) (hình 4.11b) như sau. Ở châu Âu và hầu hết các nước châu Á băng tần IMT-2000 là 260 MHz (1920-1980 MHz cộng với 2110-2170 MHz) có thể sử dụng cho WCDMA FDD. Băng tần sử dụng cho TDD ở châu Âu thay đổi, băng tần được cấp theo giấy phép có thể là 25 MHz cho sử dụng TDD ở 1900-1920 (TDD1) và 2020-2025 MHz (TDD2). Băng tần cho các ứng dụng TDD không cần xin phép (SPA= Self Provided Application: ứng dụng tự cấp) có thể là 2010-2020 MHz. Các hệ thống FDD sử dụng các băng tần khác nhau cho đường lên và đường xuống với phân cách là khoảng cách song công, còn các hệ thống TDD sử dụng cùng tần số cho cả đường lên và đường xuống. a) Các băng tần có thể sử dụng cho WCDMA toàn cầu Băng công tác

Tên

Tổng phổ

Đường lên [MHz]

Đường xuống [MHz] Băng WCDMA chính

Băng I

2100

2x60 MHz

1920-1980

2110-2170

Băng II

1900

2x60 MHz

1850-1910

1930-1990

Băng PCS tại châu Mỹ La tinh

Băng III

1800

2x75 MHz

1710-1785

1805-1880

Châu Âu, châu Á và Brazil

Băng IV

1700/1800

2x45 MHz

1710-1755

2110-2155 Băng 3G mới tại Mỹ và châu Mỹ Latinh

Băng V

850

2x25 MHz

824-849

869-894

USA, châu Mỹ và châu Á

Băng VI

800

2x10 MHz

830-840

875-885

Nhật

Băng VII

2600

2x70 MHz

2500-2570

2620-2690

Băng VIII

900

2x35 MHz

880-915

925-960

Băng IX

1700

2x35 MHz

1750-1785

1845-1880

Băng X

1700/2100

2x60 MHz

1710-1770

2110-2170

Băng 3G mới Châu Âu và châu Á Nhật Băng IV mở rộng

b) Băng IMT-2000 (gồm băng WCDMA chính cho FDD và băng TDD) IMT-2000 f, MHz 1885

MSS 1980

IMT-2000

2010 2025

2110

MSS 2170

2200

IMT-2000: International Mobile Telecommunications-2000; MSS: Mobile Sattelite Service: dịch vụ thông tin di động vệ tinh Tần phổ cho IMT-2000

Tần phổ cho MSS

Hình 4.11. Phân bố tần số cho WCDMA. a) Các băng có thể dùng cho WCDMA FDD toàn cầu; b) Băng tần IMT-2000. 175

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Băng tần cho họat động FDD cho các băng I, II và III được cho trên hình 4.12. Băng I (B1) là ấn định băng chính ở Châu Âu. Quy định dành hai cấp phát 60MHz với khoảng cách song công chuẩn 190MHz, tuy nhiên quy định cũng cho phép song công khả biến, trong đó khoảng cách phát thu nằm trong khoảng 130 đến 250MHz. Hệ thống song công khả biến đặt ra các yêu cầu bổ sung đối với thiết kế máy phát thu vì các bộ tổ tần số máy phát và máy thu phải hoạt động độc lập vơi nhau. Băng II (B2) tái sử dụng băng hiện có của hệ thống thông tin di động cá nhân và dự định để sử dụng ở Mỹ để đảm bảo đồng tồn tại UMTS và GSM. Khoảng cách song công chỉ bằng 80MHz đối với băng II vì thế đặt ra các yêu cầu khó khăn hơn đối với phần cứng của máy thu phát.

Đường lên B II 1850-1910 MHz Đường lên B III 1710-1785 MHz

Đường lên B I

Đường xuống B I

1920-1980 MHz

2110-2170 MHz

Đường xuống B II 1930-1990 MHz

Đường xuống B III 1805-1880 MHz

Hình 4.12 Cấp phát băng tần FDD Tại Việt Nam băng tần 3G được cấp phát tần số theo tám khe tần số như cho trong bảng 4.3, trong đó hai hoặc nhiều nhà khai thác có thể cùng tham gia xin cấp phát chung một khe. Bảng 4.3. Cấp phát tần số 3G tại Việt Nam Khe tần số FDD BSTx* BSRx** A 2110-2125 MHz 1920-1935 MHz B 2125-2140 MHz 1935-1950 MHz C 2140-2155 MHz 1950-1965 MHz D 2155-2170 MHz 1965-1980 MHz * BSTx: máy phát trạm gốc ** BSRx: máy thu trạm gốc

TDD BSTx/BSRx 1915-1920 MHz 1910-1915 MHz 1905-1910 MHz 1900-1905 MHz

Hệ thống đánh số kênh dựa trên một lưới mành 200kHz với khoảng cách chuẩn giữa các kênh là 5MHz. Số kênh vô tuyến tuyệt đối của UTRA (UARFCN: UTRA Absolute Radio Frequency Channel Number), ký hiệu Ndl với fdl cho đường xuống và Nul với ful cho đường lên được ấn định theo bảng 4.4 .

176

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 4.4. Định nghĩa UARFCN cho băng I (IMT-200) với phân cách tần số đường xuống và đường lên bằng 190MHz Dải tần số trung tâm, Phương trình Dải UARFCN MHz UARFCN Đường xuống fdl=2112,4-2167,6 với Ndl=5fdl 10562-10836 bước tăng 0,2 Đường lên ful= fdl-190 Nul=5ful 9662-9938 Lý do cấp phát các kênh 5MHz khác nhau tại các nước khác nhau là ở chỗ các nhà khai thác phải quy hoạch mã và phải tránh việc sử dụng các mã gây ra nhiễu kênh lân cận trong cùng một nước hoặc các nhà khai thác khác trong nước liền kề. Vì thế cần phải nghiên cứu quan hệ giữa các tổ hợp mã trải phổ và hoạt động của các kênh lân cận. Để vậy ba phép đo sau đây được thực hiện: 

 

ALCR (Adjacent Channel Leakage Ratio: Tỷ lệ rò kênh lân cận) là tỷ số giữa công suất phát với công suất đo được sau bộ lọc máy thu trong kênh vô tuyến lân cận trong máy cầm tay, được sử dụng để đánh giá hiệu năng máy phát. ACS (Adjacent Channel Selectivity: độ nhạy kênh lân cận) là tỷ số giữa suy hao của bộ lọc thu tần số kênh chủ đích với suy hao bộ lọc thu tần số kênh lân cận, được sử dụng để đánh giá hiệu năng máy thu ACIR (Adjacent Channel Interference Ratio: tỷ lệ nhiễu kênh lân cận) được sử dụng để đánh giá hiệu năng hệ thống theo phương trình sau: ACIR 

1 1 1  ACLR ACS

(4.1)

Từ quan điểm thiết kế máy cầm tay, người thiết kế muốn giảm nhẹ yêu cầu ACLR để cải thiện hiệu suất PA. Từ quan điểm thiết kế hệ thống muốn thắt chắt yêu cầu ACLR để tăng cường hiệu năng kênh lân cận. trong thực tế ACLR là thước đo ảnh hưởng của độ phi tuyến của bộ khuếch đại vô tuyến (RFPA: Radio Frequency Power Amplifier) của cầm tay. Thông thường theo chuẩn máy cầm tay WCDMA quy định ACLR như sau:  33 dBc tại dịch tần 5MHz  43 dBc tại dịch tần 10 MHz Trong đó dBc là suy hao dB so với sóng mang Hình 4.13 cho thấy băng thông vô tuyến cần được xử lý đối với máy đầu cuối di động 3G để hoạt động đồng thời với các máy 2G hiện có (GSM và TDMA bắc Mỹ). 177

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

2G

3G

(GSM)

900 MHz E-GSM 35 MHz BTSTx

E-GSM 35 MHz BTSRx 880-815 876-880

1800 MHz

925-960 921-925

45 MHz Khoảng cách song công

75 MHz BTSRx

75 MHz BTSTx

1710-1785

1805-1880

95 MHz Khoảng cách song công

WCDMA FDD

1900 MHz (Mỹ) 60 MHz BTSRx

60 MHz BTSTx

1850-1910

1930-1990

60 MHz BTSRx

60 MHz BTSTx

1920-1980

80 MHz Khoảng cách song công

2110-2170

190 MHz Khoảng cách song công 1900-1920 TDD1

Khoảng bảo vệ 20MHz

Khoảng bảo vệ 20MHz

Khoảng bảo vệ 20MHz

2020-2025 TDD2

Khoảng bảo vệ 30MHz

Hình 4.13. Ấn định tần số ba băng GSM, TDMA bắc Mỹ và WCDMA FDD

4.6. CÁC YÊU CẦU VÔ TUYẾN CỦA WCDMA UMTS 4.6.1. Mở đầu Các yêu cầu vô tuyến của WCDMA UMTS được định nghĩa bởi 3GPP. Tất nhiên 3GPP không định nghĩa cũng như mô tả kiến trúc máy thu phát vô tuyến, nhưng một số các tính chất cơ bản đã được định nghĩa trong các tiêu chẩn hiệu năng chính như:  TS25.101 định nghĩa vô tuyến và các yêu cầu hiệu năng của UE  TS34.121 đặc tả các đo kiểm nghiệm thu cũng bao gồm cả hiệu năng vô tuyến Phần này sẽ tổng kết một số điểm chính của đặc tả được định nghĩa trong 3GPP TS25.104. Tuy nhiên để bạn đọc có thể hiểu được các ký hiệu sẽ sử dụng trong các phần sau, trước khi trình bày các yêu cầu này, sẽ trình bày một số thuật ngữ quan trọng về công suất tín hiệu của 3GPP. Hình 4.14 mô tả các thuật ngữ công suất tạp âm và công suất tín hiệu khác nhau.

178

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng I0c I0r I0r

Nút B

I0

UE

Hình 4.14. Ký hiệu của 3GPP cho các công suất khác nhau I0r ký hiệu cho mật độ phổ tổng công suất phát của tín hiệu đường xuống được đo tại connectơ anten nút B, I0r ký hiệu cho mật độ phổ tổng công suất thu đo tại connectơ anten UE (được lấy tích phân băng thông bằng (1+) lần tốc độ chip trong đó  ký hiệu cho hệ số dốc của bộ lọc tạo dạng xung), I0c là tổng mật độ phổ công suất nhiễu từ ô khác và mật độ phổ công suất tạp âm của nguồn tạp âm trắng băng thông hạn chế (tạp âm nhiệt) được đo tại connectơ anten UE và cuối cùng I0 là tổng mật độ phổ công suất tín hiệu thu được tại connectơ anten UE. Cần lưu ý rằng các mật độ phổ công suất này đựơc tính theo băng thông 3,84 MHz của 3G WCDMA UMTS vì thế chúng thực chất là công suất trong băng thông này. 4.6.2. Các yêu cầu hiệu năng máy thu Bảng 4.4 liệt kê một sô yêu cầu liên quan đến phần vô tuyến. Đối với hầu hết các đo kiểm được đặc tả trong TS25.101, phải đảm bảo BER bằng 0,001 đối với kênh vật lý riêng (DPCH) dùng để truyền thoại tốc độ 12,2kbps bằng cách thiết lập kênh đo kiểm tương ứng. Bảng 4.4. Các đặc tả quan trọng cho phần vô tuyến thu Các thông số Giới hạn hay điều kiện đo kiểm Băng tần I: 2110-2170 MHz Tần số công tác Băng tần II: 1930-1990 MHz Băng tần III: 1805-1880 MHz Băng tần I: 190 MHz Phân cách song công chuẩn Băng tần II: 80 MHz Băng tần III: 95 MHz Băng tần 1: – 106,7dBm Băng tần II: -104,7 dBm I 0r Độ nhạy Băng tần III: -103,7 dBm Băng tần 1: -117dBm DPCH_Ec Băng tần II: -115dBm 179

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Băng tần III: - 114dBm Độ chọn lọc kênh lân cận Tương đương 33dBc cho đo kiểm theo quy định (ACS) Phát xạ nhiễu giả <-60dBm trong băng tần thu tại anten Các tín hiệu chặn trong băng 10 MHz, -56dBm nhiễu bị điều chế 15 MHz, -44dBm nhiễu bị điều chế Các tín hiệu chặn ngoài băng Băng tần I: -44dBm nhiễu sóng liên tục Băng tần II: -30dBm nhiễu sóng liên tục Băng tần III:-15dBm nhiễu sóng liên tục Điều chế giao thoa 10 MHz, -46dBm sóng liên tục 20 MHz, -46dBm bị điều chế 4.6.3. Các yêu cầu hiệu năng máy phát Bảng 4.5 cho thấy một số đặc tả quan trọng cho phần vô tuyến máy phát. Lưu ý rằng thuật ngữ kênh ở đây liên quan đến 5MHz lân cận đầu tiên: kênh lân cận thứ nhất. Bảng 4.5. Các dặc tả quan trọng cho phần vô tuyến máy phát Các thông số Giới hạn điều kiện đo kiểm Tần số công tác Băng tần I: 1920-1980 MHz Băng tần II: 1850-1910 MHz Băng tần III: 1710-1785 MHz Phân cách song công chuẩn Băng tần I: 190 MHz Băng tần II: 80 MHz Băng tần III: 95MHz Công suất phát cực đại và độ chính xác Loại 1: +33dBm +1/-3dB Loại 2: +27dBm +1/-3dB Loại 3: +24dBm +1/-3dB Loại 4: +21dBm 2dB Dải động công suất phát Loại 3: -50dBm đến +24dBm Loại 4: -50dBm đến +21dBm Điều khiển công suất phát vòng hở Bình thường: 9dB Cực trị: 12dB Chu kỳ chuyển đổi công suất 25s ở cả hai phía của khe thời gian Biên độ vectơ lỗi (EVM) 17,5% giá trị trung bình quân phương Tỷ lệ công suất rò kênh lân cận (ACLR) >33dBc đối với kênh lân cận thứ nhất >43dBc đối với kênh lân cận thứ hai

180

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

4.7. CÁC VẤN ĐỀ LIÊN QUAN ĐẾN THIẾT KẾ MÁY PHÁT 4.7.1. Cân đối giữa tỷ lệ rò kênh lân cận và tiêu thụ công suất Tỷ số rò kênh lân cận (ACLR: Adjacent Channel Leakage Ratio) quy định công suất trung bình mà thiết bị người sử dụng (UE) được phép phát trong kênh lân cận (dịch 5MHz) và các kênh kế tiếp sau (10MHz). Yêu cầu đựơc quy định là tỷ số công suất mà UE phát tại kênh được ấn định cho nó tương đối so với kênh lân cận phải lớn hơn hoặc bằng 33dBc và 43dBc tại các khoảng cách tần số 5MHz và 10MHz. Quy định này cần đựơc kiểm định cho các UE nằm tại biên ô vì khi này chúng phát công suất gần như cực đại đến nút B làm việc tại kênh lân cận. ACLR là một thông số quan trọng đảm bảo rằng các tần số lân cận không bị mất dung lượng do rò rỉ phát xạ tạp âm của UE. Vì thế UE ACLR không chỉ được quy định tại công suất phát xạ cực đại mà còn cho toàn bộ dải động công suất đầu ra. Thí dụ của ACLR cho một bộ khuếch đại công suất thương mại đựơc cho trên hình 4.15 Tất cả công suất đựơc đo trong băng thông 3,84MHz thông qua bộ lọc cosin tăng căn bậc hai (RRC). dB 0

Trung tâm 1977,4MHz Dải đo 22,5MHz

-10 -20 -30 -40 -50

+5 MHz 42,5 dBc

-5MHz 42dBc -10MHz 54,5dBc

+10MHz 56,2dBc

-60 -70 Trung tâm 1977,4MHz

2,55 MHz/

Dải đo 22,5MHz

MHz

Hình 4.15. Thí dụ về ACLR trong WCDMA 4.7.2. Các cơ chế: AM-AM và AM-PM Thuật ngữ AM-AM để thể hiện sự thay đổi trong điều biên (hay đường bao) tại tín hiệu đầu ra gây ra do điều biên (AM) tín hiệu này tại đầu vào của thiết bị phi tuyến. Tương tự thuật ngữ AM-PM thể hiện điều pha (PM) gây ra do điều biên tín hiệu đầu vào. 181

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Khi công suất trung bình của một kích thích AM tăng, PA bị đẩy mạnh ra khỏi vùng tuyến tính vào vùng bão hòa (xem các vùng I và II trên hình 8.16a). Điểm nén 1 dB (CP1: 1dB Compression Point) thường được sử dụng để định nghĩa sự chuyển đổi này. Nó tương ứng với mức công suất (đầu vào hay đầu ra được tham chuẩn) mà tại đó độ lợi bộ khuếch đại dịch (giảm) so với gíá trị khuếch đại tuyến tính của nó một lượng là 1dB. Tăng thêm công suất đầu vào sẽ dẫn đến xén dạng sóng. a) AM-AM

b) AM-PM 20

30

30

26 24

1dB

22

26 Điểm nén 1dB

20

24

18 16

22

14

(I) 20 -15

-10

(II)

-5 0 Công suất vào (dBm)

Dịch pha đầu ra so với tuyến tính (độ)

Khuếch đại (dB)

28

Công suất ra (dBm)

28 15 10 5 0

12

(III) 5

10

(I) -5 -15

-10

(II)

-5 0 Công suất vào (dBm)

(III) 5

Đường liên tục biểu thị cho hệ số khuếch đại phụ thuộc vào công suất đầu vào, còn đường không liên tục biểu thị cho công suất đầu ra phụ thuộc vào công suất đầu vào của bộ khuếch đại công suất. Hình 4.16. Vùng tuyến tính (I), bão hòa (II), nén (III) trong các bộ khuếch đại công suất. (a) AM-AM, khuếch đại và công suất ra phụ thuộc vào công suất vào. (b) AM-PM. Trong quá trình xén, rò kênh lân cận tăng (ACL: Adjacent Channel Leakage) tăng do các phi tuyến bậc lẻ. Hình 4.16a mô tả ảnh hưởng của nén trong một thiết bị chỉ thể hiện méo bậc ba. Đưa các kích thích AM gồm hai tần số (hai tone) gần nhau f1 và f2 dẫn đến tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (PAPR) đường bao bằng 3dB (giả thiết hai tần số có cùng công suất), như thấy trên hình 4.17a. Trong quá trình nén, hai sản phẩm rò kênh lân cận (ACL) được tạo ra tại các tần số 2f1-f2 và 2f2-f4. Hình 4.17b cho thấy hiệu suất ra tăng công suất tối ưu PAE40% tại công suất vào 1dBm. PAE (Power Added Efficency: hiệu suất gia tăng công suất) đạt được khi công suất vào trung bình gần đến điểm nén 1 dB (CP1) của bộ khuếch đại. PAE được rút ra bằng cách trừ công suất ra với công suất vào và chia cho công suất tiêu thụ: PAE = 100 [(PRfout-PRfin )/PDC,Total]. Ước tính PAPR trong WCDMA trong trường hợp hai tone khó hơn vì tín hiệu đầu vào thể hiện ở dạng các chip ngẫu nhiên trong miền thời gian. Sử dụng các công cụ thống kê như xác suất phân bố biên độ trên hình 4.17b cho phép hiểu sâu đánh giá PAPR của kênh tham khảo (RMC) 12,2kbps với biên độ kênh số liệu vật lý riêng đường lên (DPDCH) d và biên độ kênh điều khiển vật lý riêng đường lên (DPCCH) c bằng nhau. Đối với 182

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

một công suất đầu vào trung bình cho trước gần CP1, ta thấy rằng PAPR càng cao thì xác suất giá trị đỉnh đi vào vùng nén càng cao và vì thế dẫn đến tăng rò kênh lân cận. Vì thế các sơ đồ điều chế giảm thiểu PAPR sẽ hỗ trợ bộ khuếch đại công suất làm việc tại PAE tối ưu. (A)

Thời gian

Biên độ

Biên độ

Miền thời gian

Xác suất xuất hiện (%)

Thời gian

30 28

f 1 f2 Miền tần số

Khuyêch đại

2f 1 - f2

40% 35%

1%

26

30%

Các đỉnh cao hơn 0,1% công suất trung bình đẩy bộ khuếch đại vào vùng nén 0,01%

25 24 23 22

Tần số

45%

27

21 0,001% f 1 f2

50%

PAPR  3,1dB tại 0,1%

29

Khuếch đại (dB)

PA

25% 20% 15%

Công suất Côngtrung suất bình trung bình

!0% 5%

20 2f2 - f2

Hiệu suất ra tăng công suất

Điện áp ra (V)

Điện áp vào (V)

(B)

0% -15

Hiệu suất ra tăng công suất

-12

-9

-3 -6 0 Công suất vào (dBm)

3

Hàm mật độ phân bố biên độ

Hình 4.17. Thí dụ về ACLR do AM-AM trong bộ khuếch đại được lập mô hình với Vra(t)=12Vin(t)-4Vin3(t). (a) Ảnh hưởng của kích thích hai tần số. (b) Phân tích thông kê kênh tham khảo R3 12,2 kbps (c= d) theo khuếch đại, công suất vào và PAE. Trong WCDMA, khóa chuyển pha vuông góc (QPSK), QPSK trong WCDMA được sử dụng ở dạng PSK lai (HPSK: Hybrrid PSK) để tránh việc biểu đồ chùm tín hiệu cắt không dẫn đến chuyển pha 1800. Trong phát hành R3, HPSK đảm bảo duy trì PAPR hầu như không đổi trong dải từ 3dB đến 3,1dB tại xác suất 0,001% không phụ thuộc vào tỷ số c/d. Tương tự công suất đầu vào cao sẽ gây ra PM (AM-PM) trong bộ khuếch đại đẫn đến quay pha và vì thế phổ đầu ra do điều chế pha sóng mang sẽ đóng góp thêm các sản phẩm ACL. Hình 4.16b được vẽ trong trường hợp tone sóng không đổi (đường bao không đổi) cho thấy pha được duy trì gần như không đổi chừng nào PA còn được làm việc trong vùng tuyến tính (vùng I). Trong thí dụ này khi đẩy bộ khuếch đại vào vùng nén (vùng III) dẫn đến quay pha 40/dB. Lưu ý rằng thông thường AM-PM xẩy ra trước AM-AM. Tính chất này gây ảnh hưởng rất lớn lên các ứng dụng của HSDPA. 4.7.3. Công suất ra cực đại và cân đối ACLR Tiêu chuẩn 3GPP có hai loại công suất thực tế: loại 4 được định nghĩa cho các UE có công suất ra trung bình 21dBm2dB, còn loại 3 có công suất phát 24dBm +1/-3dB. Trong HSDPA máy di động sẽ sử dụng một kênh điều khiển đường lên mới HS-DPCCH. Phụ thuộc vào biên độ tương đối của DPDCH đường 183

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

lên d, DPCCH đường lên c và HS-DPCCH hs, tăng PAPR tại dải xác suất 0,1% sẽ từ 0,6 dB đến 1dB so với R3 trong trường hợp kênh tham khảo 12,2kbps. Có thể giải quyết ảnh hưởng AM-AM do PAPR dẫn đến ACLR theo các cách khác nhau:  Các kỹ thuật tuyến tính hóa. Khái niệm này dựa trên việc sử dụng các bộ khuếch đại ít tuyến tính hơn và vì thế ít đắt tiền và hiệu suất nguồn tốt hơn. Do giá thành và độ phức tạp nên giải pháp này chỉ được sử dụng trong trạm gốc chứ không được sử dụng trong các máy cầm tay  Tăng độ tuyến tính của bộ khuếch đại công suất. Giải pháp này tương đương với việc dịch điểm nén 1dB vào vùng công suất cao hơn  Lùi công suất ra. Kỹ thuật này bao gồm việc giảm công suất vào trung bình để tránh xén tín hiệu Chuẩn 3GPP đã quyết định đơn giản kỹ thuật cuối cùng bằng cách cho phép giảm công suất ra cực đại đối với từng loại UE. Điều này cho phép vẫn sử dụng các thiết kế bộ khuếch đại R3 hiện có trong các ứng dụng HSDPA, mặt khác tình trạng này chỉ xẩy ra khi tốc độ DPDCH đường lên thấp hơn hoặc bằng 64kbps tùy thuộc và các cài đặt hệ số khuếch đại. Tuy nhiên lùi điểm công tác của bộ khuếch đại hay tăng độ tuyến tính dẫn đến giảm hiệu suất nguồn và vì thế giảm thời gian đàm thoại. Trong R6, số đo lập phương (CM: Cubic Metric) được đưa ra để tổng quát hóa lượng lùi của bộ khuếch đại cần thiết để đảm bảo yêu cầu ACLR. 4.7.4. Cân đối giữa ACLR và thời gian đàm thoại Trong máy cầm tay 24dBm (23dBm theo quy định mới), hình 4.18b cho thấy bộ khuếch đại công suất trong chế độ tuyến tính công suất cao tiêu thụ công suất acqui cao nhất (chiếm 54%). Tuy nhiên trong thực tế, UE chỉ sử dụng rất ít thời gian phát tại công suất cực đại. Hình 4.18a cho thấy phân bố công suất phát của một UE điển hình nhận được từ đo thử trên xe ô tô trong môi trường thành phố băng tần I của hệ thống UMTS thương mại. Công suất phát trung bình vào khoảng : -1dBm. Trên hình 4.18a, đường không liên tục cho thấy PA trong chế độ HP (High Power: công suất cao) tiêu thụ dòng không đổi khoảng 70 đến 80 mA dù UE phát 0dBm hay -50dBm và đóng góp vào khoảng một phần ba tổng công suất tiêu thụ (hình 4.18b tại công suất phát -10dBm). Điều này thể hiện sự tiêu thụ nghiêm trọng dung lượng acqui. Để khắc phục điều này, một trong các sơ đồ điều khiển khuếch đại sau đây được sử dụng:  Điều khiển định thiên. Giải pháp này cho phép thay đổi dòng tĩnh của PA trong hai hoặc ba nấc (xem hình 4.18a). Tiêu thụ dòng giảm đáng kể xuống còn 20-30 mA (đường liên tục). Công nghệ PA mới nhất có thể kéo tiêu thụ tĩnh này xuống còn 10mA vì thế kéo dài thời gian acqui. Trong lý lịch đường truyền thành phố của hình 4.18a, chốt ngưỡng tại công suất ra 12dBm cho 184

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

phép tiết kiệm khoảng 40 phút đàm thoại khi sử dụng acqui dung lượng 1000mAh. Điều khiển cung cấp công suất nguồn cho PA. Sơ đồ này sử dụng bộ biến đổi DCDC để chuyển mạch công suất nguồn PA giữa hai mức. Trả giá cho giải pháp này là kích thước bản mạch và giá thành tăng do phải sử dụng cuộn cảm chặn lớn a)

b) 400 350 PA trong chế độ công suất cao PA trong chế độ công suất thấp

300

3

250 200

2

150 100

1

50 0

-50

-40

-30

-20

-10

0

10

Công suất ra của UE (dBm/3,84MHz)

0 20

Tiêu thụ dòng điện của BKĐCS (mA)

Hàm mật độ xác suất công suất phát của UE (%)

4

Chế độ HP của PA (29%) -10dBm Thu phát vô tuyến (23%)

Băng gốc (48%) Chế độ HP của PA (54%)

Thu phát vô tuyến (16%)

Chốt ngưỡng

-10dBm 24dBm

Băng gốc (30%)

High Power: công suất cao PA: Bộ khuếch đại công suất Hình 4.18. (a) Hàm mật độ xác suất công suất phát và tiêu thụ dòng điện của PA(bộ khuếch đại công suất). (b) Phân bố tiêu thụ công suất phần vô tuyến và băng gốc tại công suất phát bằng -10dBm và 24 dBm.

4.7.5. Tính chất pha không liên tục Tác động nhảy chế độ dòng tĩnh đối với PA dẫn đến hai hậu quả: thay đổi đột ngột khuếch đại G và thay đổi pha đột ngột  (hình 4.19). Cả hai hiện tượng này dẫn đến G vượt quá kích thước nấc điều khiển công suất phát (TPC) 1dB. Vì thế khi sản xuất hàng loạt cần hoặc hiệu chỉnh mức này hoặc thực hiện đo trực tiếp bằng cách sử dụng bộ tách sóng công suất chính xác.

185

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng 30 Khuếch đại 25

40

10

20

Pha

0

0

G

20

-20

-10 -20

10

-30



5

-40 -50

0

-60

-5

-70

-10

-80 5

10

15

20

Công suất đầu ra UE (dBm/3,84MHz)

25

-60 0

Công suất phát (dBm)

15

Nhảy pha >60 0

-40

Pha (độ)

Khuếch đại (dB)

20

19 18 17 16 15 14 13 12 11 10 9 8

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

Chế độ công suất thấp Công suất cao

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

Khe thời gian

Hình 4.19. Thí dụ về nhảy pha và khuếch đại của PA phụ thuộc vào công suất phát và khe thời gian Trong thực tế vấn đề này trở nên nghiêm trọng hơn vì G thay đổi theo nhiệt độ, tần số sóng mang và nguồn nuôi. Trong trường hợp này nếu sử dụng bộ tách sóng công suất, cũng cần bù trừ sự thay đổi theo nhiệt độ và tần số. Nếu không các thay đổi này đòi đỏi nhiều thời gian hiệu chỉnh trong quá trình sản xuất hàng loạt. Để đảm bảo độ chính xác của mẫu đo kiểm TPC là 10,5dB, cũng cần điều chỉnh đồng thời công suất bộ điều chế RF để bù trừ G. Hiện tượng quay pha như trên hình 4.19b xẩy cả ở PA và máy thu. Nhảy pha qúa lớn gây ảnh hưởng nghiêm trọng lên hiệu năng tách sóng của trạm gốc. Phát hành R5 của 3GPP đưa ra quy định về nhảy khuếch đại và pha như trong bảng 4.6. Bảng 4.6. Các yêu cầu đối với nhảy pha Tần suất xuất hiện cực đại cho phép (Hz) Nhảy pha  0 1500 30 0 0 300 30 <60 0 0 >60 4.8. CÁC VẤN ĐỀ LIÊN QUAN ĐẾN THIẾT KẾ MÁY THU 4.8.1. Các yêu cầu máy thu chung Các yêu cầu máy thu được xây dựng trên một số giả định quan trọng cho các mục đích đo kiểm sau:  Máy thu có anten tích hợp với hệ số khuếch đại 0dBi  Máy thu có hai cửa anten.  Các tín hiệu đo kiểm có mức công suất như nhau và được đặt đến từng cổng anten cùng với sử dụng kết hợp tỷ lệ cực đại (MRC) để kết hợp tín 186

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

hiệu. Giả thiết là các tín hiệu đến từ các kênh AWGN độc lập sao cho cộng tín hiệu cho ta độ lợi phân tập 3dB. Theo quy định trong phát hành R3 của 3GPP các đo kiểm hiệu năng liên quan đến máy thu sử dụng kênh đo tham chuẩn RMC: Reference Measure Channel) 12,2kbps trừ trường hợp đo kiểm công suất đầu vào cực đại trong đó nhiễu được tạo ra bằng bộ mô phỏng tạp âm kênh trực giao (OCNS: Orthogonal Channel Noise Simulator). Tiêu chí đạt/không đạt dựa trên BER đích phải tốt hơn 10-3 tại công suất kênh đường xuống mong muốn cho trước Ior và tỷ số năng lượng chip của kênh DPCH (DPCH_Ec) trên I0r. 4.8.4. Các yêu cầu về mức đầu vào cực đại Mức đầu vào cực đại được định nghĩa là mức công suất thu mà tại đó BER không vượt quá 10-3 và mức này xác định biến trên cuả dải động máy thu trong khi độ nhạy xác định biên dưới của dải động máy thu. Đối với đo kiểm, các mức được quy định là DPCH_Ec=-44dBm/3,84MHz và Ior  25dBm / 3,84MHz , trong đó giá trị sau liên quan đến dải động của máy thu. Trong đo kiểm độ nhạy máy thu công suất thấp nhất đầu vào là Ior  106,7dBm / 3,84MHz , vì thế dải tự điều khuếch (AGC) cực đại sẽ là: -25-(106,7) 82dB. 4.8.3. Các yêu cầu đối với tín hiệu thấp 4.8.3.1. Các yêu cầu hệ thống về độ nhạy UE Đo kiểm độ nhạy thực hiện giả lập cho trường hợp UE nằm tại biên ô. Đo kiểm được tiến hành cho kênh tham chuẩn tốc độ 12,2kbps và BER 10-3. Do tính chất song công của WCDMA, nên khi UE rời xa nút B nó thu đựơc công suất thấp hơn nhưng phải đảm bảo duy trì BER10-3, để vậy nó phải tăng dần công suất phát cho đến khi đạt được công suất phát cực đại cho phép. Hình 4.20 cho thấy thiết lập đo kiểm nhìn từ góc độ phân hệ vô tuyến của máy UE.

187

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Tx băng cao Tx băng thấp RX GSM 900MHz RX GSM 850MHz PCS RX DCS RX

A

B

E

ADC

Khuếch đại 15dB BPF

LNA

00 0 90

LPF

HPF

RRC

Bộ dao động nội (LO)

Nhánh Q

“Không có bộ lọc”, tùy chọn

Bộ cách ly

24dBm

D

C Nhánh I

Cách ly dò TX 52dB

Suy hao chèn 1,8 đến 3,0dB

Phần băng tần gốc

Phần tần số vô tuyến của máy thu

I0r =-106,7dBm

ADC LPF

PA Min 25,6 dBm – Max 27dBm

AGC

Từ bộ điều chế phát tần số vô tuyến BPF

HPF

RRC Các bộ lọc ngoài Các bộ lọc tích hợp

LNA: Low Noise Amplifier: bộ khuếch đại tạp âm nhỏ PA: Power Amplifier: bộ khuếch đại công suất BPF: Band Pass Filter: bộ lọc băng thông LPF: bộ lọc thông thấp AGC: Automatic Gain Control: tự điều khuếch LO: Local Oscillater: bộ dao động nội HPF: High Pass Filter: bộ lọc thông cao ADC: Analogue to Digital Converter: bộ biến đổi tương tự thành số RRC: Root Raised Cosin: bộ lọc cosin tăng căn hai DCS: Hệ thống thông tin tổ ong (GSM 1800) PCS: Hệ thống thông tin cá nhân (hệ thống tổ ong thế hệ hai chủ yếu ở Bắc Mỹ làm việc trong băng tần IMT-2000) Hình 4.20. Các điểm đo kiểm tham chuẩn phân hệ vô tuyến UE Độ nhạy tham chuẩn được định nghĩa là công suất tối thiểu tại cửa anten máy thu UE mà tại công suất này máy thu vẫn đảm bảo BER 10-3 đối với kênh đo kiểm nói trên. Trong số các trường hợp đo kiểm tiêu chuẩn 3GPP, độ nhạy tham chuẩn là đo kiểm được yêu cầu cao nhất. Nó không chỉ đặt ra các yêu cầu hiệu năng chặt chẽ đối với phần thu của UE mà còn thiết lập điều khiển chặt chẽ việc cách ly phần phát với phần thu. Trong máy phát nhiệm vụ cách ly này được thực hiện bởi bộ lọc song công. Đối với UMTS độ nhạy tham chuẩn được tính theo công thức sau: SNR req,2  m IM  req,2  m IM 

Esmin Pmin,MR C / R s  N0 N / Rc

SNR req,2 .N req,2 .m IM .N 2P  min .G s  Pmin   N 2.G s 2.G s

(4.2)

188

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng 

Es   là tỷ số tín hiệu trên tạp âm công nhiễu yêu cầu nhận  N0  I 0  req

SNRrep,2 = req,2= 

đựơc từ mô phỏngvới Es là năng lượng trên ký hiệu và N0, I0 là mật độ phổ công suất tạp âm và nhiễu; Rs là tốc độ ký hiệu; Pmin,MRC là công suất vào sau bộ kết hợp tỷ lệ cực đại (MRC: Maximal-Ratio Combiner) Gs=Rc/Rs là hệ số trải phổ, mIM là dự trữ thực hiện. Chuyển phương trình (4.2) vào dB và lưu ý N=kT.B.NF, B=3,84MHz và kT=-174dBm.Hz-1 ta được: REFSENS= Pmin[dBm] = -174dBmHz-1+10lg(3,84.106) + NF +req,2+MIM-Gs-3dB = -108,2dBm+NF+ +req,2+MIM -Gs -3dB

(4.3)

Ngoài ra độ nhạy tham chuẩn cũng có thể tín theo công thức sau đây: / Rb E  P SNR req,1  m IM  req,1  m IM   b min   min,MR C N / Rc  N0  SNR req,1  m IM  N req,1  m IM  N 2P  min .G p  Pmin   N 2G p 2G p

(4.4)



Eb   là tỷ số tín hiệu trên tạp âm công nhiễu yêu  N0  I 0  req

Trong đó SNRreq,1= req,1= 

cầu nhận đựơc từ mô phỏng với Eb là năng lượng trên bit và N0, I0 là mật độ phổ công suất tạp âm và nhiễu; Rb là tốc độ bit; Pmin,RMC là công suất vào sau bộ kết hợp tỷ lệ cực đại, Gb=Rc/Rb là độ lợi xử lý. Chuyển phương trình (4.4) vào dB và lưu ý N=kT.B.NF, B=3,84MHz và kT=-174dBm.Hz-1 ta được: Pmin[dBm] = -174dBmHz-1+10lg(3,84.106) + NF +req,1+MIM-Gp = -108,2dBm+NF++req,1+MIM -Gp -3dB

(4.5)

Dưới đây ta tính độ nhạy tham chuẩn cho băng thông I của UMTS. Đối với kênh thoại Rb= 12,2 kbps, Rs=30 ksps, tốc độ chip Rc= 3,84 Mcps ta có:  3,84.106  G p [dB]= 10lgG p =10lg   25dB 3   12,2.10 

(4.6)

và

189

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

 3,84.106  G s [dB]= 10lgG s =10lg   10 lg(128)  21dB 3   30.10 

(4.7)

Các mô phỏng mức liên kết đường truyền cho thấy BLER (Block Error Rate: tỷ số lỗi khối) bằng 10-2 và BER=10-3 đạt đựơc tại tỷ số năng lượng bit trên mật độ phổ công suất tạp âm yêu cầu req,1=(Eb/N0)req= 5dB hoặc tỷ số năng lượng ký hiệu trên mật độ phổ công suất tạp âm yêu cầu req,2=1,2 dB đối với kênh tham chuẩn cho thoại với tốc độ bit Rb=12,2kbps. Với dự trữ thưc hiện MIM=2,5 dB và NFmax=9dB, từ các phương trình (4.4) và (4.5) ta được độ nhạy tham chuẩn vảo khoảng Pmin= -117dBm khi không xét đến phân tập. Đối với BTS hệ số tạp âm chỉ bằng 4dB, nên Pmin=-121dBm khi khỗnget độ lợi phân tập. Đối với các tài liệu của UMTS độ nhạy tham chuẩn được ký hiệu là ở dạng mật độ phổ công suất trên 3,84MHz của kênh DPDCH như sau: Pmin= -117dBm/3,84MHz Bảng 4.7 cho thấy các yêu cầu về mức công suất của độ nhạy máy thu UE cho các băng công tác I,II và III. Bảng 4.7. Các yêu cầu về mức công suất của độ nhạy máy thu. ˆI , Băng công tác *Pmin , Pmin / ˆI 0r , 0r dBm/3,84MHz dB dBm/3,84MHz I -10,3 -117 -106,7 II -10,3 -115 -104,7 III -10,3 -114 -103,7 *Trong chuẩn 3GPP Pmin đựơc ký hiệu là DPCH_Ec Ngoài ra tiêu chí đạt/không đạt liên quan đến hiệu năng băng gốc còn dựa trên tỷ số Pmin / ˆI 0r . Trong các các thiết bị băng I, từ bảng 4.8 ta có công suất tổng hợp đầu vào tại anten UE bằng ˆI 0r = -106,7dBm, trong đó Pmin/Ior được đặt bằng -10,3dB nghĩa Pmin= Pmin/ ˆI 0r + ˆI 0r = -10,3dB-106,7dBm= -117dBm. Nhắc lại Pmin là công suất tối thiểu cho phép tại đầu vào máy thu 3G WCDMA được gọi là độ nhạy tham chuẩn máy thu (được ký hiệu DPCH_Ec ), trong tài liệu này ta sẽ sử dụng Pmin để ký hiệu cho nó Đối với máy thu chuyển đổi trực tiếp các nhân tố sau đây ảnh hưởng lên độ nhạy máy thu:  Tạp âm nhiệt của chính các mạch điện vô tuyến trong máy thu  Tạp âm băng rộng phát, tạp âm pha và tạp âm nhiệt của tín hiệu phát rò vào máy thu sẽ thể hiện như tạp âm tại khoảng cách song công so với sóng mang phát.  Tạp âm đồng kênh do méo bậc hai gây ra

190

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

 Tạp âm pha của bộ dao động nội thu. Rò tín hiệu phát tại đầu vào máy thu sẽ trộn với tín hiệu từ bộ dao động nội thu, tạp âm pha tại cách ly tần số song công sẽ thể hiện ở dạng tạp âm đồng kênh 4.8.3.2. Tính toán hệ số tạp âm yêu cầu đối với UE Tạp âm trắng máy thu Tạp âm trắng tại đầu ra máy thu bao gồm các thành phần: (1) tạp âm nhiệt đầu vào máy thu, (2) tạp âm nhiệt do các phần tử của chuỗi thu gây ra, (3) tạp âm nhiệt do rò tín hiệu phát gây ra, (3) tạp âm do méo bậc hai do rò phát gây ra và các dạng tạp âm khác do sự không hoàn thiện của máy thu. Tạp âm hệ thống của máy thu khi chỉ xét đến tạp âm rò từ máy phát: NS = Nin+ NRx in + NTX noise+NTX leakage = Nt.DTX noise.DTX leakage (4.8) = NinNFS với Nt= Nin+NRX in=NinNF Trong đó: Nin= k.T.B là tạp âm nhiệt tại đầu vào máy thu với k=1,38.10-23WK-1Hz-1 là hằng số Boltzzmann, T=290 K và B=3,84 MHz là băng thông của tín hiệu WCDMA; NRXin là tạp nhiệt máy thu quy chuẩn đầu vào anten máy thu; NTX noise, NTx leakage là công suất tạp âm nhiệt và công suất tạp âm của các sản phẩm méo bậc hai và bậc ba cho phép rò từ máy phát vào máy thu quy chuẩn tại đầu vào anten thu; Nt là tổng tạp âm nhiệt máy thu quy chuẩn đầu vào anten thu; NS là tạp âm hệ thống của máy thu; NF là hệ số tạp âm của máy thu (thường là của tầng đầu máy thu); DTX noise giảm độ nhạy cho phép do rò tạp âm TX; DTX leakage là giảm độ nhạy cho phép các sản phẩm méo bậc hai của bộ trộn do rò máy phát vào máy thu; NFS là hệ số tạp âm hệ thống máy thu. Trong cả hai trường hợp rò từ máy phát đều dẫn đến giảm cấp tỷ số tín hiệu trên tạp âm (SNR): các sản phẩm méo điều chế giao thoa bậc hai (IMD2) rơi vào băng thông tín hiệu mong muốn, còn rò tạp âm chuỗi phát trực tiếp cộng vào tạp âm nền tham chiếu đầu vào LNA và vì thể giảm SNR. Ta có thể biểu diễn phương trình (4.2) ở dạng hệ số tạp âm theo dB quy chuẩn đầu vào anten máy thu như sau: NFS [dB]= NF [dB] + DTX noise [dB] + DTX leakage [dB]

(4.9)

. Nếu xét riêng tạp âm hoặc méo điều chế giao thoa bậc do rò từ máy phát, từ phương trình (4.7) có thể tính được công suất tạp âm cho phép rò từ máy phát (TX) vào máy thu khi quy định trước giảm độ nhạy độ nhạy máy thu do rò tạp âm phát TX như sau: NS= Nin+ NRx in + NTX noise/TX leakage = Nt + NTX noise/TX Leakage =N t .DTx noise/TX leakage

(4.10) 191

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

và

NTx noise/TX Leakage= Nt (DTx noise/TXleakage-1)= Nt. 

(4.11)

trong đó = (DTx noise/TXleakage-1) ; Nt=Nin.NF= k.T.B.NF ; B=3,84 MHz là băng thông của tín hiệu WCDMA . Nếu DTx noise/TX leakage cho ở dạng dB thì :



 [dB] = 10lg 10

DTx noise/TX leakage /10



1

và NTX noise/TX leakage[dBm] = Nt[dBm]+  [dB] Chẳng hạn nếu cho phép giảm độ nhạy DTX =10lg(100,05-1)=-9,1dB

(4.12) noise

=0,5 dB thì  [dB]

Công suất tạp âm cực đại cho phép và hệ số tạp âm cực đại cho phép Ta có thể biểu diễn tìm được công cuất tạp âm cực đại cho phép theo các phương trình (4.2) và (4.4) ở dạng dB như sau: Nmax [dBm]= Pmin[dBm] –SNR’req.2[dB] +Gs[dB] (4.13) Nmax [dBm]= Pmin [dBm] –SNR’req,1[dB] +GP[dB] (4.14) Trong đó Pmin là độ nhạy tham chuẩn, SNRreq,2=req,2[dB] +MIM, SNR’req,1=req,1[dB]+MIM Xét Nmax=-108dBm - NFmax và các phương trình (4.13) và (4.14) , ta có thể tính được NFmax như sau NFmax [dBm]= 108dBm+Pmin[dBm]- SNRreq.2[dB] +Gs[dB] NFmax [dBm]=108dBm+ Pmin[dBm] -SNRreq,1[dB] +GP[dB] Trong đó Pmin=-117dBm là độ nhạy tham chuẩn.

(4.15) (4.16)

Sử dụng phương trình (4.14) ta tính được tạp âm cực đại cho phép như sau : Nmax[dBm] = -117dBm-7dB+25dB= -99 dBm Hệ số tạp âm cực đại máy thu được tính như sau: NFmax=Nmax+108dB= 9dB Các tính toán nói trên được minh họa trên hình 4.21.

192

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

- SNR’req,1= -7dB Nmax =-99 dBm

GP=25dB

NFmax= 9 dB I0r tham chuẩn = -106,7dBm -10,3dB Pmin= -117 dBm

Các kênh điều khiển

Nin = -108 dBm

SCH CPICH PCH

Kênh lưu lượng:

DPCH

SCH: kênh đồng bộ; CPICH: kênh hoa tiêu chung PCH: kênh tìm gọi; DPCH: kênh vật lý riêng ˆI : Tổng công suất từ nút B đến UE trong băng thông 3,84MHz or DPCH_Ec: độ nhạy tham chuẩn máy thu Nmax: công suất tạp âm cho phép cực đại trong băng thông 3,84MHz Nin: công suất tạp âm nhiệt trong băng thông 3,84 MHz tại đầu vào máy thu Hình 4.21. Kịch bản trường hợp đo kiểm độ nhạy tham chuẩn băng I Trong các máy cầm tay hai chế độ GSM/WCDMA hiện nay chỉ hỗ trợ băng I, tồn tại hai cấu hình tầng đầu vô tuyến (xem hình 4.22): hoặc sử dụng một anten riêng cho từng phân hệ vô tuyến (I), hoặc sử dụng một cửa anten duy nhất cho cả phần vô tuyến 2G và 3G (II và III). Suy hao 1,8 đến 2,2dB

1,2 dB max Đến modul con vô tuyến của EGPRS

EGPRS Tx băng cao EGPRS Tx băng thấp RX GSM 900MHz RX GSM 850MHz PCS RX DCS RX

Đến LNA Đến LNA Suy hao 1,2 đến 1,5dB Bộ cách ly Bộ tách công suất đưa đến BB IC Từ PA

Suy hao 0,5 đến 0,8dB

Đến LNA Suy hao 0,3 đến 0,5dB

Từ PA Suy hao 0,4 đến 0,9dB

Từ PA

Suy hao anten đến LNA = 3,1dB max Suy hao anten đến LNA = 2,2dB max Suy hao anten đến LNA = 2,7dB max Suy hao từ PA đến anten = 1,7 đến 2,3dB Suy hao từ PA đến anten = 2,0 đến 2,8dB Suy hao từ PA đến anten = 2,1 đến 3,2dB

I

II

III

LNA: bộ khuếch đại tạp âm thấp PA: bộ khuếch đại công suất Hình 4.22. Thí dụ về ba khả năng thực hiện tầng đầu vô tuyến và các tổn hao chèn của đầu cuối hai chế độ băng I.

193

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Thiết kế hai anten trên hình 4.22 trường hợp I sẽ giảm thiểu các tổn hao chèn xét từ góc độ từng máy thu phát. Nếu bộ lọc song công có đủ hiệu năng IIp3 (the Third Order Input Intercept Point: điểm cắt đầu vào bậc ba- méo bậc ba), thì giải pháp này cho phép các UE không chỉ có độ nhạy tốt nhất mà còn có hiệu năng nhiễu chặn ngoài băng tốt nhất. Nhược điểm của giải pháp này là giá thành cao. Các kiến trúc đơn anten sử dụng các chuyển mạch anten (trường hợp II trên hình 4.22) hay các môđul tích hợp hai chế độ GSM/CDMA (trường hợp III trên hình 4.22). Các thực hiện này cho phép giảm số lượng anten vì thế giảm chi phí. Tuy nhiên phải trả giá bằng tổn hao chèn cao dẫn đến giảm hiệu năng độ nhạy tham chuẩn của UE. Chẳng hạn tổn hao chuyển mạch trong các trường hợp II và III đựơc đánh giá là 0,3-0,5dB và 0,5-0,9dB. Trong các máy 3G đa băng do áp lực về giá thành, nên việc sử dụng chuyển mạch anten là không thể tránh khỏi. Tuy nhiên điều này tạo nên các thách thức đối với việc phải thiết kế các chuyển mạch đảm bảo hiệu năng IIP3 đủ cao để đạt đựơc hiệu năng nhiễu ngoài băng. 4.8.4. Ảnh hưởng của rò tạp âm TX vào băng tần thu Việc đánh giá quỹ rò tạp âm được thực hiện trong năm bước như trên hình 4.23. Ta coi rằng rò bản mạch in không đáng kể so với việc cách ly máy phát đến máy thu của bộ lọc song công. Để làm thí dụ ta thử đánh giá quỹ rò tạp âm của một máy thu có NF bằng 5dB (tham chiếu đầu vào LNA), với giả thiết giảm độ nhạy DTxnoise cực đại bằng 0,5dB (bước 1 và 2 trên hình 4.23). Để đạt được mục tiêu này, công suất rò tạp âm TX nhận được tại điểm giám sát A (hình 4.23) phải được đặt tại mức thấp hơn nền tạp âm thực sự của máy thu 9,1dB, nghĩa là tại mức -112,1dBm, khi chuyển vào mật độ phổ công suất (PSD) sẽ là -112,1-10lg(3,84x106)= -177,9dBm/Hz (bước 2 và 3). Giả thiết cách ly tạp âm của bộ lọc song công là 43dB, mức tạp âm cực đại cho phép đo tại cửa TX của bộ lọc song công sẽ là -134,4dBm (bước 4). Yêu cầu này trở thành môt thách thức thực sự khi đầu vào của WCDMA PA có mật độ phổ công suất tạp âm là -166dBm/Hz (bước 5). Hình 4.24a mở rộng việc đánh giá trước đây trên dải giá trị NF của UE rộng hơn và cho thấy rằng với sự kết hợp PA-lọc song công có thể tránh được 0,25 giảm độ nhạy trong phương án không dùng bộ lọc. Tổng quát hóa thí dụ trên được trình bày trên hình 4.24b. từ hình này ta có thể rút ra: để đáp ứng quỹ DTX noise, NF máy thu càng tốt thì yêu cầu tạp âm bộ điều chế máy phát càng chặt chẽ hơn. Một lựa chọn khác, vì tất cả các điều kiện tồi nhất ít khi xảy ra đồng thời, ta có thể xem xét việc cho phép giảm độ nhạy chỉ vừa vặn vượt quá độ nhạy tham chuẩn, nghĩa là với độ dự trữ 0 dB. Sử dụng các giả thiết này, có thể giảm nhẹ các yêu cầu tạp âm TX xuống -150dBm/Hz phụ thuộc vào NF.

194

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng I0r =-106,7dBm

Nt =-103dBm

1

NFLNAin=5dB

2

Lọc chặn sóng mang TX của bộ lọc song công » 52dB

Giảm độ nhạy DTXnoise = 0,5 dB Þ D = -9,1dB

24dBm

N in=-108dBm Bộ cách ly NmaxLNAinTXnoise=-112,1dBm

3

26-27dBm

Hệ số hiệu chỉnh PSD 10.lg(3,84MHz)=65,8 N0maxPAout=-134,4dBm/Hz

PAnoise =-136dBm/Hz

5 4

Cách ly lọc song công 43dB+0,5dB tổn hao

PA gain = 23,5dB N0maxPAin =-166dBm/Hz

-177,9dBm/Hz

Lọc chặn bộ lọc song công 43dB

Từ RFTX

Tạp âm nền máy thu » -103dBm

Lọc chặn tạp âm của bộ lọc song công 43dB 1932,4 MHz Kênh đường lên 27dBm

Tần số 2122,4MHz Kênh I0r mong muốn » -106,7dBm

Sóng mang và tạp âm TX trong băng RX tại đầu ra PA Dò sóng mang và tạp âm TX tại đầu vào LNA

TX: máy phát, RFTX: phần vô tuyến của máy phát RX: máy thu LNA: bộ khuếch đại tạp âm nhỏ PA: bộ khuếch đại công suất Nin: tạp âm nhiệt đầu vào máy thu (đầu vào LNA) Hệ số hiệu chỉnh PSD: Hệ số hiệu chỉnh mật độ phổ công suất NFLNAin: Hệ số tạp âm LNA tham chiếu đầu vào máy thu (đầu vào LNA) NmaxLNAinTXNoise: công suất tạp âm máy phát cực đại tại đầu vào LNA N0maxLNAinTXNoise: mật độ phổ công suất tạp âm máy phát cực đại tại đầu vào LNA N0maxPAout: mật độ phổ công suất tạp âm cực đại tại đầu ra PA PAnoise: mật độ phổ công suất tạp âm PA N0maxPAin: mật độ phổ công suất tạp âm cực đại tại đầu vào PA

Hình 4.23. Rò tạp âm máy phát Thực tế lại xảy ra hơi khác: các máy phát được sản xuất hàng loạt hiện nay không đạt được các yêu cầu cho giải pháp không sử dụng bộ lọc. Vì thế khi thực hiện thực tế cần sử dụng bộ lọc băng thông bổ sung. Các giải pháp phần vô tuyến máy phát không có bộ lọc gần đây đã xuất hiện trên thị trường (2007), nhưng vẫn chưa được đưa vào sản xuất hành loạt.

195

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Ảnh hưởng tạp âm bộ điều chế TX WCDMA lên giảm độ nhạy máy thu tham chuẩn đầu vào LNA

b) Dự trữ của máy cầm tay song mode băng I loại III so với độ nhạy tham chuẩn phụ thuộc vào tạp âm phần vô tuyến máy thu tham chuẩn đầu vào LNA 5,25 4,50

1,75

Dự trữ so với độ nhạy tham chuẩn băng I 3GPP, dB

Giảm độ nhạy máy thu, dB

2,00

1,50 1,25 1,00 0,75 0,50 0,25

3,75 3,00 2,25 1,50 0,75 0,00

-0,75

Thí dụ hình 1.23

-1,50 -174

-174

-154

-164

Tạp âm phần vô tuyến máy phát trong băng tần thu, dBm/Hz NF= 2dB

NF= 4dB

-164

-154

Tạp âm phần vô tuyến máy phát trong băng tần thu, dBm/Hz NF= 6dB

Hình 4.24. a) Các đường cong mô tả ảnh hưởng tạp âm bộ điều chế máy phát WCDMA lên giảm độ nhạy máy thu quy đổi đầu vào LNA; b) Các đường cong mô tả dự trữ của máy cầm tay song mode băng I loại III so với độ nhạy tham chuẩn máy thu 3GPP phụ thuộc vào hệ số tạp âm phần tuyến máy thu tham chiếu đầu vào LNA. Các đường cong cho mục đích minh họa được tạo ra với giả thiết trường hợp tồi nhất sau đây: cách ly tạp âm máy phát vào máy thu của bộ lọc song công là 43dB; khuếch đại của bộ khuếch đại công suất (PA) là 23,5dB; tạp âm PA cực đại lọt vào băng thu là -136dBm/Hz; tổn hao từ PA vào anten là 3,2dB; máy cầm tay một anten có tổn hao cực đại từ anten đến đầu vào LNA là 2,7dB; quỹ hệ số tạp âm tham chiếu connectơ anten là 10,3dB. 4.8.5. Các yêu cầu về độ chọn lọc kênh lân cận, ACS Độ chọn lọc kênh lân cận (ACS) là số đo khả năng máy thu thu tín hiệu WCDMA tại tần số được ấn định cho nó khi có mặt kênh lân cận tại một dịch tần số cho trước so với tần số của kênh được ấn định. ACS là tỷ số giữa giữa suy hao bộ lọc thu tại tần số của kênh được ấn định với suy hao bộ lọc thu tại các tần số kênh lân cận. UE sẽ thực hiện yêu cầu tối thiểu khi BER không vượt quá 10-3 theo đặc tả trong bảng 4.8 đối với mọi giá trị nhiễu kênh lân cận đến -25dBm. Bảng 4.8. Các thông số cho ACS Thông số Trường hợp 1 Công suất tín hiệu mong Pmin+14dB muốn, Pmm [dBm/3,84MHz] Công suất nhiễu (được -52 điều chế) trung bình,

Trường hợp 2 Pmin+41dB

-25

196

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Ioadj [dBm/3,84MHz] Dịch tần [MHz]

 5MHz

 5MHz

Nhiễu kênh lân cận là một tín hiệu được điều chế WCDMA có tâm tại một dịch tần 5MHz. Nhiễu cho phép cực đại được tính theo công thức sau:  Pm m   I max

  Pmin   Eb  .m IM     .m IM .G P  N  I N  I   req   0 0  req  req,1.m IM .G P  SNR 'req,1 .

1 GP

(4.17)

 I max [dBm]  Pm m  SNR;req,1 [dB]+G P[dB]

Trong đó Pmm là công suất tín hiệu mong muốn tối thiểu, Imax là công suất nhiễu cực đại cho phép, Pmin là độ nhạy tham chuẩn máy thu, SNRreq,1 là tỷ số tín hiệu trên nhiễu cộng tạp âm hiệu dụng yêu cầu và GP=10lg(Rc/Rb) là độ lợi xử lý. Yêu cầu tối thiểu phải đảm bảo BER không vượt quá 10-3 khi công suất tín hiệu tối thiểu mong muốn Pmm= Pmin+4dB =-103dBm/3,84MHz; mật độ phổ công suất nhiễu cho phép trong băng 3,84MHz là Ioadjc  52dBm / 3,84MHz ; req,1 tỷ số tín hiệu trên tạp âm nhận được từ mô phỏng, SNR’req,1 = req,1+MIM=7dB là tỷ số tín hiêu trên tạp âm hiệu dụng; GP=25dB ta có thể tính nhiễu cho phép cực đại như sau: Imax= Pmm – SNR/req,1 +GP = -103dBm-7+ 25= -85 dBm Vì thế độ chọn lọc kênh lân cận (ACS) yêu cầu tối thiểu sẽ là: ACSmin= -52-(-85)= -52+85=33dB Hình 4.25 minh họa cho các tính toán nói trên.

197

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng Imax= -52dBm/3,84MHz

-78dBm -SNR’req,1=-7dB

ACSmin= 33 dB GP = 25dB

Imax=-85dBm

Pmm=Pmin+14dB =-103dBm/3,84MHz Kênh n

5 MHz

Kênh n+1

Hình 4.25. Mức tín hiệu cho đo kiểm ACS 4.8.6. Các đặc tính nhiễu chặn Các đặc tính nhiễu chặn của máy thu là khả năng máy thu thu được tín hiệu WCDMA mong muốn tại tần số được ấn định khi có mặt của một tín hiệu nhiễu tại các tần số không dẫn đến đáp ứng giả hay kênh lân cận mà không gây giảm hiệu năng máy thu vượt quá giới hạn quy định. Các đặc tính nhiễu chặn đựơc phân thành nhiễu chặn trong băng và nhiễu chặn ngoài băng. 4.8.6.1. Nhiễu chặn trong băng Nhiễu chặn trong băng được định nghĩa là một tín hiệu không mong muốn rơi vào băng tần thu của UE hay vào 15MHz đầu tiên phía dưới và phía trên băng tần thu. Các tần số nhiễu chặn trong băng không được coi là các tần số gây ra đáp ứng giả hoặc kênh lân cận. Yêu cầu tối thiểu nhiễu chặn trong băng là nó không làm BER vượt quá 10-3 đối với kênh đo tham chuẩn. Nhiễu trong trường hợp này là một tín hiệu UMTS được điều chế. Yêu cầu tối đối với nhiễu chặn trong băng trong băng khai thác I là đảm bảo BER không vượt qua 10-3 được đặc tả bằng các thông số trong bảng 4.9 (băng thu của UE trong trường hợp này là từ 2110 MHz đến 2170 MHz). Bảng 4.9. Các thông số cho nhiễu chặn trong băng trong băng khai thác I Thông số thu Công suất mong muốn, Pmm[dBm/3,84MHz]

Mức Pmin+3dB

198

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Công suất nhiễu chặn trung bình (được điều chế), Iblock[dBm/3,84MHz] Tần số nhiễu chặn, fblock [MHz] Dịch tần nhiễu chặn so với băng thu của UE [MHz]

-56

-44

2102,4fblock 2177,6

2095fblock 2185

10

-15 và 15

4.8.6.2. Nhiễu chặn ngoài băng Nhiễu chặn ngoài băng được định nghĩa là một tín hiệu không mong muốn rơi vào băng tần thấp hay cao hơn 15MHz phía dưới và phía trên băng tần thu. Yêu cầu tối thiểu nhiễu chặn ngoài băng là nó không làm BER vượt quá 10-3 đối với kênh đo tham chuẩn. Nhiễu trong trường hợp này là một tín hiệu CW. Yêu cầu tối đối với nhiễu chặn trong băng trong băng khai thác I là đảm bảo BER không vượt qua 10-3 được đặc tả bằng các thông số trong bảng 4.10. Bảng 4.10. Các thông số cho nhiễu chặn ngoài băng băng khai thác I Thông số thu Công suất mong muốn, Pmm[dBm/3,84MHz] Công suất nhiễu -44 chặn trung bình (CW), Iblock[dBm] 2050
Mức Pmin+3dB

-30

-15

2025
1< fblock 2025 2255fblock<12750

Hình 4.26 cho thấy mặt nạ nhiễu chặn của một máy thu WCDMA. Đối với các đo kiểm trong băng, tín hiệu nhiễu là một tín hiệu được điều chế WCDMA nhưng đối với các đo kiểm ngoài băng, tín hiệu này là một tần số hàm sin. Để đơn giản, ta giả thiết là nhiễu hàm sin tác động lên máy thu giống như nhiễu WCDMA. Yêu cầu tối thiểu là BER không được vượt quá 10-3 đối với Pmm=Pmin+3dB = -114dBm/3,84MHz và Ior  103,7dBm / 3,84MHz . Vì tín hiệu mong muốn cao hơn độ nhạy 3dB nên coi rằng phân bố đều công suất giữa tạp âm và nhiễu.

199

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng Nhiễu chặn trong băng (2095MHz-2185MHz)

- 15 dBm -30 dBm

-44 dBm

15 MHz

2177,6 MHz 10 MHz

-10 MHz 2102,4 MHz

2095 MHz

2185 MHz

-15 MHz

Nhiễu chặn ngoài băng

fRX

2140 MHz

-56dBm

Nhiễu chặn ngoài băng

Tần số

Dịch tần so với băng thu của UE

Hình 4.26. Mặt nạ các mức công suất nhiễu chặn trong đo kiểm WCDMA 4.8.6.3. Nhiễu chặn băng hẹp Nhiễu chặn ngoài băng hẹp là một số đo khả năng máy thu thu tín hiệu mong muốn trong kênh được ấn định khi có mặt một nhiễu không mong muốn băng hẹp tại tần số thấp hơn khoảng cách kênh danh định. Yêu cầu tối thiểu nhiễu băng hẹp là nó không làm BER vượt quá 10-3 đối với kênh đo tham chuẩn. Nhiễu trong trường hợp này là một tín hiệu điều chế GMSK. Yêu cầu tối đối với nhiễu băng hẹp là đảm bảo BER không vượt qua 10-3 được đặc tả bằng các thông số trong bảng 4.11. Bảng 4.11. Các thông số cho nhiễu băng hẹp Thông số thu Công suất mong muốn, Pmm[dBm/3,84MHz] Công suất nhiễu chặn trung bình (được điều chế GMSK), Iblock[dBm] Dịch tần nhiễu chặn [MHz]

Mức Pmin+10dB -57

-57

2,7

2,8

200

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

4.8.7. Đáp ứng giả Đáp ứng giả là khả năng máy thu thu tín hiệu mong muốn tại tần số kênh đựơc ấn định mà vẫn đảm bảo yêu cầu hiệu năng khi có mặt một nhiễu CW không mong muốn tại mọi tần số có thê dẫn đến đáp ứng giả. Yêu cầu hiệu năng tối thiểu với BER không vượt quá 10-3 phải được đáp ứng đối với các thông số đáp ứng giả đựơc đặc tả trong bảng 4.12. Bảng 4.12. Các thông số đáp ứng giả Thông số thu Công suất mong muốn, Pmm[dBm/3,84MHz] Công suất nhiễu chặn trung bình (CW), Iblock[dBm] Dịch tần nhiễu chặn [MHz]

Mức Pmin+3dB -44 Các tần số gây đáp ứng giả

4.8.8. Đánh giá méo điều chế giao thoa bậc hai do rò từ máy phát và nhiễu chặn trong băng máy thu DCR 4.8.8.1. Méo điều chế giao thoa bậc hai (IMD2) Méo điều chế giao thoa bậc hai IMD2 (Second Order Intermodulation Distortion) là điểm khác biệt giữa các máy thu ngoại sai sử dụng trung tần thực và máy thu biến đổi trực tiếp sử dụng trung tần không. Đây là vấn đề mà các nhà thiết kế máy thu biến đổi trực tiếp cần xem xét kỹ. Tuy nhiên khi thiết kế cẩn thận, có thể giải quyết được vấn đề này. Các sản phẩm méo IMD2 là các sản phẩm xẩy ra trong bộ phận biến đổi hạ tần của máy thu trung tần không (máy thu biến đổi trực tiếp DCR). Hai cơ chế chính tạo ra IMD2 là:  Tự trộn RF: do đặc tuyến chuyển mạch cứng I-V không hoàn hảo của tầng đảo mạch trong bộ trộn máy thu DCR và do rò rỉ tín hiệu phát RF vào cửa của LO từ các đường ghép ký sinh. Chuyển mạch cứng không hoàn hảo xẩy ra trong bộ trộn khi nó được điều khiển bởi các công suất LO (bộ dao động nội) thấp và vì thế nó hoạt động như bộ nhân tuyến tính. Kết quả là khi có mặt của thành phần rò RF đến LO (xem hình 4.28), đầu ra bộ trộn trung tần không (Zer-IF) chứa một tín hiệu tỷ lệ với bình phương tín hiệu đầu vào và thừa số ghép RF đến LO. Vì thế các sản phẩm IMD2 được tạo ra tại băng gốc. Điều này đặc biệt có hại đối với hiệu năng máy thu khi rò tín hiệu RF đến cửa LO là nhiễu mạnh.  Phi tuyến bậc hai của tầng RF và mất phối hợp (không cân bằng) giữa cặp chuyên mạch của tầng LO. Khi xẩy ra một sóng liên tục (CW) mạnh hay một nhiễu chặn điều chế mạnh tại các đầu vào của bộ trộn I/Q trong DCR, méo phi tuyến bậc hai trong các thiết bị bán dẫn của bộ trộn hay tầng RF sẽ 201

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

tạo ra các sản phẩm IMD2 tần thấp. Trong bộ trộn được cân bằng hoàn hảo, các thiết bị được phối hợp trong cặp chuyển mạch (hay tầng LO) và các tải của bộ trộn đựơc phối hợp. Các sản phẩm IMD2 vi sai được chuyển đến các tần số cao và các sản phẩm IMD2 chung bị loại bỏ tại đầu ra vi sai của bộ trộn. Tuy nhiên trong thực tế mất phối hợp tồn tại trong các thiết bị của tầng LO cùng với sự dịch thời LO dẫn đến các sản phẩm IMD2 tại đầu ra băng gốc của các bộ trộn I/Q. 4.8.8.2. Đo kiểm nhiễu chặn trong băng và IMD2 Méo bậc hai gây ra các sản phẩm điều chế giao thoa bậc hai (IMD2) ảnh hưởng rất lớn lên hiệu năng máy thu DCR vì sự tồn tại của các tín hiệu điều chế mạnh có biên độ thay đổi theo thời gian. Các giá trị đo kiểm được tham chiếu đầu vào LNA. Kịch bản đo kiểm nhiễu chặn trong băng và IMD2 được thể hiện trên hình 4.27. Dạng phổ của các tín hiệu này cũng giống như các tín hiệu mong muốn sau lọc RRC nhưng dạng phổ của sản phẩm méo điều chế giao thoa bậc hai (IMD2) lại khác (xem hình 4.27). Phổ của sản phẩm IMD2 chứa thành phần DC lớn chiếm 50% trong khi 50% còn lại nằm chồng lên phổ tín hiệu mong muốn hoặc nằm ngoài phổ này. Đối với đo kiểm, tín hiệu mong muốn sẽ lớn hơn độ nhạy tham chuẩn 3dB: Pmm= Pmin+3dB= -117dBm+3dB= -114dB. Nhiễu chặn đựơc điều chế có công suất Iblock=-44dBm đựơc dịch tần ít nhất là 15 MHz so với tín hiệu mong muốn. Trong trường hợp này, bộ giải điều chế gập phải ba nguồn nhiễu và tạp âm: Tạp âm nhiệt với công suất N chiếm 50% tổng công suất nhiễu và tạp âm, công suất các sản phẩm méo IMD2 sau lọc tần cao và tần thấp IIMD2 chiếm 25% tổng công suất nhiễu và tạp âm, rò rỉ nhiễu chặn xung quanh 15MHz tại băng gốc với công suất (Ileak,block) chiểm 25% tổng công suất nhiễu cộng tạp âm. Tóm lại tạp âm chiếm một nửa tổng công suất nhiễu công tạp âm (-3dB), nửa còn lại là nhiễu (-3dB) trong đó công suất nhiễu IIMD2 do các sản phẩm méo IMD2 chiếm 1/4 tổng công suất nhiễu cộng tạp âm (-6dB) và nhiễu rò rỉ Ileak,block tại dịch tần 15 MHz bẳng 1/4 tổng công suất nhiễu cộng tạp âm (-6dB). Có thể tính tổng công suất nhiễu cộng tạp âm cực đại cho phép giống như phương trình (4.17): (N+I)max= Pmm – SNRreq,1 +GP

(4.22)

Từ phương trình (4.18) ta được: (N+I)max = -114dBm-7dBm+25dB=-96dBm Trong đó công suất tạp âm cực đại cho phép Nmax=-96dBm-3dB=-99dBm, Imax=-96dBm -3dB= -99dBm trong đó IIMD2= -96dBm-6dB= -102dBm và Ileak,block= -96dBm-6dB= -102dBm. Chọn lọc cần thiết cho kênh tại dịch tần 15 MHz được tính như sau: 202

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chọn lọc (15MHz)  -44dBm – Ileak,block= -44dBm–(-102) dBm = 58dB

Công suất tham chuẩn đầu vào

a) Các tín hiệu vô tuyến

Dịch tần tối thiểu 15 MHz Nhiễu điều chế I block= -44dBm

Tạp âm cho phép + nhiễu: (N+I)max = - 96 dBm Tạp âm N=-99dBm GP=25dB

SNRreq,1=7d B

Tín hiệu mong muốn Pmm=-114dBm

b) Các tín hiệu băng gốc Biến đổi hạ tần

Biên độ tín hiệu

Tín hiệu mong muốn

Méo phi tuyến bậc hai

Biến đổi hạ tần và lọc (58dB)

Nmax=-99dBm (tham chuẩn đầu vào LNA) IIMD2= -102dBm Rò nhiễu chặn (tham chuẩn đầu (Ileak,block= vào LNA) -102dBm) 5

10

15

Tần số, MHz

Hình 4.27. Đo kiểm nhiễu chặn trong băng và IMD2 : (a) Phổ tín hiệu mong muốn và nhiễu chặn dịch tần, (b) phổ băng gốc của các tín hiệu mong muốn và nhiễu. 4.8.8.3. Điểm cắt đầu vào bậc hai, IIP2 Từ phương trình (4.21) ta thấy rằng mức các phần tử bậc hai tỷ lệ với bình phương biên độ đầu vào. Vì thế mỗi thay đổi mức tín hiệu vào 10dB sẽ dẫn đến thay đổi mức các thành phần đầu ra là 20dB. Tại một điểm lý thuyết nào đó mức của các sản phẩm méo bậc sẽ bằng mức tín hiệu vào và điểm này đựơc gọi là điểm cắt bậc hai (IP2 : Second-order Interception Point). Nên giá trị công suất đầu vào tại IP2 được gọi là IIP2 (Second-order Input Intercept Point: điểm cắt bậc hai đầu vào) và giá trị tương ứng đầu ra được họi là OIP2 (Second-order Output Intercept Point: điểm cắt bậc hai đầu ra). Nói chung các yêu cầu đối với các phần tử xử lý tín hiệu vô tuyến trong một máy thu biến đổi trực tiếp được quy định theo IIP2 . Dưới đây ta sẽ xét phương pháp tính toán điểm IIP2 cho tín hiệu hai tần số (hai tone) và cho tín hiệu WCDMA. Hình 4.28 cho thấy méo IMD2 do nhiễu hai tần số trong máy thu DCR. 203

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong trường hợp các tần số đầu vào là f1= 2140 MHz và f2= 2141 MHz, đầu ra sẽ chứa các thành phần có các tần số 2f1= 4280MHz, 2f2= 4282MHz, f1+f2= 4281 MHz, f2-f1= 1MHz và DC. Quá trình này tương đương với giải điều chế AM (điều biên) cho tín hiệu đầu vào trong đó trong đó dẫn đến xuất hiện tín hiệu nhiễu trong băng kênh của máy thu trung tần không. Các tín hiệu được điều chế của WCDMA có thành phần điều biên rất lớn và vì thế méo bậc hai sẽ dẫn đến giảm độ nhạy máy thu nếu các phần tử xử lý tín hiệu có điểm cắt đầu vào bậc 2 (IIP2 : Second Order Interception Point) không phù hợp. Vấn đề này hoàn toàn tránh đựơc trong máy thu ngoại sại vì các thành phần này sẽ bị bộ lọc trung tần loại bỏ. Tuy nhiên các nhà thiết kế máy thu biến đổi trực tiếp có thể khắc phục vấn đề này bằng các sử dụng nguyên lý cân bằng (nguyên lý bộ khuếch đại vi sai) và tất cả các máy thu trung tần không đều được thiết kế với các mạch được cân bằng. Việc sự dụng mạch được cân bằng giảm méo bậc hai và cho phép đáp ứng yêu cầu độ nhạy mà không cần sử dụng các phần tử xử lý khác hoặc các yêu cầu về dòng định thiên. Tín hiệu mong muốn tại băng gốc IMD2DC IMD2f1-f2 0

f1-f2

Bộ lọc song công

Nhiễu hai tần số

IMD2f1+f2

f2 f1

fRF

f1+f2

Bộ trộn I

Rò rỉ nhiễu (RF ® LO)

0

Vòng loại dịch DC I LPF

RF BPF 0

90 00

Tín hiệu mong muốn

fRF

Bộ trộn Q

TANK

f 2 f1

f1-f2

Các sản phẩm IMD2 tần thấp

PA

Bộ lọc kênh băng gốc VGA

Q

LPF RF PLL

XREF

Từ máy phát

RF: vô tuyến, BPF: bộ lọc thông cao, LPF: bộ lọc thông thấp, LO: bộ giao động nội, PA: bộ khuếch đại công suất, PLL: vòng khóa pha, TANK: hộp cộng hưởng

Hình 4.28. Méo điều chế giao thoa bậc hai do nhiễu hai tần số trong máy thu DRC. Hình 4.29 cho thấy cách tính IIP2 của hai tần số đối với phần tử méo trong băng. Trên hình 4.29, tín hiệu sóng liên tục CW1 với tần số fCW1 và tín hiệu sóng liên tục CW2 với tần số fCW2 được xét tại mức công suất ICW=0 dB. Sau biến đổi trực tiếp tín hiệu sẽ xuất hiện thành phần DC và thành phần fCW2-fCW1và fCW2+fCW1. tuy nhiên chỉ có thành phần fCW2-fCW1 là đóng góp vào IMD2. Nếu phân tổng công suất méo IMD2 như sau: 50% cho thành phần DC, 25% cho thành phần fCW2-fCW1 204

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

và 25% cho thành phần fCW2+fCW1, tổng công suất méo IMD3: PIMD3,total= -30dBm và IIP2=-36dBm. Vì thế ta có thể xác định IIP2 của máy thu bằng cách đo mức tần số méo trong băng tại đầu ra của bộ trộn, rồi sau đó trừ đi khuếch đại bộ trộn liên quan đến mức này để nhận đựơc mức tương đương đầu vào và tìm ra IIP2 như trên hình 4.29. Mức theo dB

IIP2= 2.ICW – IIMD2 Mức vào ( 0dBm) IIP2=36dBm

ICW

IDC=-33dBm

IIMD2 =- 36dBm 2 tần số

1 fCW2- fCW1

2140 fCW1

2141 fCW2

f, MHz

CW: sóng liên tục

Hình 4.29. Xác định IIP2 IIP2 cho nhiễu chặn WCDMA Trong WCDMA, các nhiễu tồi tệ nhất tại máy thu không phải là kiểu hai tần số (hai tone) mà là loại các nhiễu chặn được điều chế số. Vì thế cần đánh giá các sản phẩm IMD2 hiệu dụng dựa trên nhiễu chặn được điều chế đối với BER mong muốn. Vì thế cần hiểu được bản chất của nhiễu chặn được điều chế đặc biệt là đường bao không cố định của nó vì nó đẩy nhiễu chặn RF vào vùng phi tuyến bậc hai của đầu vô tuyến và chuyển thành băng gốc bao gồm cả thành phần bình phương đường bao. 3GPP đưa ra hai trường hợp đo kiểm:  Trường hợp một sử dụng để đo kiểm rò tín hiệu phát vào máy thu: đặc tả độ nhạy tối thiểu yêu cầu đối BER10-3 khi mức tín hiệu phát đường lên (UL: Uplink) tại anten là 24dBm. Tín hiệu phát đường lên trong trường hợp này gồm một kênh điều khiển (DPCCH) và một kênh lưu lượng cho thoại (DPDCH).  Trường hợp hai được sử dụng để đo kiểm nhiễu chặn điều chế trong băng với dịch tần 15 MHz: đặc tả mức tín hiệu thu tối thiểu yêu cầu đối với BER<10-3 khi có mặt nhiễu chặn đường xuống (DL: Downlink) được điều chế -44dBm tại dịch tần 15MHz so với tín hiệu mong muốn trong khi mức công suất phát đường lên (UL) tại anten bằng 20dBm. Tín hiệu đường xuống trong trường hợp này bao gồm một kênh điều khiển (DPCCH) và 16 kênh lưu lượng thoại (DPDCH).

205

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong các trường hợp này ta có thể vẫn sử dụng các công thức xác định IIP2 do nhiễu hai tần số nhưng bổ sung thêm một thừa số hiệu chỉnh nhận được từ mô phỏng. Dưới đây ta sẽ xét cách rút ra thừa số hiệu chỉnh này dựa trên các kết qua mô phỏng trên ADS (Advanced Design System: hệ thống thiết kế tiên tiến). Từ mẫu mô phỏng của ADS ta nhận được hàm phân bố xác suất bù (CCDF: Complementary Commutative Distribution Function) cho PAPR (tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình) trên hình 4.30. 102

CCDF, %

10

1 Tín hiệu ULTX 3,1 dB tại 0,1%

10-1

Tín hiệu 16 kênh DL 8,4 dB tại 0,1%

Tạp âm Gauss 8,3 dB tại 0,1%

10-3 0

2

4

6

8 PAPR, dB

10

12

14

Hình 4.30. CCDF kênh chuẩn đường lên và nhiễu chặn 16 kênh DL Trước hết ta mô phỏng trên ADS cho hai tần số ta sử dụng công suất nhiễu chặn CW bằng 0 dBm tại đầu vào bộ biến đổi hạ tần trung tần không bằng kết quả ta được IIMD2,total=- 30dBm. Từ lại phương trình (2.55) trong chương 2 ta được mức công suất của các sản phầm IMD2 như sau (xem chương 2): IIMD2[dBm]= 2.ICW-IIP2 = -36dBm

(4.28)

Từ chương 2 ta thấy trong tổng công suất này thi ½ (-3dB) là thành phần DC và ¼ (-6dB) là thành phần hiệu hai tần số, và ¼ là thành phần tổng hai tần số, vì thế -33dBm là mức dịch DC và -36 dBm là mức công suất tần thấp IIMD2 tại f1f2 . Từ lại phương trình (2.55) trong chương 2 ta được mức công suất của các sản phầm IMD2 tần thấp như sau: IIMD2[dBm]= 2.ICW-IIP2 = -36dBm

(4.28)

Bước hai ta mô phỏng trên ADC cho tín hiệu đường lên WCDMA công suất 0 dBm để xác định IMD2 do rò từ máy phát sang máy thu, ta đựơc phổ biên độ của các sản phẩm IMD2 do nhiễu chặn UL TX được mô phỏng sau lọc RRC tại đầu ra của DCR như trên hình 4.31. Các thông số sử dụng cho mô phỏng như sau: 206

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

công suất nhiễu chặn được đièu chế đường lên bằng 0dBm và IPP2 của bộ biến đổi hạ tàn bằng 30dBm/ Biên độ các sản phẩm IMD2 tại đầu ra băng gốc, V

10-2 5mv DC

10-3

10-4

10

Băng tín hiệu mong muốn

-5

10-6 0,00

0,41

0,82

1,24

2,47 1,65 2,06 Tần số, MHz

2,88

3,30

3,71

4,12

Hình 4.31. Phổ biên độ của các sản phẩm IMD2 do nhiễu UL TX rò vào máy thu được mô phỏng sau lọc RRC tại đầu ra của DCR. Lấy tích phân trên phổ biên độ trên hình 4.31 trong băng tần của tín hiệu mong muốn 1KHz-2,06MHz và chuyển vào công suất ta được công suất IMD2 rò từ máy phát: Ileak,IMD2= - 43,72dBm. Dịch DC do IMD2 bằng 5mV trên tải 50Ôm tương đương với công suất có công suất -43dBm. Bước ba ta mô phỏng trên ADS cho 16 tín hiệu đường xuống công suất 0 dBm với IIP2=30dBm để xác định IMD2 do nhiễu chặn được điều chế trong băng dịch tần 15MHz, ta đựơc phổ biên độ của các sản phẩm IMD2 do nhiễu chặn 16 kênh DL được mô phỏng sau lọc RRC tại đầu ra của DCR trên hình 4.32.

207

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Biên độ các sản phẩm IMD2 tại đầu ra băng gốc, V

10-2 5mV DC

10-3

10-4

10

Băng tín hiệu mong muốn

-5

10-6 0,00

0,41

0,82

1,24

1,65

2,06

2,47

2,88

3,30

3,71

4,12

Tần số, MHz

Hình 4.32. Phổ biên độ của các sản phẩm IMD2 do nhiễu chặn 16 kênh DL được mô phỏng sau lọc RRC tại đầu ra của DCR. Lấy tích phân trên phổ biên độ trên hình 4.32 trong băng tần của tín hiệu mong muốn 1KHz-2,06MHz và chuyển vào công suất ta được công suất IMD2 do nhiễu chặn điều chế trong băng với dịch tần 15MHz: Iblock,IMD2= -33,1dBm. Dịch DC do IMD2 băng 5mV trên tải 50 Ôm tương đương với công suất -43dBm. So sánh công suất IMD2 hai tông và từ rò tín hiệu phát WCDMA UL ta thấy công suất nhiễu rò đường lên thấp hơn 7,72 dB (-36dBm+43,72dBm = 7,72dB). Tương tự so sánh công suất IMD2 hai tông với nhiễu chặn dịch tần 15MHz của 16 tín hiệu đường xuống ta thấy công suất nhiễu chặn đường xuống n 2,9 dB (-33,1dBm+36dBm=2,9dB). Như vậy nếu đưa các thừa số hiệu chỉnh 9,72 dB cho trường hợp 1 và 2,9 dB cho trường hợp 2 vào phương trình (4.27), ta được các mức tổng công suất hiệu dụng sản phẩm IMD2 như sau 1. Đối với trường hợp nhiễu rò UL TX vào máy thu : IIMD2-UL-Tx[dBm] = 2.PUL-Tx[dBm]-IIP2[dBm]-13,7dB = 2.P1T[dBm]-IIP2[dBm]-7,72dB

(4.28)

208

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

4. Đối với trường hợp nhiễu chặn 16 kênh DL: IIMD2-DL-16ch[dBm] = 2.PDL-16chT[dBm]-IIP2[dBm]-3,1[dB] = 2.PIT[dBm]-IIP2[dBm]+2,9[dB] (4.29) Trong đó P1T ký hiệu cho công suất một tone. Trong các máy thu biến đổi trực tiếp (DCR) xảy ra quá trình tự trộn và quá trình này được biết như là một trong các cơ chế tạo ra các sản phẩm méo điều chế giao thoa bậc hai (IMD2: Intermodulation Distortion Second Order). Nguyên nhân tự trộn là do sự cách ly có hạn phần vô tuyến và đầu ra bộ dao động nội (LO) của bộ biến đổi hạ tần như minh hoạ trên hình 4.33a,b. Trong các điều kiện này, có thể xấp xỉ hóa xử lý tín hiệu ở bộ trộn như là quá trình bình phương. Trong tiêu chuẩn 3GPP, ba loại nhiễu chặn gây ra giảm cấp SNR bởi méo bậc hai: các nhiễu chặn hàm sin ngoài băng CW (CW: continiuos wave: sóng liên tục), các nhiễu chặn CW trong băng và rò máy phát của chính máy di động. Sự bình phương các nhiễu chặn CW nói chung không phải là vấn đề trong WCDMA, vì sản phẩm IMD2 chỉ là thành phần một chiều (DC) mà ta có thể dễ ràng loại bỏ bằng cách sử dụng bộ lọc thông cao (HPF) hay các tụ điện ghép xoay chiều. Trong trường hợp các nhiễu AM (Amplitude Modulation) như rò máy phát, các sản phẩm BB IMD2 (méo điều chế giao thoa bậc hai băng gốc) gây nhiều trở ngại hơn: biên độ của chúng thay đổi theo thời gian và độ rộng băng tần của chúng gấp đôi tín hiệu nguồn vì thế chúng sẽ chồng lấn trực tiếp lên phổ của tín hiệu mong muốn. Ta có thể nhận rõ điều này trên hình 4.33c thể hiện phổ đầu ra I/Q của bộ trộn. Thành phần DC lớn được loại bỏ bởi HPF của phần vô tuyến, tuy nhiên LPF (bộ lọc thông thấp) của kênh thu không tránh khỏi giảm cấp SNR. Để khắc phục vấn đề này, ta có thể tăng tính tuyến tính của bộ trộn, tuy nhiên điều này thường dẫn đến tiêu thụ công suất tăng. Một cách khác, ta có thể loại bỏ nhiễu chặn bằng cách sử dụng bộ lọc băng thông bên ngoài, nhưng cách này làm tăng giá thành. b) Phần vô tuyến của máy thu

a) Dò TX tại đầu vào LNA Đường lên tại đầu ra PA (+27dBm) Cách ly 52,5dB

-15dBm

Giảm cấp SNR trong băng

Đường lên tại đầu vào LNA PA (-25,5dBm)

2122,4MHz

Sản phẩm DC IMD 2

IMD2 băng gốc tại đầu ra bộ trộn

tương tự “I”

00

LO

90 0

LNA

I 0r »-107dBm

1932,4MHz

c) Phổ I/Q tại đầu ra bộ trộn

BPF tương tự “Q”

x(t)

2

Y(t)=k0.x(t)+k1.x1 (t)+...

-55dBm

-5MHz

Phổ phức I+jQ

5MHz

PA: bộ khuếch đại công suất LNA: bộ khuếch đại tạp âm nhỏ BPF: bộ lọc băng thông Đường không liên tục biểu thị tín hiệu mong muốn Hình 4.33. Tự trộn trong DCR. Hình trái: Rò TX tại đầu đầu vào LNA. Hình phải: phổ IQ quan sát tại đầu ra bộ trộn; hình ghạch chéo biệu thị phổ tín hiệu mong muốn. 209

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Tất cả các tính tính toán IIP2 tối thiểu đều cho tham chiếu đầu vào bộ LNA.. Nếu cho phép sản phẩm IMD2 gây giảm độ nhạy DTxleakage=0,2dB thì theo phương trình (4.12) ta được công suất nhiễu sản phẩm IMD2 cực đại như sau: : IIMD2-UL-TX=-99 dBm+ 10lg 100,2 /10  1 = -99dBm-13,3dB=-112,3dBm Nếu xét đến suy hao bộ lọc song công 2dB thì: IIMD2-UL-Tx=-112,3dBm-2dB=-114,3dBm Và nếu coi rằng công suất ra của bộ khuếch đại công suất (PA) là 27 dBm cách ly TX-RX bộ lọc song công (ISOTX-RX) là 52 dB và suy hao bộ cách ly siêu cao tần và ghép nối (Lisolator-coupler) là 0,5 dB thì rò rỉ công suất phát đến máy thu trong UE như sau: PULTX= PA- Lisolator-coupler- ISOtx-rx = 27dBm-0,5dB-52dB= -25,5dBm  Đối với trường hợp 1 (rò rỉ từ máy phát) : Từ phương trình (4.28) ta có thể tính IIP2 tối thiểu cho phép trong trường hợp này như sau được IIP2UL-Tx[dBm] = 2.PULTX[dBm]- IMD2-UL-Tx[dBm]-13.7dB = 2.(-25,5dBm)+114,3dBm-13,7= 49,6dBm Hay IIP2 UL-Txeak50 dBm  Đối với trường hợp 2 (nhiễu chặn dịch tần 15 MHz) Trong bài đo kiểm này, công suất tín hiệu mong muốn cao hơn độ nhạy tham chuẩn 3dB (-117+3dB=-114), nên mức công suất cộng nhiễu cực đại sẽ là -96 dBm (Nmax+Imax) so với trường hợp trước (xem hình 4.27). Nếu giả thiết là mức tạp âm máy thu chiếm 50% mức nhiễu cho phép cực đại sẽ là Imax= 96dBm -3dB=-99dBm. Tổng công suất nhiễu do nhiễu chặn dịch tần 15 MHz so với tín hiệu mong muốn bao gồm thành phần: (1) trộn tương hỗ: (25% hay -6dB, (2) mức nhiễu chặn tại đầu ra máy thu sau lọc chip: 25% hay -6dB và (3) sản phẩm IMD2 tần thấp do nhiễu chặn này gây ra: 50% hay -3dB. Vì ta có thể ước tính được mức sản phẩm IMD2 do nhiễu chặn đường xuống gây ra IIMD-DL-Block=Imax-3dB =-99dBm-3dB=-102dB. Nếu xét tồn hao bộ lọc song công 2dB, thì IIMD2-DL-Block=-102dBm-2dB=-104dBm. Trong phép đo kiểm này, mức nhiễu chặn được quy định tại cửa anten là -44dBm. Nếu xét 2dB suy hao bộ lọc song công, thì mức nhiễu này tại đầu vào LNA là: -44dBm-2dB= -46dBm. 210

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Từ phương trình (4.29), ta tính được IIP2 cực tiểu cho phép: IIP2DL-Block [dBm] = 2.PDL-Block[dBm]- IIMD2, DL-Block[dBm] -3,1dB = 2.(-46dBm)+104dBm-3,1dB=8,9dBm Hay IIP2DL-B;ock 9dBm Ta nhận thấy rằng yêu cầu IIP2 rò từ phát tại dịch tần ULTX đường lên (190 MHz cho băng I) chặt hơn nhiễu so với yêu cầu IIP2 tại nhiễu chặn 16 kênh dịch tần 15 MHz khi tham chiếu đầu vào LNA. Khi chuyển đổi yêu cầu IIP2 rò từ phát đến các đầu vào bộ trộn I/Q, sẽ dẫn đến yêu cầu đối với IIP2I/Qmixer của bộ trộn lớn hơn 60 dBm (coi rằng hệ số khuếch đại LNA bằng 15dB). Tuy nhiên có thể giảm yêu cầu này bằng cách sử dụng bộ lọc sau LNA để lọc nhiễu tại tần số rò rỉ Tx. 4.8.9. Đánh giá méo điều chế giao bậc ba (IMD3) theo yêu cầu điều chế giao thoa cho máy thu của 3GUMTS UE. Méo điều chế giao thoa bậc gây ra do méo phi tuyến bậc ba trong thiết bị phi tuyến tạo ra các các sản phầm điều chế giao thoa (IMP3: Third-order Intermodulation Product). Các sản phẩm IMP3 rơi vào băng thu được gọi là sản phẩm méo điều chế giao thoa bậc ba (IMD3: Third-oder Intermodullation Distortion). Các sản phẩm IMD3 làm giảm cấp hiệu năng của máy thu. IMD3 thường được đánh giá thông qua điểm cắt bậc ba (IP3: Third-order Intercept Point). IP3 tham chiếu đầu thiết bị phi tuyến được gọi là IIP3 (Third-order Intercept Point: điểm cắt bậc ba đầu vào). Trong các phần dưới đây trước hết ta rút ra công thức tính công suất IMD3 cho hai tần số không điều chế (tần số này thường được gọi là tông), sau đó ta rút ra quan hệ giữa công suất IMD3 và IIP3 cho hai tông cuối cùng ta sử dụng các công thức này để tính toán IIP3 yêu cầu dựa trên quy định tối thiểu về đo kiểm điều chế giao thoa của 3GPP. 4.8.9.1. Méo điều chế giao thoa bậc ba (IMD3) và IIP3 Từ chương hai ta được công suất méo điều chế giao thoa bậc ba cho từng thành phần IM3 như sau. Đối với tín hiệu đầu vào có công suất bằng nhau Công suất đầu vào của tone 1 và ton2 hai: P1=P2=A2/2R. IMD3 tại các thành phần thấp và cao (2f1-f2/2f2-f1): 2 I IMD3,2f 1f 2/2f 2f 1  PT3 / IIP32f 1f 2/2f 2 f 1

(4.63)

I IMD3,2f 1f 2/2f 2 f 1 [dB]  3PT  2IIP32f 1f 2/2f 2 f 1

(4.64)

Hay theo dB: IIP3 tần cao 2f2-f1: 211

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

IIP32f2-f1 [dBm] =0,5(3PT- IIMD3,2f2-f1)

(4.65)

IIP3 tần thấp 2f1-f2: IIP32f1-f2 [dBm] =0,5(3PT- IIMD3,2f1-f2)

(4.66)

Đối với tín hiệu đầu vào có công suất khác nhau Công suất đầu vào P1=A1 2/2R và P2=A2 2/2R IMD3 tại 2f2-f1: I IMD3,2f 2 f 1 [dBm]  2P2  P1  2IIP32f 2 f 1

IIP32f 2 f 1 [dBm]  P2  0,5  P1  I IMD3,2f 2 f 1 

IMD3 tại 2f1-f22: I IMD3,2f 1f 2 [dBm]  2P1  P2  2IIP32f 1f 2

IIP32f 1f 2 [dBm]  P1  0,5  P2  I IMD3,2f 1f 2 

4.8.9.2. Yêu cầu đối với điều chế giao thoa cho máy thu của 3GUMTS UE Loại bỏ đáp ứng điều chế giao thoa là một số đo khả năng máy thu thu tín hiệu mong muốn trong tần số kênh được ấn định khi có mặt hai hay nhiều tín hiêu gây nhiễu có khoảng cách nhất định so với với tín hiệu mong muốn. Yêu cầu tối thiểu đối với điều chế giao thoa bậc ba phải đảm bảo méo bậc ba (IMD3: Third-order Intermodulation Distortion) là đảm bảo BER không vượt qua 10-3 được đặc tả bằng các thông số trong bảng 4.13. Bảng 4.13. Các thông số đối với IMD3 Thông số thu Công suất mong muốn, Pmm[dBm/3,84MHz] Công suất trung bình nhiễu chặn (CW), ICW[dBm] Công suất trung bình nhiễu chặn (điều chế), Imod[dBm] Dịch tần nhiễu chặn (CW), -10 fCW [MHz] Dịch tần nhiễu chặn (điều -20 chế), fmod [MHz]

Mức Pmin+3dB -46

-46

10 20

212

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

4.8.9.3. Đánh giá IMD3 và IIP3 theo yêu cầu điều chế giao thoa Kịch bản đo kiểm IMD3 Méo bậc ba gây ra các sản phẩm điều chế giao thoa bậc ba (IMD3: Thirdorder Intermodulation Order) ảnh hưởng rất lớn lên hiệu năng máy thu vì sự tồn tại của các tín hiệu điều chế mạnh có biên độ thay đổi theo thời gian. Kịch bản đo kiểm sản phẩm IMD3 được thể hiện trên hình 4.34. Dạng phổ của các tín hiệu này cũng giống như các tín hiệu mong muốn (RRC) nhưng dạng phổ của sản phẩm méo điều chế giao thoa bậc hai (IMD3) lại khác (xem hình 4.28).

Công suất tham chuẩn đầu vào

a) Các tín hiệu vô tuyến

Dịch tần 20 MHz Dịch tần 10 MHz Nhiễu CW Nhiễu điều chế ICW = -46dBm Imod=- 46dBm

Tạp âm cho phép + nhiễu (N+I)max= - 96 dBm Tạp âm Nmax=-99dBm GP=25dB

SNRreq,1=-7dB Tín hiệu mong muốn -114dBm

b) Các tín hiệu băng gốc Biến đổi hạ tần

Biên độ tín hiệu

Tín hiệu mong muốn

Các méo phi tuyến bậc ba

Biến đổi hạ tần và lọc 58 dB (10MHz)

Nmax=-99dBm (tham chuẩn đầu vào LNA) IIMD3= -104dBm (tham chuẩn đầu vào LNA)

Rò nhiễu chặn CW (Ileak,CW104dBm)

Biến đổi hạ tần và lọc 58 dB (20MHz)

Rò nhiễu chặn điều chế (Ileak,mod-104dBm)

Hình 4.34. Đo kiểm IMD3 : (a) Phổ tín hiệu mong muốn và nhiễu chặn dịch tần, (b) phổ băng gốc của các tín hiệu mong muốn và nhiễu. Tín hiệu thu mong muốn Pmm = Pmin+3dB= -117dBm+3dB=-114dBm. Hai tín hiệu nhiễu dịch tần 10 và 20 MHz so với tín hiệu mong muốn. Tín hiệu nhiễu thứ nhất là một tín hiệu CW (sóng liên tục) có công suất sau bộ lọc song công ICW=-46dBm; tín hiệu nhiễu thứ hai là một tín hiệu được điều chế có công suất Imod =-46dBm. Vì tín hiệu mong muốn nằm gần mức độ nhạy, nên phải xét cả tạp âm và nhiễu. Giả thiết là sản phẩm điều chế giao thoa bậc ba của hai nguồn nhiễu được xử lý như là tạp âm, mức công suất tạp âm cộng nhiễu cực đại được phép có thể tính như sau: (N  I)max  Pmin  SNR req,1  G P (4.43)

213

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Thay các giá trị vào phương trình (4.43) ta được: (N+I)max = -114dBm -7dB+25dB= -96dBm trong đó (N+I)max được tham chiếu tại đầu vào LNA. Trong đo kiểm này một số sản phẩm nhiễu được tạo ra, vì thế phải phân bổ công suất tạp âm cho phép và công suất nhiễu (N+I)max . Phân bố công suất được giả thiết như sau: (1) tạp âm Nmax (50% hay -3dB), (2) nhiễu điều chế giao thoa IIMD3 (15% hay -8dB), (3) rò nhiễu CW Ileak,CW (15% hay -8dB), (4) rò nhiễu điều chế Ileak,mod (15% hay -8dB), tạp âm pha bộ dao động nội ILO.Ph (5% hay -13dB). Bỏ qua các sản phẩm méo bậc hai. Mức công suất tạp âm N=-96dBm-3dB= -99dBm. Mức công suất tương ứng với méo IMD3: IIMD3= (I+N)max -8 dB= -96 dBm -8dB=-104dBm. Mức công suất rò nhiễu CW là: Ileak,CW=(I+N)max -8 dB = -96 dBm-8dB=-104dBm vì thế cần lọc tại dịch tần 10 MHz là LCW= -46dBm- (-104) dBm = 58dB. Mức công suất rò nhiễu điều chế là: Ileak,mod=(I+N)max -8 dB= -96 dBm-8dB= -104dBm vì thế cần lọc tại dịch tần 10 MHz là Lmod= -46dBm- (-104) dBm = 58dB. Tính toán yêu cầu IIP3 cực đại đối với UE Đặc tính điều chế giao thoa bậc ba (IMD3) là một số đo khả năng thu tín hiệu mong muốn khi có mặt hai tín hiệu gây nhiễu. IMD3 được đánh giá bằng điểm cắt đầu vào bậc ba (IIP3: Input Third Order Intercept Point). Trong phần này ta sẽ xét các trường hợp đánh giá IIP3. IIP3 của máy thu WCDMA được xác định bằng đo kiểm điều chế giao thoa theo chuẩn 3GPP theo kịch bản đựơc thể hiện trên hình 4.23. Trong trường hợp này 2f1-f2= 2x10MHz-20MHz=0 sẽ là tần thấp rơi vào băng thu, nên ta sẽ sử dụng phương trình (4.40) với thay thế Pin1=ICW và Pin2=Imod như sau:: I IMD3[dBm]=2I Cw  I mod  2.IIP3

 IIP3  I Cw  0,5  I mod  I IMD3 

(4.44)

Thay ICW=- 46dBm, Imod=-46dBm và IIMD3= -104dBm ta được IIP3 tối thiểu như sau: IIP3=-46dBm+ 0,5(-46dBm+104dBm)=-17dBm Hay IIP3 -17dBm 4.8.10. IIP3 với đo kiểm nhiễu ngoài băng Đo kiểm nhiễu chặn ngoài băng (xem bảng 4.11) trực tiếp đặt ra yêu cầu IIP3 cho máy thu. Hình 4.35 cho thấy mặt nạ phổ của nhiễu chặn ngoài băng. Từ hình 4.36 ta thấy công suất nhiễu chặn thực tế thay đổi phụ thuộc vào dịch tần theo 214

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

các yêu cầu 3GPP. Nhiễu chặn ngoài băng sẽ trộn với tín hiệu rò từ máy phát tạo ra các sản phẩm bậc ba rơi vào băng thu. Nếu ta ký hiệu tần số phát là ftx, tần số thu là frx, khoảng cách song công phát thu là f=(ftx+frx)/2 (đối với băng một f=190MHz) và fblock là tần số nhiễu chặn, thì IMD3 do trộn giữa nhiễu chặn vời rò phát vào thu có thể xẩy ra trong trường hợp sau: fblock=frx-f/4. Dưới đây ta sẽ xét trường hợp này. Sử dụng mức tín hiệu mong muốn cao hơn 3 dB so với độ nhạy tham chuẩn Pmm=-117dBm+3dB= -114dBm, ta tính được công suất nhiễu cộng tạp âm cho phép (N+I)max=-96dBm. Coi răng nhiễu chiếm một nửa trong tổng nhiễu và tap âm cho phép ta được Imax=-99dBm. Coi rằng tổn hao bộ lọc song công là 2dB ta đựơc mức nhiễu do sản phẩm IMD3 gây ra bằng: IIMD3=-99dBm-2dB=-101dBm. Băng 1 có khoảng cách song công 190MHz và nhiễu chặn CW gâi ra IMD3 nằm tại dịch tân 95 MH, nên nhiễu chặn CW ngoài băng có công suất -15dBm. Suy hao lọc song công 30dB là nhiễu này giảm còn -45dBm. Rò từ phát vào thu bằng 25,5dBm. Ta thay thế nhiễu CW và nhiễu rò phát bằng hai tín hiệu đồng mức như sau: 1 2 Pin  (25,5dBm)  (45dBm)  38,5dBm 3 3

Sử dung công thức (4.36) ta được: IIP3[dBm]=0,5(3(-38,5dBm)+101dBm)=-7,25

Nhiễu chặn ngoài băng

Nhiễu chặn ngoài băng

- 15 dBm

-30 dBm -44 dBm

2255MHz

2230 MHz

2185 MHz

2177,6 MHz

fRX

2150 MHz

2130 MHz

2102,4 MHz

2095 MHz

2050 MHz

2025MHz

-56dBm

Tần số

Hình 4.35. Mặt nạ phổ và kịch bản đo kiểm IIP3 cho nhiễu ngoài băng.

215

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

4.8.11. Tạp âm pha Đối với bộ dao động nội (LO) lý tưởng làm việc tại tần số fLO, phổ của nó có dạng xung kim trong khi đó bộ dao động thực tế có phổ xòe hai phía xung quanh tần số trung tâm do tạp âm pha (hình 4.36). b) Phổ của nội dao động nội thực tế

a) Phổ của nội dao động nội lý tưởng

fL0

f

fL0

f

Hình 4.36. Phổ của bộ dao động nội lý tưởng (a) và thực tế (b). Để hiểu được tầm quan trọng của tạp âm pha trong may thu phát vô tuyến, ta cần xét đến quá trình trộn tương hỗ khi thiết kế và thực hiện máy thu. Đối với bộ dạo động nội lý tưởng như trên hình 4.36a, tín hiệu thu mong muốn sẽ tích chập với xung kim và được biến đổi hạ tần vào trung tần (IF) mà không bị biến dạng phổ. Tuy nhiên đối với bộ dạo động nội lý tưởng tín hiệu tín hiệu mong muốn có thể bị phá hoại bởi phổ xòe ra của các nhiễu gần do tạp âm pha của bộ dao động nội. Nói một cách khác phổ thu đựơc từ tín hiệu mong muốn sẽ bị biến dạng do phần xóe ra của nhiễu. Hiệu ứng không mong muốn này được gọi là trộn tương hỗ. Hình 4.37 minh họa trộn tương hỗ do tạp âm pha của bộ dao động nội thực tế.

216

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Nhiễu Phổ LO Tín hiệu mong muốn

fLO

fc

f

Nhiễu Tín hiệu mong muốn

fIF

f

Hình 4.37. Trộn tương hỗ của tín hiệu gần với bộ dao động nội không lý tưởng. Yêu cầu tối thiểu khi đánh giá tạp âm pha LO là BER không được vượt quá 10-3 khi công suất tín hiệu mong muốn Pmm=Pmin+3dB =-114dBm/3,84MHz và ˆ I or  103,7dBm / 3,84MHz . Vì tín hiệu mong muốn cao hơn mức độ nhạy tham chuẩn 3 dB nên cần xét đến cả nhiễu chặn lẫn tạp âm. Như xét trong phần 4.8.6, trong trường hợp này ta có (N+I)max=-96dBm và tạp âm pha LO đựơc phân -13 dB trong tổng số này, nên mức công suất nhiễu tạp âm pha LO ILO-ph-noise= -96dBm-13dB=-109dBm. Nếu tham chiếu theo tín hiệu nhiễu CW tại dịch tần 10MHz Pin1=-46 dBm, thì mức này tương ứng với ILO-ph-noise[dBc]=-63dBc (dBc biểu thị tỷ số giữa tín hiệu xét so với sóng mang) trên băng tần 3,84MHz. Mật độ phổ công suất của tạp âm pha LO sẽ là: ILO-ph-noise[dBc/Hz]= -63dBc10lg(3,84.106) -129dBc/Hz.

4.8.14. Phát xạ giả Công suất phát xạ giả là công suất được tạo ra hay được khuếch đại trong một máy thu và xuất hiện tại connectơ anten. Công suất phát xạ giả băng hẹp cũng như CW không đựơc vượt quá mức cực đại được đặc tả trong bảng 4.14.

217

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 4.14. Yêu cầu phát xạ giả của máy thu Băng tần Độ rông băng đo 30MHz  f < 1GHz 1GHz  f  14.75 GHz

100 kHz 1 MHz

Mức -57 dBm -47 dBm

4.8.13. Tổng kết các yêu cầu đối với máy thu UE Từ các tính toán trên ta có thể thổng kết các yêu cầu cho máy thu DCR của UE trong bảng 4.15. Bảng 4.15. Tổng kết các yêu cầu cho máy thu DCR theo các tính toán ở các phần trên. Yêu cầu Toàn bộ máy thu Sau bộ lọc song công Độ nhạy tham chuẩn -117dBm Mức tín hiệu cực đại -25dBm Mức tín hiệu cực tiểu -106dBm Dải động (AGC) 82 dB Băng thông kênh 3,84MHz NF 9dB 5dB IIP2  48dBm  50dBm IIP3 trong băng -17dBm -19dBm IIP3 ngoài băng xét cho -7,25dBm rò từ máy phát Nhiễu tạp âm LO -129dBc/Hz Bảng 4.16 cho thấy thí dụ tính toán tạp âm máy thu. Đây là tính toán đơn giản với bỏ qua các yếu tổ gây giảm cấp máy thu khác như nhiễu giữa các chip và mất cân bằng biên và pha. Bảng 4.17 tính toán tổng tạp âm tương đương tại đầu vào máy thu và giá trị -97,7 dBm là giá trị mà tại đó đạt được BER=10-3 theo yêu cầu kênh đo thử.ần lưu ý rằng trong trường hợp sản xuất hành loạt cần đưa thêm một lượng dự trữ và các con số trong bảng 4.17. Từ tổng giá trị tạp âm nay ta có thể rút ra hệ số tạp âm cho phép cực đại của máy thu UE NFmax=10,3dB như ở hình 4.20. Bảng 4.16. Tính toán tạp âm cho tầng vô tuyến của máy thu điển hình Thông số máy thu Giá trị Tổn hao từ anten đến đầu vào máy thu 2,5dB Hệ số tạp âm tại đầu vào LNA 3dB Công suất phát 24dBm Các ly từ máy phát đến đầu vào LNA 50dB 218

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

của máy thu Tạp âm pha máy thu tại khoảng dịch song công Tạp âm từ máy phát tại khoảng dịch song công Tạp âm nhiệt trong băng thông 3,84MHz Tạp âm nhiệt (bao gồm cả NF) tại anten

-85dBc* trong băng thông 3,84MHz -80dBc trong băng thông 3,84MHz -108dBm (tại 50 Ôm)

-102,5dBm Rò TX tại LNA = -26dBm Nhiễu do méo IMD2 Nhiễu WCDMA IMD2 tại LNA=105,63dBm Nhiễu WCDMA IMD2 tham chiếu tại anten = -103,13dBm Rò phát tại LNA=-26dBm Tạp âm băng rộng từ Tx Tạp âm tại LNA=-106dBm Tạp âm tham chiếu tại anten= -103,5 dBm Rò phát tại LNA=-26dBm Nhiễu tạp âm pha của RxLO Nhiễu tạp âm pha tại LNA=-111dBm Nhiễu tạp âm pha tham chiếu tại anten = -108,5dBm Tổng tạp âm cộng nhiễu tham chiếu tại 10lg(10-10,25+10-10,31+10-10,35+10-10,85 ) = connectơ anten -97,85dBm * dBc là khoảng dịch công suất tương đối so với công suất sóng mang phát chuẩn rò vào máy thu (trong trường hợp này là -26dBm). Trong thực tế khi sản xuất hàng loạt cần đưa thêm dự trữ cho các giá trị trong bảng 4.16. 4.9. NHIỄU GIỮA CÁC NHÀ KHAI THÁC Trong phần này ta sẽ xét việc cân đối thiết kế giữa việc lọc bỏ các sóng mang lân cận của các nhà khai thác khác và việc tránh giảm cấp hiệu năng BER băng gốc (BB BER). Phát hành 3GPP TS25.101,v9 (xem các bảng 4.9 và 4.12) định nghĩa hai kiểu nhiễu lân cận sau (xem minh họa trên hình 4.39):  ACS ((Adjacent Channel Selectivity: độ chọn lọc kênh lân cận) định nghĩa quy định về sự tồn tại sóng mang được điều chế WCDMA tại tần số cách  5MHz so với tần số sóng mang được ấn định cho UE  Đo kiểm nhiễu chặn băng hẹp sử dụng sóng mang được điều chế GMSK và có mục đích đảm bảo các máy cầm tay WCDMA có thể đồng tồn tại trong các băng tần mà tại đó cả GSM và WCDMA đều hoạt động. Tình trạng này được dự kiến trong các băng II, IV, VIII và X. Trong các băng sử dụng mành tần số 219

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

trung tâm (raster) 200 kHz (không sử dụng dịch tần 100 KHz) công suất nhiễu chặn được thiết lập bằng -56dBm tại dịch tần 2,8 MHz (các băng III và VIII), trong khi trong các băng khác phân cách đựơc quy định chặt chẽ hơn tại dịch tần 2,7MHz với công suất -57dBm. Các dịch tần này cho phép đưa các sóng mang WCDMA vào tâm khối 5MHz của phổ (phân cách tối thiểu 5/2+0,2 MHz). Trong kịch bản lý tưởng, các nút B của WCDMA đựơc đặt cùng vị trí và các bộ khuếch đaị công suất của trạm gốc tuyến tính nên phổ sẽ có dạng hình chữ nhật (hình trên của hình 4.38). Trong trường hợp này tất cả các sóng mang sẽ chịu cùng một suy hao và vì thế đến anten UE với cùng một tỷ lệ công suất như đã thiết lập tại nút B. Vì đây không phải là hiện thực, nên trường hợp kiểm định ACS I đòi hỏi UE phải duy trì BER10-3 (RMC 12,2kbps) khi tồn tại cả hai loại nhiễu như trên hình 4.39, trong trường hợp công suất phát UE loại III bằng 20dBm. Hiệu năng kém có thể dẫn đến rớt các cuộc gọi trong một số vùng được gọi là “các vùng chết”. Trường hợp tồi tệ nhất là sóng mang gây nhiễu được tạo ra bởi nút B được đặt gần biên ô của UE được xét. Lý tưởng

A

A

B

Tần số, MHz Thực tế I 0acGMSK

I0r - nhà khai thác A 2122,4 MHz I0ac- nhà khai thác B 2127,4 MHz

20 dBm loại 3 18 dBm loại 4 I 0ac

-57dBm I

I

0r

-98,7dBm

A

-52dBm 0r

-92,7dBm B

Chỉ cách 2,7 MHz

Đường lên 1932,4

A

B

2122,4

2127,4

Tần số, MHz

Nhà khai thác A 2122,4 MHz

Hình 4.38. Nhiễu kênh lân cận (ACI: Adjacent Channel Interference) Hiệu năng của máy cầm tay khi có nhiễu ACI phụ thuộc vào bộ lọc kênh máy thu và vào độ tuyến tính của LNA. Khi xuất hiện nhiễu mạnh, LNA có thể thể hiện như PA và gây ra ACL (rò kênh lân cận). Do phân cách ngắn, sườn phổ nhiễu rơi vào trong băng và có thể vượt trội hiệu năng ACS BER. Giả thiết LNA đủ tuyến tính, lọc bỏ các nhiễu này đạt được bằng bộ lọc LPF tương tự của DCR và bộ lọc số BB RRC như trên hình 4.20 (các điểm giám sát D và C). Nói chung, ADC là là khối then chốt ảnh hưởng lên việc lựa chọn cả phần RF lẫn BB. Mức công suất đầu vào ADC phải được thiết lập để đạt được SNR đầu ra ADC cực đại. 220

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Nếu mức công suất này quá cao sẽ xẩy ra xén tín hiệu tại ADC và SNR giảm, trái lại nếu mức công suất quá thấp nhiễu lượng tử sẽ lớn và SNR giảm. Vòng tự điều khuếch (AGC) làm việc để điều chỉnh khuếch đại tương tự nhằm đạt được công suất đầu vào tối ưu. Đồ thị trên hình 4.38a cho thấy công suất đích tối ưu này độc lập với độ phân giải ADC và thay đổi từ 12 đến 14 dB (đánh dấu bằng hình thoi) thấp hơn công suất tương đương cực đại đầu vào của toàn bộ thang ADC (còn được gọi là độ lùi ADC). Dưới đây ta xét hai trường hợp cực đoan để minh họa việc cân nhắc khi thiết kế lọc kênh đối với quy định BER cho trước:  DCR lý tưởng với lọc bỏ toàn bộ sóng mang lân cận. Trong trường hợp này, đoạn lùi đầu vào ADC (hình thoi trên hình 4.39a) luôn luôn được đáp ứng. Giả sử vòng AGC lý tưởng, ta có thể sử dụng độ phân giải ADC tối thiểu (khoảng 4-5 bit). Từ góc độ BB, đây là giải pháp lý tưởng: số bit lượng tử càng thấp thì số lần nhân và cộng càng ít và vì thế tiêu thụ công suất càng thấp. Tuy nhiên trong các máy thu DCR, lọc chặn kênh được thực hiện ở dạng các bộ lọc LPF. Bộ lọc càng dốc, méo trong băng càng cao, nhiễu giữa các chip (ICI) càng cao và vì thế hiệu năng BER phụ thuộc vào DPCH_Ec/N0 càng kém.  DCR thể hiện như một bộ lọc cho qua tất cả và thực hiện biến đổi hạ tần đơn giản, không méo với hệ số khuếch đại cố định. Hình 4.39b mô tả quá trình này dựa trên bộ mô phỏng WinIQSIMTM. Mô phỏng cho thấy rằng bộ lọc RRC số 20 nhánh có thể dễ dàng đảm bảo lọc bỏ nhiễu kênh lân cận 40dB. Như vậy chỉ cần một ít hoặc hoàn toàn không cần lọc tương tự. Giải pháp này có ưu điểm giảm thiểu các giảm cấp BER do ICI. Tuy nhiên trong trường hợp này do tổng công suất ˆI 0r +I0ac đầu vào ADC tăng nên để tín hiệu không bị xén cần lùi đầu vào thêm một đoạn bẳng (I0r+I0AC)/ ˆI 0r [dB], (đường tròn trên hình 4.40a). AGC giảm hệ số khuếch đại tương tự để công suất tổng đáp ứng đoạn lùi tối ưu. Tuy nhiên khi này ˆI 0r nhỏ ( ˆI 0r thấp hơn 40dB so với tổng tín hiệu đàu vào ADC), nên để duy trì tín hiệu cao hơn tạp âm lượng tử ta cần tăng số bitmã hóa cho một mẫu. Phân tích dải động ADC cho thấy cần đảm bảo dải động 66dB tương ứng với độ phân giải11-12 bit. Mặc dù đã đạt được các cải thiện đáng kể về tiêu thụ dòng trong các bộ ADC trong 10 năm gần đây, nhưng giá thành do sự phức tạp thêm phần cứng và tiêu thụ công suất vẫn chưa thể chấp nhận được. Với công nghệ sigma-delta ADC mới nhất dường như có thể chấp nhận được giải pháp này.

221

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng b) Mật độ phổ công suất tại đầu vào ADC và đầu ra bộ lọc RRC trong trường hợp DCR “cho qua tất cả”

a) SNR đầu ra ADC phụ thuộc vào đích của vòng AGC (dịch lui ADC) và và độ phân giải ADC

Cắt xén

Băng thông đo công suất

Tạp âm lượng tử

60

3,84 MHz

10 bit

-10

-10

-20

-20

40

-40

Biên độ, dB

SNR đầu ra, dB

-30 8 bit 30 6 bit 20

-60

0

-70

0

5

10

15

20

25

30

35

Đoạn lùi ADC, dB Dịch lùi I 0r =[I 0r/I 0ac]

40

-110

-3000000

-40

Đầu ra RRC: ACPR»0dB

-50

-60

-70

-80

-100

-30

I 0ac

-50

-90

10

I 0r

Biên độ, dB

50

Đoạn lùi I0r bây giờ là 40 dB thấp hơn đọan lùi tối ưu

3,84 MHz

Đầu vào ADC: ACPR=-40dB 0

-80

-90 -100 -110

2000000 4000000 6000000 8000000

Tần số, Hz

Điểm giám sát D H.8.18

-3000000

I 0ac

I 0r 0

2000000 2000000 6000000 8000000

Tần số, Hz

Điểm giám sát E H.8.18

ADCin

ACPR: Adjacent Carrier Power Rejection: lọc bỏ sóng mang lân cận Hình thoi: đoạn lùi vòng AGC trong trường hợp máy thu DCR lý tưởng loại bỏ hoàn toàn sóng mang lân cận Đường tròn: Giảm khoảng lùi I ADC 0r trong trường hợp DCR “cho qua tất cả” Vùng tô xám: băng thông đo

Hình 4.39. a) SNR đầu ra phụ thuộc đoạn lùi ADC và độ phân giải ADC; b) Mật độ phổ công suất đầu vào ADC và đầu ra bộ lọc RRC. Xem xét giữa hai trường hợp cực đoan nói trên cho phép đạt được một giải pháp tối ưu. Cần đảm bảo lọc bỏ đủ đối với nhiễu kênh lân cận nhưng vẫn đảm bảo méo ICI tối thiểu để phân giải ADC không quá cao. Điều này cho phép giảm thiểu cả diện tích mạch điện và tiêu thụ công suất. Các máy cầm tay thương mại hiện nay đảm bảo đo kiểm độ chọn lọc kênh lân cận (ACS) với dự trữ 10 đến 20dB tại ˆI 0r =-92,7dBm, nghĩa là I0ac nằm trong dải từ -37 đến -32 dBm (khoảng 60 dB cao hơn ˆI 0r ). Giá trị này rất gần với công suất đầu vào UE cực đại. Khi tăng ˆI , hiệu năng máy cầm tay phần nào đó bị giảm do hiệu năng rò kênh lân cận 0r (ACL) của LNA. Tại ˆI bằng -65,7dBm, máy cầm tay phải có khả năng xử lý 0r

công suất sóng mang lân cận -25dBm (tham chuẩn theo trường hợp đo kiểm ACS II). Điều này đòi hỏi thiết kế LNA mới để đảm bảo:  Giảm đủ hệ số khuếch đại nhằm giảm nhẹ các yêu cầu tuyến tính đối với bộ trộn  Hệ số khuếch đại không qua thấp để phòng ngừa tạp âm LNA (thể hiện ở LNA NF) nhằm đảm các yêu cầu về HSDPA SNR  Nên sử dụng chuyển mạch hệ số khuếch đại LNA để tranh nhảy pha gây ảnh hưởng đối với giải điều chế HSDPA của môdem băng gốc. Ngoài ra thiết kế cũng phải đảm bảo độ tuyến tính LNA cao để phòng ngừa các sản phẩm bậc cao lọt vào băng dẫn đến giảm cấp SNR của kênh mong muốn. Liên quan đến nhiễu GMSK, cũng có thể cần phải việc sử dụng bộ lọc chặn (bộ lọc lõm) tại dịch tần 2,7MHz. Để khắc phục khó khăn này, một số giải pháp có thể sử dụng các bộ cân bằng trễ nhóm để giảm ảnh hưởng méo trong băng của bộ lọc LPF (lọc thông thấp). 222

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

4.10. CÁC VẤN ĐỀ THIẾT KẾ BĂNG GỐC MÁY THU 4.10.1. Mở đầu Chuỗi xử lý tín hiệu băng gốc điển hình đựơc cho trên hình 4.39. Nhiệm vụ của toàn bộ chuỗi xử lý tín hiệu trên hình 4.39 bao gồm phần băng gốc tương tự và số là đảm bảo chất lượng tín hiệu số tại điểm tham chuẩn số (DRP: Digital Reference Point) để các tầng xử lý tín hiệu số tiếp sau lấy ra đựơc tín hiệu mong muốn theo yêu cầu chất lượng. Điều này phải đựơc thực hiện theo các dung sai sản xuất và linh kiện, đặc tính UE và các điều kiện truyền sóng thay đổi. Cần lưu ý rằng đây chỉ là sơ đồ được đơn giản hóa cho dễ hiểu trong đó một số chi tiết được bỏ qua như các bộ khuếch đại và các khối điều khiển. Trên hình 4.40 tín hiệu vô tuyến sau biến đổi trung tần hoặc trực tiếp được đưa lên bộ lọc thông thấp (LPF) sau đó được đưa lên bộ chuyển đổi hạ tần vào tín hiệu băng gốc tương tự. Tín hiệu băng gốc tương tự được bộ ADC chuyển vào tín hiệu số. Chức năng của các các phần tử chính trong phần băng gốc số sẽ được trình bày ngắn gọn dưới đây. ADC. Biến đổi tín hiệu tương tự thành số, sẽ được xét cụ thể trong phần sau. Xử lý trước ADC để loại bỏ dịch DC. Mạch loại dịch DC gồm giải thuật loại DC được sử dụng để loại bỏ dịch DC trước ADC. Xén tín hiệu. Do PAPR cao nên tín hiệu vượt quá dải động của ADC sẽ bị bão hòa. Xén một phần tín hiệu đỉnh để tráng đưa ADC và trạng thái bão hòa. RRC (Root Raised Cosine: lọc cosin tăng căn hai). Chức năng chính của khối này là lọc RRC cho tín hiệu thu để đảm bảo đáp ứng cosin tăng phù hợp với bộ lọc phát trong nút B. Tạo dạng xung thường được sử dụng để giảm bới ISI. 3GPP định nghĩa bộ lọc tạo dạng xung kiểu Nyquist trong TS25.104. Nội suy (Interpolator. Nội suy phức để nhận được các bội số nhị phân của tốc độ Giảm bit. Như đã nói ở trên, ADC đòi hỏi độ phân giải cao hơn nếu cần số hóa mức kênh lân cận cao. Sau bộ lọc RRC dải động bổ sung này không cần nữa, vì thế có thể giảm độ phân giải giảm xuống dải động từ sáu đến tám bit tại điểm tham chuẩn. Ghim mức (Clamp). Ghim mức (hạn chế từ bit số vào các giá trị cực trị của nó) được sử dụng để chống sự chồng bit lên nhau dẫn đến lỗi bit và biểu hiện này sẽ được cung cấp cho phần mềm để đưa ra chỉ thị điều kiện quá tải dẫn đến phản ứng của AGC. AGC. Sự thay đổi của tín hiệu thu do ảnh hưởng của truyền sóng có thể dẫn đến dải động tín hiệu lớn hpn 80 dB, vì thế phải đặt dải động này vào dải động hạn chế phù hợp với ADC bằng cách sử dụng vòng tự điều khuếch (AGC). AGC điều chỉnh hệ số khuếch đại dựa trên các kết quả đo các tín hiệu số để đảm bảo SNR tối ưu tại đầu ra của ADC. Đo RSSI. Theo định nghĩa RSSI (Received Signal Strength Indicator: chỉ thị cường độ tín hiệu thu) là công suất băng rộng thu được gồm: tạp âm nhiệt và tạp 223

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

âm tạo ra trong máy thu trong băng thông kênh liên quan được xác định bởi bộ lọc tạo dạng xung. RSSI đựơc đo để AGC điều chỉnh hệ số khuếch đại. Phần xử lý tín hiệu băng gốc Dịch DC tương tự

RF/IF

LPF tương tự

ADC

Giải thuật loại DC

Đo dịch DC

Hiệu chỉnh dich

Trừ dịch

Xén ADC

Điều khiển khuếch đại

RRC số

Giảm bit

Bộ nội suy (tùy chọn)

Các bit Ivà Q DRP

Cảnh báo Đo RSSI Giải thuật AGC

Hình 4.40. Chuỗi xử lý tín hiệu thu băng gốc điển hình Phần băng gốc của máy thu đóng vai trò quan trọng đối với hiệu năng, vì thông tin bị mất hay bị phá hủy trong khối này và trong phần RF không thể khôi phục cũng như không dể hiệu chỉnh. Ngoài ra các chức năng băng gốc của máy thu cũng cung cấp một số thông số then chốt cần thiết để thiết kế phần RF của máy thu. Các lĩnh vực cần xem xét cho phần băng gốc của máy thu bao gồm:  Hiệu năng giải điều chế băng gốc của máy thu  Các yêu cầu tốc độ lấy mẫu  Các yêu cầu độ rộng bit của biến đổi tương tự vào số  Các yêu cầu triệt nhiễu và lọc  Các yêu cầu độ rộng bit của xử lý tốc độ chip  Mức tạp âm cho phép cực đại của máy thu Trong quá trình thiết kế máy thu thông thường cần có môi trường mô phỏng băng gốc thả nổi hay (có thể) cố định để rút ra các thông số then chốt, tối ưu hóa các giải thuật và đo hiệu năng. Các bộ mô phỏng này được gọi là bộ mô phỏng mức liên kết, vì nó không bao gồm môi trường mạng nhiều ô. Các môi trường này cho phép ta vạch ra các điểm chuẩn để thiết kế máy thu. Do thời gian có hạn trong phần dưới đây ta sẽ chỉ xét ADC là phần quan trọng nhất của băng gốc.

4.10.2. ADC Việc biến đổi tín hiệu tương tự băng gốc vào số là một nhiệm vụ cân bằng phức tạp, nhất là đối với UE. Tốc độ lấy mẫu càng cao, tiêu thụ công suất càng lớn, 224

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

nhưng lọc anti- alias (để đảm bảo băng thông định lý lấy mẫu nhằm chống xuyên nhiễu) sẽ dễ hơn vì tỷ số giữa tần số lấy mẫu và biên băng tín hiệu mong muốn sẽ cao hơn. Tần số lấy mẫu cao hơn có nghĩa là công suất kênh lân cận đựơc số hóa sẽ cao hơn với giả thiết áp dụng khối lượng lọc anti- alias tối thiểu, điều này dẫn đến số bit ADC cần thiết sẽ tăng dẫn đến tăng thêm công suất tiêu thu. 4.10.2.1. Thừa số nhấp nhô (Crest Factor) Trong CDMA, tín hiệu phát là xếp chồng của nhiều tín hiệu thành phần như: kênh hoa tiêu, các kênh điều khiển chung, các kênh riêng. Các chip cộng với nhau tạo nên một tín hiệu vectơ. Tất nhiên tín hiệu tổng hợp này có thể có biên độ và pha khác nhau. Biên độ tín hiệu lớn khi mỗi chip có cùng pha, vì các vectơ cộng với nhau. Trong thực tế bản chất thay đổi của thông tin đảm bảo rằng điều này ít xẩy ra. Sự xuất hiện các biên độ lớn dễ xẩy ra tại nút B do đường xuống được đồng bộ và các bit hoa tiêu trong kênh riêng đều được đặt tại cùng một vị trí. Để loại bỏ các đỉnh, nút B làm trễ lại hay đẩy sớm các kênh riêng khác nhau. Ngoài ra, số người sử dụng trong ô lớn sẽ gây ra các đỉnh lớn, vì thế đây sẽ là vấn đề quan trọng đối với các nhà sản suất nút B quan tâm đến giảm thiểu đường bao đỉnh và tần suất xuất hiện của nó để giảm nhẹ yêu cầu đối với các bộ khuếch đại công suất. Đặc trưng của tín hiệu liên quan đến dải động của nó hay tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (PAPR) được biểu thị thông qua thừa số nhấp nhô (Crest Factor). Cả hai thuật ngữ này đều được sử dụng phổ biến và thường đổi lẫn cho nhau. Rõ ràng rằng thừa số nhấp nhô là một con số thống kê vì tín hiệu tổng hợp có thể có tất cả các kiểu tổ hợp biên và pha khác nhau. Vì thế trong thực tế, thông thường người ta phân tích hàm phân bố tích lũy bù của tín hiệu này (CCDF: Complemetary Commtative Distribution Function). Đường cong của thừa số nhấp nhô được cho trên hình 4.41; được cong này nhận được từ sản phẩm thương mại của WinIQSIMTM.

225

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng 100,0000

Xác suất, %

10,0000

1,0000

0,1000

0,0100

0,0010

0,0001 0,00 1,00 2,00 3,00 4,00 5,00 6,00 Công suất đỉnh/ công suất trung bình, dB

7,00 8,00 9,00 10,00 10,94 Thừa số nhấp nhô, dB

Hình 4.41. Đường cong thừa số nhấp nhô điển hình Hình 4.42 cho thấy quan hệ giữa PAPR và xác suất xuất hiện. Ta có thể thấy rằng PAPR bằng 10,94dB tại 0,01%. Lưu ý rằng do tính chất phổ trong hệ thống CDMA, nên có thể cho phép một lượng xén tín hiệu nhất định trong ADC. Điều này có nghĩa là tín hiệu vượt quá dải động ADC sẽ bị bão hòa; tuy nhiên xén tín hiệu sẽ gây ra thay đổi phổ. Vì thế lượng xén có thể nằm trong khoảng 1% lên đến 3-5%, nhưng phải được đánh giá qua mô phỏng. 4.10.2.2. Các khía cạnh về tốc độ lấy mẫu Để lựa chọn tốc độ lấy mẫu trước hết phải xem xét các hạn chế về công suất tiêu thụ, vì nói chung xét từ quan điểm kỹ thuật tốc độ lấy mẫu cao là có lợi. Từ quan điểm tiêu thụ công suất nên chọn tốc độ lấy mẫu thấp, nhưng cần tốc độ này gấp hai đến ba lần tốc độ chip đòi hỏi lọc tương tự bậc cao hơn với dung sai thấp do phải lọc bỏ công suất kênh lân cận và tỷ số tốc độ lấy mẫu trên tần số cực đại băng tín hiệu mong muốn thấp. Tốc độ lấy mẫu gấp bốn lần tốc độ chip (15,36MHz) đảm bảo cân đối tốt giữa độ phức tạp bộ lọc, tốc độ lấy mẫu và công suất tiêu thụ. Tốc độ lấy mẫu gấp năm lần tốc độ chip sử dụng tần số tham chuẩn 19,2MHz sẽ tránh được phải sử dụng bộ tổng hợp (LO) tạp âm thấp để tạo ra các đồng hồ tốc độ lấy mẫu gấp bốn hoặc tám lần tốc độ chip. So với tốc độ lấy mẫu bằng bốn lần tốc độ chip, các sơ đồ lẫy mẫu năm lần tốc độ chip cần độ phân giải cao hơn một chút và cần nội suy phức để nhận được các bội số nhị phân tốc độ chip cần thiết cho quá trình xử lý tín hiệu tiếp sau. Sơ đồ tốc độ lấy mẫu gấp tám lần tốc độ chip cho phép tất cả kênh lân cận đi qua ADC vì thế cho phép sửa trước tín hiệu đơn giản hơn nhưng lại đòi hỏi lọc số mạnh hơn để loại bỏ kênh lân cận và ADC phân giải cao hơn dẫn đến tăng công suất trong băng thông rộng hơn. 226

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Cần tạo ra tần số đồng hồ cho bộ biến đổi với tạp âm pha thấp hơn để đảm bảo jitter không làm hai sàn tạp âm của ADC. Tạp âm này có thể phát sinh từ một bộ dao động tham chuẩn thường có trong các hệ thống đa chế độ. 4.10.2.3. Các vấn đề về độ phân giải ADC Yêu cầu lớn nhất đối với nhiễu chặn đựơc định nghĩa trong các đặc tả của 3GPP là đo kiểm chọn lọc kênh lân cận trong được định nghĩa trong bảng 4.9. Đặc tả này quy định rằng cần đảm bảo BER không vượt quá 10-3 với mức tín hiệu mong muốn Pmm=Pmin+14dB=-103dB (hay Iˆ0 r = -92,7dBm) khi tồn tại tín hiệu kênh lân cận có tổng công suất bằng -52dBm. Tín hiệu nhiễu chặn là một sóng mang được điều chế bằng cách sử dụng kênh đo kiểm của bộ mô phỏng tạp âm kênh trực giao (OCNS: Orthogonal Channel Noise Simulator). Tối thiểu lọc kênh lân cận (ACS) có thể đạt 15-20dB trong bộ lọc tương tự. Giả thiết bộ lọc tương tự thu được sử dụng để đạt được lọc chặn tối thiểu 20dB. Lọc chặn của bộ lọc giới hạn bởi dung sai phần tử và yêu cần đảm bảo mức nhiễu giữa các chip trong máy thu. Ngoài ra giả thiết cho phép trần 7,3 dB đối với PAPR của tín hiệu nhiễu. Điều này đảm bảo rằng xác suất tại đó ADC sẽ bão hòa thấp hơn 1%. Hình 4.42a và 4.42b cho thấy các mức trong quá trình xử lý băng gốc trước và sau bộ lọc RRC. a) Trứơc lọc RRC

b) Sau lọc RRC

+28dB

+28dB

Thừa số nhấp nhô

Điểm đặt AGC

54dB

0dB

-20dB -26dB

Thừa số nhấp nhô 10dB

SIR yêu cầu

20 dB cho tín hiệu mong muốn

Dự trữ sàn tạp âm lượng tử

ENOB=7bit (4mẫu/chip) ENOB=8bit (4mẫu/chip)

Điểm đặt AGC

0dB

36 dB hay 6bit

Trần 20,7dB

Toàn bộ dải động

Các kênh lân cận/ nhiễu chặn dư

48dB

Toàn bộ dải động

7,3dB đối với 1%

-26dB

ENOB=6bit (4mẫu/chip)

Hình 4.42. Ước tính phân giải bit của ADC Các mức tương ứng với bộ biến đổi có bẩy đến tám bit hiệu dụng (ENOB: Effective Number of Bit) với tần số lấu mẫu gấp bốn tốc độ chip cho dải động từ 48dB đến 54 dB. Việc sử dụng tần số lấy mẫu cao nhận đựơc thêm một bit hiệu dụng sau lọc vì độ rộng băng tần tạp âm lượng tử NQ giảm. Hình 8.43b cho thấy dải động sau bộ lọc RRC giảm xuống 6 bit tại đầu ra của bộ lọc RRC. Độ rộng bit 227

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

K có thể được rút ra từ tổng dải động theo công thức sau: Dải Động =6dB/bit.K+1,76dB. Cần cho phép trần cao hơn vì tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình của tín hiệu mong muốn còn lại có thể cao hơn tín hiệu đo kiểm OCNS chỉ chứa 16 kênh tích cực. Sau khi đã biết toàn bộ giá trị đỉnh đến đỉnh của điện áp vào ADC, ta có thể tính điểm đặt mức AGC. Vì lý do trên ở đây ta giả thiết rằng điểm tham chuẩn số có sáu đến tám bit trên một mẫu đối với tốc độ lấy mẫu bằng bốn lần tốc độ chip. 4.11. CÁC VẤN ĐỀ THIẾT KẾ ĐA CHẾ ĐỘ VÀ ĐA BĂNG 4.11.1. Chuyển từ đơn chế độ/đơn băng vào đa chế độ/đa băng và phân tập Từ năm 1992 đến năm 2002, công nghiệp điện thoại di động đã tăng dịch vụ thông qua các bước tăng nhỏ dựa trên tiêu chuẩn 2G GSM phổ biến. Khởi đầu chỉ bằng thoại trong băng tần 900 MHz của Châu Âu và sau đo mở rộng đến băng 1800MHz. Các cuộc gọi số liệu bằng GPRS và tốc độ số liệu tăng cường bằng EDGE sau đó đựơc đưa vào, tương tự hiện nay chuyển mạng toàn thế giới dựa trên ba hoặc bốn băng cũng đựơc hỗ trợ. Tất cả các tính năng này đựơc thực hiện với hầu như không tăng giá thành, kích thước và tiêu thụ công suất vì các kiến trúc phần vô tuyến của máy phát được phát triển theo các giải pháp tránh mọi bộ lọc ngoài, vì thế tiết kiệm được hai đến bốn bộ lọc SAW (sóng âm bề mặt) tùy thuộc vào băng tần được hỗ trợ. Gần đây với việc đưa ra 3G, các nhà thiết kế vô tuyến đã phải đối mặt với sự phát triển rất nhanh của việc tiêu chuẩn hóa và sự bùng nổ các băng tần cần được hỗ trợ. Hơn nữa trong hầu hết các trường hợp, các đầu cuối di động phải hỗ trợ 2G (GSM) và đôi khi cả các băng tần 2G và 3G giống nhau làm tăng thêm độ phức tạp. Để tăng thêm tốc độ số liệu, công nghệ MIMO (Multi Input Multi Output: nhiều đầu vào nhiều đầu ra) được đa ra vào tháng 3 năm 2007 trong R7. Tuy nhiên MIMO làm tăng thêm độ phức tạp của thiết kế RF đặc biệt là tầng đầu và thiết kế anten nhất là khi thiết kế máy cầm tay đa chế độ, đa băng. 4.11.2. Các chiến lược tích hợp tầng đầu RF và các xu hướng thiết kế Đến nay các giải pháp máy di động hai chế độ là đặt 2G bên cạnh 3G. Các nỗ lực tích hợp đang đựơc tiến hành và sẽ có các bộ xử lý băng gốc hai chế độ. Hiện nay đã có các máy thu phát vô tuyến hai chế độ đa băng, tuy nhiên chúng vẫn là các máy thu phát 2G và 3G tách biệt đặt trong cùng một vỏ máy. Việc hỗ trợ một băng 2G chỉ cần một bộ lọc băng RX (thường là bộ lọc SAW) đạt được nhờ sự thành công của kiến trúc không lọc. Bản chất song công của 3G dẫn đòi hỏi bốn bộ lọc để hỗ trợ một băng 3G (hai cho bộ lọc song công, một giữa LNA và bộ trộn để giảm bới yêu cầu tính tuyến tính của tầng đầu và một giữa chuỗi vô tuyến phát 228

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

và PA để đáp ứng các yêu cầu tạp âm trong băng thu). Nếu xét răng có 10 băng trong 3G với bốn băng chung cho cả 2G và 3G và mỗi vùng hay mỗi nhà khai thác đòi hỏi các tập con của chúng, thì áp lực lên việc đơn giản hóa các tùy chọn lựa chọn băng là rất lớn. Hình 4.43 cho phép so sánh mức độ phức tạp giữa giải pháp chỉ có 2G bốn băng với giải pháp song mốt với 2G bốn băng cộng 3G ba băng. Kích thước cũng như giá thành của 12 bộ lọc ngoài lớn hơn nhiều so với vi mạch vô tuyến bổ sung.

LB1

Dãy bộ lọc bốn băng

LB2 HB1 HB2

HB

2G IQ hay DigRF 3G

00

900

Máy thu phát 2G bốn băng Bộ điều chế phát

HB1

HB2

HB2

HB1

LB1

HB1

FEM băng 5 3G

LB1

2G PA bốn băng

LB1

LB

Chuyển mạch

00 0

90

3G TXIQ Hay DigRF 3G

FEM băng 2 3G 0

Phần vô tuyến bổ sung 3G ba băng

HB2

0

FEM băng 1 3G

90

0

3G TXIQ Hay DigRF 3G

Máy thu phát 3G sử dụng ba trong số 9 băng

LB: Băng thấp, HP: Băng cao, DigRF: giáo diện vô tuyến số; FEM: Front-End Module: môđule đầu vào Các bộ lọc tích hợp

Các bộ lọc ngoài

Hình 4.43. Sơ đồ khối phần vô tuyến máy thu phát hai chế độ với bốn băng 2G và 3 băng 3G 4.11.3. Ảnh hưởng lên các kiến trúc hiện nay Các yêu cầu mới liên quan đến việc đồng tồn tại cùng với sự bùng nổ các băng tần cần đựơc hỗ trợ trong thông tin di động đòi hỏi phải thay đổi kiến trúc để giảm kích thước và giá thành đầu cuối. Mục tiêu chính là phải loại bỏ các bộ lọc ngoài. Ngoài ra cũng cần phải tái sử dụng hiệu suất phần cứng 2G và 3G. Các 229

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

mạch vô tuyến có khả năng lập lại cấu hình là một hướng hấp dẫn để cung cấp khả năng đa mốt cho máy đầu cuối vì các mạch này cho phép dễ ràng chia sẻ phần cứng (xem hình 4.44). Tuy nhiên các mạch này cần đảm bảo máy phát và máy thu tạp âm thấp với khả năng chịu nhiễu chặn cao. Các kiến trúc này cũng phải chứa đựng được các tiêu chuẩn như WLAN, WiMAX và chúng cũng phải tương thích với LTE. Nếu thực hiện các bước kiến trúc này thì có thể đơn giản hoá sơ đồ 4.44 thành sơ đồ 4.45 cho phép lọai bỏ tám bộ lọc ngoài. Gải pháp này cho phép cung cấp một cách đơn giản các tùy chọn chọn băng (đến tám băng). Ngoài việc tối ưu hóa kích thước và giá thành, vẫn tiếp tục khuynh hướng đạt được mức độ tích hợp cao hơn. Nếu bỏ qua PA, đầu vào vô tuyến và các thiết bị ngoại vi, các máy điện thoại di động 2G hiện nay thực sự là đơn chip. Tất nhiên khuynh hướng này sẽ đựơc tiếp tục cho các máy hai chế độ tính năng cao hơn trong đó giải pháp 2G/3G kết hợp với các giải pháp bổ sung khác như GPS, Bluetooth và phát điều tần sẽ được tích hợp trên một hệ thống đơn chip (SoC: System on Chip). Các chip phức tạp hơn chứa các chức năng băng gốc số sẽ đựơc xử lý bằng các công nghệ CMOS số tiêu chuẩn sub micromet mới nhất. Việc kết hợp các mạch điện tương tự và công nghệ CMOS Sub micromet của các chức năng vô tuyến sẽ đặt ra các thách thức mới do việc phải trải phổ rộng, mất phối kháng thiết bị, rò và môi trường tạp âm. Ngoài ra cũng cần tím kiếm các kiến trúc tiên tiến đặc biệt là giảm mạch điện tương tự. Đối với máy thu, quá trình số hóa bằng cách sử dụng Sigma- Delta ADC băng rộng và dải động cao là một hướng hấp dẫn. Việc tạo ra một tín hiệu phát sạch bằng các kiến trúc điều chế mới cùng với việc làm méo trước số cũng đòi hỏi có DAC băng thông rộng dải động cao. Sử dụng hiệu chỉnh và quá trình xử lý số cũng cần thiết để chuyển nhanh các phần tương tự vào nút CMOS tiếp theo. Các nỗ lực phát triển các máy thu bền vững hơn, các máy phát sạch hơn và vô tuyến khả lập cấu hình (cũng với tăng cường xử lý tín hiệu và hiệu năng trong miền số) đang mở đường tới vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm đầy cạnh tranh

230

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

LB1

ADC

HB1

0

0 90 0

HB2

LB2

LB2

ADC

HB3

HB3

DSP

DigRF 3G

DAC DAC

Máy thu phát 2/3G hai chế độ sử dụng 5 trong số 9 băng

LB1

FEM 2/3G 5 băng

HB1

HB2

Bộ điều chế phát

I/F

LB: Băng thấp, HB: Băng cao, I/F: giao diện, FEM (Front End Module): Mođul đầu vào, DSP: bộ xử lý tín hiệu số, ADC: Bộ biến đổi tương tự vào số, DAC: bộ biến đổi số vào tương tự Các bộ lọc tích hợp

Các bộ lọc ngoài

Hình 4.44. Sơ đồ khối phần vô tuyến 2/3G hai chế độ năm băng tối ưu với kiến trúc phát thu không có bộ lọc SAW. 4.14. TỔNG KẾT Chương này đã trình bày các vấn đề liên quan đến thiết kế phần vô tuyến và băng tần gốc máy cầm tay 3G. Trước hết kiến trúc tổng quan máy thu phát vô tuyến 3G WCDMA UMTS đựơc xét. Sau đó quy hoạch tần số và yêu cầu vô tuyến đối với 3G WCDMA UMTS được xét. Sau đó các vấn đề liên quan đến thiết kế máy phát và máy thu vô tuyến cho 3G WCDMA UMTS được trình bày. Ngoài ra cuối chương cũng xét đến một số vấn đề quan trong như nhiễu giữa các nhà khai thác. Cuối cùng chương đề cập đến các vấn đề thiết kế máy thu phát đa băng đa chế độ và các khuynh hướng cải tiến kiến trúc máy thu phát. 4.13. CÂU HỎI VÀ BÀI TẬP 1. Cho sơ đồ khối máy thu ngoại WCDMA với băng thông đầu vào 60MHz sai sau: RF

IF ADC

DSP

231

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Tính công suất tạp âm cho ba trường hợp tốc độ số liệu: 12,2kbps; 64kbps và 1920kbps: a) Khi không xét hệ số tạp âm máy thu b) Khi coi rằng hệ số tạp âm máy thu là 5dB. 2. Sử dụng các số liệu trong bài 1, tính toán độ nhạy máy thu để đạt được chất lượng thu BER=10-6 theo đường cong hiệu năng lỗi dưới đây: 1 -1

10

-2

10

-3

10

Pb, Xác suất lỗi bit

-4

10

-5

10

-6

10

-7

10

-8

10

-9

10

-10

10

-11

10

-12

10

0

2

4

10

8

6

12

14

Eb /N 0 ,dB

a) Khi không xét đến độ lợi mã hóa b) Khi coi rằng đội lợi mã hóa bằng 6dB c) So sánh cự ly phủ sóng cho trường hợp tốc độ 12,2kbps và 2Mbps 3. Cho một máy thu ngoại sai WCDMA có băng thông 60 MHz như trên hình với giả thiết tín hiệu cực tiểu đầu vào máy thu là -114,2dBm. Khuếch đại = 12dB NF= 1,5dB

Khuếch đại = 8dB NF= 12dB

Khuếch đại = 0dB NF= 3dB

Tổn hao = 4dB B IF= 5MHz

LO Tổn hao = 1,0dB B RF= 60MHz

ADC

232

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Tính: a) Công suất tạp âm tại đầu vào ADC b) Tính tỷ số tín hiệu trên tạp âm tại đầu vào ADC c) Tính mức lượng tử tối thiểu của bộ biến đổi tương tự vào số ADC 8bit có giá trị đỉnh đến đinh là 1V d) Để đảm bảo tín hiệu cực tiểu đầu vào máy thu cần đặt trứơc ADC 8bit một bộ khuếch đại với hệ số khuếch đại là bao nhiêu 4. Cho sơ đồ máy thu WCDMA như sau Luồng bit in

Bộ giải điều chế

NF 50 W

BER= 10-3

a) Tính tỷ số tín hiệu trên tạp âm tại đầu vào bộ giải điều chế để đảm bảo độ nạy chuẩn TS25.101 và tạp âm mô phỏng đựơc cho trong bảng dưới đây cho băng I: DPCH_Ec, N0 , dBm/3,84Mcps dBm/3,84Mcps -117 -97,4* * Giá trị thường được sử dụng đo kiểm b) Tìm hệ số tạp âm cực đại của máy thu c) Dựng biểu đồ thể hiện quan hệ của các thông số được tính trong a) và b) 5. Tính công suất tạp âm cho tầng vô tuyến của máy thu WCDMA điển hình trên hình vẽ theo các thành phần tạp âm sau:  Tạp âm nhiệt  Tạp âm do từ máy phát vào máy thu tại khoảng cách song công  Tạp âm pha của bộ dao động nội Tạp âm pha dao động nội thu –85dBc

Công suất phát 24dBm Tổn hao 2,5dB NF=3dB

Duplexer

LNA Cách ly dò TX đến LNA 50dB

00 0 90

LO

Tạp âm từ máy phát –80dBc

Máy phát

233

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

6. Tính công suất tạp âm cho tầng vô tuyến của máy thu WCDMA điển hình trên hình vẽ như trong bày 5 theo các thành phần tạp âm như trong bài 5 với bổ sung tạp âm IIP2 P2 tại đầu vào LNA bằng -106dBm. 7. Trong bài 5, rò tạp âm từ máy phát và tạp âm bộ trộn thu gây giảm tỷ số tín hiệu trên tạp âm đầu ra máy thu (đầu ra bộ trộn thu) so với đầu vào (connectơ anten) là bao nhiêu dB. 8. Trong bài 5, rò tạp âm từ máy phát va tạp âm bộ trộn thu gây ra giảm tỷ số tín hiệu trên tạp âm của máy thu trong trường hợp không có hai tạp âm này là bao nhiêu 9. Với sơ đồ cho trong bài 5, bỏ qua tạp âm pha bộ dao động nội thu, tìm giảm cấp do do tạp âm DTx noise 10. Giải thích ý nghĩa cuả méo hài bậc 2 IIP2 hai tần số và tính toán IIP2 theo thông số sau: (1) hai sóng liên tục (CW) đầu vào có tần số là 2140 MHz và 2141 MHz, hai tín hiệu này có mức công suất đầu vào bằng 0dBm, mức tín hiệu là 40dBm. Mức theo dB

IIP2= Mức đầu vào - mức méo (P 2) Mức vào bằng 0dBm

Thành phần DC Mức méo (P2 ) bằng 40dBm Thành phần trong băng 2 tần số

fCW2- f CW1= 1MHz

CW1

CW2

f

CW: sóng liên tục

14. Trình bày ảnh hưởng của điều chế giao thoa và méo bậc ba lên máy thu WCDMA khi có nhiễu chặn CW (sóng liên tục) 13. Trong băng tần 1, các thành phần nhiễu giao thoa gây nhiễu chặn đồng kênh xẩy ra tại băng tần nào?

234

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 5 KIẾN TRÚC TRẠM GỐC 3G UMTS NODEB VÀ TRIỂN KHAI MẠNG TRUY NHẬP VÔ TUYẾN 5.1. GIỚI THIỆU CHUNG 5.1.1. Các chủ đề được trình bầy trong chương      

Kiến trúc cơ sở của 3G WCDMA UMTS BTS Các chức năng và các vấn đề thiết kế băng gốc Kiến trúc đầu phát thu vô tuyến đa băng (MBFE) Bộ khuếch đại công suất đa sóng mang, MCPA Trạm gốc phân bố, DBS Trạm gốc đa chuẩn đa băng và công nghệ vô tuyến được định nghĩa theo phần mềm  Thí dụ về các đặc tính kỹ thuật của thiết bị WCDMA UMTS BTS  Cấu hình mạng BBU và RRU của mạng DBS 5.1.2. Hướng dẫn  Học kỹ các tư liệu đựơc trình bầy trong chương  Tham khảo thêm các tài liệu từ [10], [12], [19], [20], [22], [24], [25]. 5.1.3. Mục đích chương    

Hiểu được kiến trúc của 3G UMTS BTS Hiểu được các vấn đề thiết kế 3G UMTS BTS Hiểu được phương pháp triển khai trạm gốc phân bố (DBS) Hiểu được thiết bị 3G UMTS BTS cụ thể

5.2. MỞ ĐẦU WCDMA là một công nghệ sử dụng giao diện vô tuyến theo tiêu chuẩn 3GPP trong các hệ thống thông tin di động thế hệ 3. Giao diện này hỗ trợ tốc độ số liệu lên đến 2Mbps trên sóng mang có băng tần 5MHz. Hiện nay HSPA đã được đưa ra với tốc độ số liệu đỉnh 14,4Mbps cho R5 HSDPA và 5,7Mbps cho R6 HSUPA. BTS (hay nút B) là phần tử thực hiện giao diện vô tuyến với đầu cuối di

235

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

động 3G (UE). Để phát triền một mạng vô tuyến với vùng phủ và hiệu năng tốt, cần triển khai hàng nghìn BTS. Vì thế giá thành các BTS chiếm tỷ lệ lớn nhất trong tổng giá thành xây dựng mạng. Mỗi BTS bao gồm phần xử lý tín hiệu vô tuyến và phần xử lý tín hiệu băng gốc. Phần xử lý tín hiệu vô tuyến làm việc như một thiết bị thu phát trong đó bộ khuếch đại công suất vô tuyến (RF PA: Radio Frequency Power Amplifier) là phần tử quan trọng nhất. Bộ khuếch đại công suất tuyến tính chiếm 1/3 giá thành của toàn bộ BTS và RF PA là khối tiêu thụ công suất chính của BTS. Để giảm giá thành BTS, cần đưa ra phương pháp hiệu suất để giảm giá thành khối RF PA đối với từng BTS. Điều này đòi hỏi sử dụng PA có băng thông rộng, tính năng tuyến tính cao và hiệu suất cao. Công nghệ PA số hiệu suất cao “DPD+Doherty” (DPD: Digital Predistortion) đáp ứng các yêu cầu trên. Công nghệ DPD cho phép làm méo tín hiệu trước trong miền số. Vì làm méo trước hoạt động ngược với méo do PA gây ra, nên đầu ra PA đạt được độ tuyến tính cao. Công nghệ PA Doherty có hai phần chính: bộ khuếch đại chính (hay bộ khuếch đại sóng mang) và bộ khuếch đại đỉnh. Bộ khuếch đại chính hoạt động liên tục trong khi đó bộ khuếch đại đỉnh chỉ làm việc tại một giá trị đỉnh được thiết lập trước. Bộ khuếch đại chính làm việc trong trạng thái gần bão hòa để đạt được hiệu suất cao nhất và nó khuếch đại hầu hết các tín hiệu. Bộ khuếch đại đỉnh chỉ làm việc tại giá trị đỉnh và phần lớn thời gian không tiêu thụ công suất. Dải tuyến tính của quan hệ giữa đầu ra và đầu vào được mở rộng đáng kể so với vùng tuyến tính của một bộ khuếch đại đơn và điều này cho phép đạt được hiệu suất cao hơn so với trường hợp các tín hiệu phải được đặt trong vùng tuyến tín của một bộ khuếch đại công suất đơn. Hiện nay các nhà sản xuất đã đưa ra QTRU – một kiểu đơn vị vô tuyến (RFU) dựa trên công nghệ đa sóng mang. Mỗi QTRU hỗ trợ xử lý sáu tín hiệu vô tuyến. Công nghệ kết hợp trung tần (IF) số cũng được sử dụng. Sáu tín hiệu vô tuyến được kết hợp trong QTRU và không cần bộ kết hợp độc lập. Công suất của sáu tín hiệu RF có thể được chia sẻ để cải thiện hiệu năng. QTRU dựa trên công nghệ đa sóng mang có cùng kích thước như DTRU nhưng có dung lượng gấp ba lần DTRU. Phần lõi của công nghệ WCDMA được thực hiện trong băng gốc của trạm gốc. Tín hiệu WCDMA được trải phổ bởi một mã trải phổ tốc độ chip cao 3,84Mcps trên băng tần 5MHz. Tốc độ này cao hơn nhiều so với GSM và cdma2000. Vì thế để xử lý các tín hiệu cần triển khai một công nghệ tiên tiến hơn trong băng gốc của WCDMA. Công nghệ băng gốc WCDMA sử dụng các công nghệ vi mạch mới nhất: ASIC, DSP và FPGA. Rất nhiều yêu cầu đặt ra đối với nền tảng băng gốc để vừa hỗ trợ các thực hiên kỹ thuật WCDMA và đồng thời thỏa mãn các nhà khai thác xét từ quan điểm quản lý mạng vô tuyến. Là lõi của WCDMA, nên nền tảng băng gốc phải có khả năng xử lý hiệu suất toàn bộ vòng đời của BTS: từ lúc triển khai ban đầu với giá thành thấp đến khi mở rộng đến các dịch vụ mới và phát triển lưu lượng. Đây là 236

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

điều cần thiết vì mạng luôn phát triển và mở rộng với nhiều người sử dụng hơn và với các hỗn hợp dịch vị của người sử dụng đầu cuối. Các chức năng và tính năng của mạng vô tuyến mới cũng thường xuyên đựơc bổ sung thông qua phần cứng và phần mềm để hoàn thiện hệ thống. Kiến trúc BTS có thể đáp ứng dung lượng băng gốc rất lớn. Chẳng hạn RBS R3 của Ericssion có thể cung cấp dung lượng 1536CE trên cả đường xuống và đường lên từ một tủ máy tiêu chuẩn (CE: Channel Element là một đơn vị xử lý tùy thuộc vào nhà sản xuất, đối với Ericssion nó tương đương với tài nguyên băng gốc (phần cứng và phần mềm) cần thiết để phát một kênh thoại tại tốc độ bằng 30 kbps). Đối với HSPA (HSDPA+HSUPA), kiến trúc băng gốc sử dụng chia sẻ tài nguyên số liệu tốc độ cao phạm vi rộng và một bộ lập biểu chung. Một phiến xử lý băng gốc có thể hỗ trợ đến 45 mã HSDPA. Bằng cách chia sẻ tài nguyên đường xuống, có thể tối ưu hóa bộ lập biểu từ góc độ công suất và lưu lượng đường xuống khả dụng. Bộ lập biểu nhanh cho phép giảm trễ mạng hay nói một cách khác tạo ảnh hưởng tốt lên trải nghiệm của người sử dụng đầu cuối đầu cuối. Để giảm giá thành xây dựng mạng, các BTS của 3G WCDMA (nút B) được xây dựng trên kiến trúc phân bố. Trong kiến trúc này, phần xử lý băng gốc BBU (Baseband Unit: đơn vị băng gốc) và phần xử lý vô tuyến RRU (Remote Radio Unit: đơn vị vô tuyến đặt xa) được tách riêng và được nối với nhau qua một giao diện vô tuyến công cộng chung (CPRI: Common Public Radio Interface) tiêu chuẩn trên cơ sở sợi quang. Các trạm gốc phân bố (DBS: Distributed Base Station) không chỉ cải thiện chất lượng tổng thể của các dịch vụ mạng vô tuyến nhờ khả năng dễ ràng cung cấp vùng phủ rộng hơn trong các môi trường khác nhau mà còn hạ giá thành lắp đặt, khai thác cùng với việc giảm yêu cầu về không gian lắp đặt. Tuy nhiên DBS đặt ra các đòi hỏi lớn đối với khai thác cập nhật hiện trường và đo kiểm hệ thống do cấu trúc phân bố của nó. Với sự phát triển nhiều tiêu chuẩn vô tuyến như GSM/EGPRS, WLAN, WiMAX, WCDMA, HSPA, LTE và việc các BTS phải đồng thời hoạt đông trong nhiều băng tần dẫn đến phải thiết kế các BTS đa băng đa chuẩn để có thể hỗ trợ được các giao diện vô tuyến, các băng tần và các khuôn mẫu điều chế khác nhau. SDR (Software Defined Radio: vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm) là một công nghệ quan trọng cho việc phát triển các BTS đa băng đa chuẩn. Các giải pháp đa chuẩn đa băng cho phép các nhà cung cấp thiết bị giảm chu kỳ nghiên cứu phát triển và vì thế giảm giá thành nghiên cứu cũng như rút ngắn thời gian đưa sản phảm nghiên cứu vào thị trường. Công nghệ SDR cho phép thiết kế các BTS đa băng đa chuẩn băng cách xây dựng một kiến trúc mở dựa trên phần mềm hệ thống vô tuyến. Các chức năng của hệ thống vô tuyến như điều chế/giải điều chế, tạo tín hiệu, mã hóa và các giao thức được thực hiện trên nền tảng phần cứng khả lập lại cấu hình bằng cách sử dụng phần mềm. Các thế hệ thông tin di động tương lai sau 3G sẽ hỗ trợ tích hợp và đồng tồn tại nhiều nhiều công nghệ truy nhập vô tuyến (RAT) trong cùng một môi trường vô tuyến đa hợp. Chằng hạn môi trường này là một hệ thống đơn nhất cho phép đầu cuối di động có thể truy nhập bằng nhiều công nghệ truy nhập khác nhau 237

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

như GSM, EGPRS, WCDMA , HSPA, LTE, WiMAX …. Khái niêm khả lập lại cấu hình (là một phát triển của SDR) cho phép dễ dàng thực hiện môi trường nói trên. Với khái niệm này, các đầu cuối di động và các phần tử mạng có thể chủ động chọn và thích ứng đến một RAT phù hợp trong một vùng dịch vụ cụ thể và tại một thời điểm cụ thể. Tính năng khả lập lại cấu hình để chọn RAT không chỉ giới hạn ở các phần tử được lắp đặt trước trong các thiết bị. Nó còn bao hàm cả tải xuống, cài đặt và xác nhận sự hợp lệ của các phần tử phần mềm cần thiết cho việc lập lại cấu hình. Bằng cách này, các nhà sản suất thiết bị có thể sử dụng một thiết kế chung cho vô tuyến đa chức năng nhờ vậy mở rộng được thị trường cho một sản phẩm. Đối với nhà khai thác mạng, khả năng tương tác giữa các mạng khác nhau đựơc tăng cừơng và việc cập nhật hệ thống cũng như sửa chữa sai lỗi cũng dễ dàng hơn. E2R (End to End Reconfigurability: khả lập lại cấu hình đầu cuối đầu cuối) là một đề án nghiên cứu của IST (Information Society Technologies: Viện nghiên cứu các công nghệ của hiệp hôi thông tin của Châu Âu) để nghiên cứu và đề xuất chiến lược lõi cho việc thực hiện vô tuyến khả lập lại cấu hình bằng phần mềm. Tổ chức E2R tham gia vào việc định nghĩa các tiêu chuẩn và các đặc tả liên quan đến khả lập lại cấu hình đầu cuối đầu cuối. 5.3. KIẾN TRÚC CƠ SỞ CỦA 3G WCDMA UMTS BTS (NodeB) Kiến trúc điển hình của một trạm thu phát gốc 3G WCDMA UMTS (hình 5.1) bao gồm bốn phần chính: phần vô tuyến (RF: Radio Frequency), phần băng gốc (BB: Baseband), phần điều khiển và truyền dẫn. Môđule RF phát/thu các tín hiệu và biến đổi tín hiệu số vào sóng vô tuyến và ngược lại. Môđule băng gốc (BB: Base Band)) xử lý tín hiệu được mã hóa trước khi phát/thu nó đến/từ mạng lõi thông qua môđule truyền dẫn. Khối điều khiển đóng vai trò điều phối ba môđule nói trên. Công nghiệp sản xuất đã định một số điểm tham chuẩn (RP: Reference Point) nhằm đạt đựơc giá thành thấp nhất cho các môđule khác nhau. Chức năng của trạm gốc được chia thành hai phần chính: các chức năng mặt phẳng điều khiển và các chức năng mặt phẳng người sử dụng. Chức năng mặt phẳng người sử dụng liên quan đến truyền tải, băng gốc và anten. Chức năng mặt phẳng điều khiển liên quan đến truyền dẫn số liệu điều khiển, số liệu khai thác và bảo dưỡng (O&M: Operation and Maintenance).

238

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Phần mềm

RP3

RP2 Giao diện

Các đơn vị RF

Module băng gốc

Module truyền dẫn Chuyển mạch

Đơn vị RF

BB

Module điều khiển

Điều khiển và đồng hồ RP1

Module nguồn

Hình 5.1. Kiến trúc chung của một BTS Các bộ khuếch đại công suất và các môđule RF chiếm 50% giá thành BTS, nên các nhà sản suất nghiên cứu kết hợp hai chức năng này vào một môđule duy nhất có giá thành thấp hơn. Vì thế cần có một giao diện chung giữa phần băng gốc và phần RF để cổ vũ các sáng kiến cũng như cạnh tranh cho việc nghiên cứu các môđule RF và bộ khuếch đại công suất (PA: Power Amplifier). Đây chính là lý do của việc đưa ra định nghĩa các các giao diện chung RP3 giữa BB và phần RF. Hai giao diện chung đựơc định nghĩa là: CPRI (Common Public Radio Interface: giao diện vô tuyến công cộng chung) và OBSAI (Open Base Station Standard Initiative: sáng kiến tiêu chuẩn trạm gốc mở). Trong trường hợp khi các xử lý kỹ thuật khác nhau yêu cầu cùng một kiểu tài nguyên, thì tốt nhất là tập trung phần cứng và phần mềm vào một nhóm dùng chung và cách này cho phép sử dụng tài nguyên hiệu quả nhất. Dùng chung tài nguyên cho phép tăng dung lượng trong các môi trường trong đó có thể xẩy ra phân bố nhu cầu tài nguyên không đồng nhất. Tập trung tài nguyên băng gốc tại một chỗ cho phép chia sẻ các tài nguyên xử lý tín hiệu giữa các ô, nhờ đó đạt được sử dụng dung lượng xử lý của BTS lớn nhất. Một nét quan trọng của dùng chung là nó chứa đựng khả năng dự phòng tài nguyên bằng cách chia sẻ tài nguyên chung. Trong trường hợp này lưu lượng có thể chuyển sang tài nguyên khác của phần tài nguyên chung chưa được dùng. Vì thế tính khả dụng của xử lý lưu lượng tăng so với trường hợp không dùng chung tài nguyên. Hình 5.2 cho thấy thí du về một kiến trúc BTS trong đó các tài nguyên băng gốc (BB) được dùng chung.

239

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Giao diện giữa xử lý băng gốc đường lên và đường xuống

Phiến máy phát thu

Bộ khuếch đại đa sóng mang và phiến giao diện anten

Phiến phát

FE Từ RNC (mặt phẳng người sử dụng)

Băng gốc

MCPA and AUIB

TRXB TXBBB

Đến RNC (mặt phẳng người sử dụng)

FE MCPA and AUIB

TRXB RAXBBB FE TRXB

MCPA and AUIB

Phiến thu và truy nhập ngẫu nhiên

Bus băng gốc Số liệu và/hoặc ‘’điều khiển nhanh Ký hiệu: TXB BB : Transmiter Board: phiến phát băng gốc; RARXB BB : Random Access and RX Board: phiến thu và truy nhập ngẫu nhiên băng gốc TRXB: Transceiver Board: phiến phát thu; MCPA and AIUB: Multicarrier Power Amplifier and Antenna Interface Unit Board: bộ khuếch đại đa sóng mang và phiến giao diện anten; FE: Front-End: đầu phát thu vô tuyến

Hình 5.2. Kiến trúc BTS với các tài nguyên được dùng chung Kiến trúc của BTS trên hình 5.2 bao gồm hai phần: phần đặc thù ô và phần không đặc thù ô. Phần đặc thù ô là đầu phát thu vô tuyến (FE: Front-End) chứa các phiến phát thu (TRXB), các phiến bộ khuếch đại đa sóng mang và các phiến giao diện anten (MCPA and AIUB), còn phần chung (không đặc thù ô) chứa các phiến xử lý băng gốc.Trên hình 3.2, xử lý băng gốc được chia thành các phiến phát băng gốc (TXBBB ) và các phiến truy nhập ngẫu nhiên và thu băng gốc (RAXBBB ). TXBBB xử lý đường xuống, nó có thể mã hóa, trải phổ và điều chế. RAXBBB xử lý đường lên, nó cho phép giải điều chế, giải trải phổ và giải mã. 5.4. CÁC CHỨC NĂNG BĂNG GỐC VÀ CÁC VẤN ĐỀ THIẾT KẾ BĂNG GỐC 5.4.1. Các chức năng băng gốc      

Các phiến băng gốc có thể thực hiện các chức năng lớp vật lý sau: Sắp xếp và giải sắp xếp các kênh vật lý và các kênh truyền tải Ghép và phân kênh Mã hóa và giải mã Trải phổ và giải trải phổ Điều chế và giải điều chế Các thủ tục lớp vật lý và 240

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

 Các đo đạc lớp vật lý      

Ngoài ra các phiến băng gốc trong BTS còn thực hiện các chức năng sau: Lập cấu hình trạm gốc vô tuyến Điều khiển ô Phân phối thông tin hệ thống Lập cấu hình liên kết vô tuyến cho các kênh riêng và chung Xử lý luồng số liệu Iub và Đồng bộ và phân phối nút

Các chức năng băng gốc trong BTS cung cấp nền tảng cho các chức năng mạng vô tuyến, các chức năng lập cấu hình và các chức năng O&M. Do đó, băng gốc tạo nên nền tảng để xử lý các kênh chung và các kênh riêng cho các lớp cao hơn. Hình 5.3 cho thấy tổng quan về xắp xếp (hay chuyển đổi) tiêu chuẩn giữa các kênh logic, truyền tải và vật lý. Liên kết điều khiển BTS/RNC

Băng gốc BTS

RNC Giao thức khung

Kênh logic chung và riêng

Giao thức khung

Điều khiển RNC

Điều khiển BTS Kênh logíc quảng bá

Kênh truyền tải quảng bá

Các kênh đường xuống

Kênh vật lý Kênh truyền tải chung và riêng

Các kênh đường lên

Giao diện Iub

Hình 5.3. Mô hình chuyển đổi kênh (sắp xếp kênh) 3GPP đã định nghĩa:  Các thủ tục đồng bộ cho các ô, các kênh chung và các kênh riêng  Các thủ tục truy nhập ngẫu nhiên  Các thủ tục điều khiển công suất vòng trong và vòng ngoài Để cải thiện hiệu năng của kết nối liên kết vô tuyến, 3GPP đã khuyến nghị các tăng cường như phân tập vòng kín và vòng hở. Sau khi đã lập cấu hình các phiến băng gốc để diao diện với các phân hệ khác, các phiến này có thể truyền lưu lượng. Nếu tải lưu lượng trên các phiến băng gốc thấp, toàn bộ hoặc một phần phiến sẽ được đưa vào chế độ tiết kiệm công suất để giảm tiêu thụ công suất. Trái lại, khi tải lưu lượng quá cao, các cơ chế giám sát và bảo vệ sẽ giảm nguy cơ mất cuộc gọi. 241

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

5.4.2. Các khía cạnh thiết kế băng gốc Băng gốc được thiết kế phù hợp với tiêu chuẩn 3GPP cho WCDMA. Ngoài ra kiến trúc băng gốc được thiết kế để đáp ứng với các yêu cầu đảm bảo hoạt động các trạm gốc. Các yêu cầu này gồm: tính linh hoạt cấu hình, sử dụng hiệu quả các tài nguyên, dễ triển khai, tương thích và phần cứng chiụ đựơc tương lai. Bằng cách sử dụng các công nghệ mới nhất như DSP (Digital Signal Processing: xử lý tín hiệu số), (Field Programable Gate Array: mảng cổng khả lập trình theo ứng dụng) và ASIC (Application Specific Integrated Circuit: mạch tích hợp đặc dụng), nhà sản xuất đã tăng cừơng đáng kể lưu lượng và báo hiệu điều khiển (được đánh giá theo thuật ngữ “CE: các phần tử kênh” cho các kênh vật lý dành riêng). Trong 3GPP thuật ngữ “phần tử kênh” (CE: Channel Element) được đưa ra để đánh giá khả năng xử lý tín hiệu thực sự của phần băng gốc BTS. CE mô tả tài nguyên dung lượng mà người sử dụng cần cho một dịch vụ đặc thù, vì thế có thể hiểu nó như là dung lượng phần cứng của BTS. Số lượng phần tử kênh dựa trên kiểu lưu lượng và phụ thuộc vào các kênh mang vô tuyến cũng như số lượng người sử dụng đồng thời kênh mang vô tuyến đặc thù. CE là một tương đương tài nguyên không được chuẩn hóa bởi 3GPP và vì thế nó không được định nghĩa như nhau bởi các nhà sản xuất. Các định nghĩa CE khác nhau về: (1) số CE cần thiết cho một dịch vụ cho trước, (2) có cần thiết tài nguyên CE cho báo hiệu chung, đo đạc trong chế độ nén …. hay không. CE là một số đo đơn giản và trực giác về dung lượng của băng gốc. Theo định nghĩa trong thiết bị của Ericssion thì phần tử kênh được định nghĩa là tài nguyên băng gốc tương đương (phần cứng và phần mềm) cần thiết để phát một kênh thọai tại tốc độ bit kênh 30 kbps (lưu ý tốc độ bit kênh là tốc độ kênh thoại sau khi đã được mã hóa kênh trước khi đưa lên điều chế và trải phổ). 5.4.3. Thiết kế phiến xử lý băng gốc phát (TXBBB ) 5.4.3.1. Các chức năng xử lý đường xuống Hình 5.4 cho thấy các khối chức năng chính để xử lý đường xuống. Ngoài ra mỗi khối còn chứa các chức năng băng gốc khác không được thể hiện trên hình vẽ. Xử lý đầu tiên là xử lý giao thức khung (FP: Frame Protocol) (được thể hiện phía trái). Sau khi biết khi nào thì các khung số liệu trên các kênh chung (kênh tìm gọi: PCH và kênh truy nhập đường xuống: FACH) và các kênh riêng (DCH) sẽ đến từ giao diện Iub, bộ xử lý giao thức khung đồng bộ các khung và lấy ra phần tải tin của khung số liệu. Phần tải tin chứa các kênh truyền tải không được mã hóa.

242

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

G/D đến TRX

G/D Iub Mã hóa BCH

PCH FP

Mã hóa PCH

FACH FP

Mã hóa FACH

DCH FP

Mã hóa DCH

Trải phổ và điều chế

MUX

Chia ô

GD DL/UL

G/D: giao diện

Hình 5.4. Các khối chức năng xử lý đường xuống 5.4.3.2. Thực hiện phiến TX băng gốc (TXBBB ) Hình 5.5 cho thấy thực hiện TXBBB được chia thành hai phần: bộ xử lý phiến và phần cứng đặc thù phiến. Bộ xử lý phiến điều khiển phiến và các phần lưu lượng. Phần cứng đặc thù phiến xử lý số liệu của người sử dụng để gửi đến giao diện vô tuyến. Phần cứng này chứa bộ xử lý giao diện mặt phẳng người sử dụng Iub, bộ xử lý tốc độ ký hiệu, bộ xử lý tốc độ chip và bộ điều khiển xử lý lớp vật lý.

243

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bộ xử lý phiế

Từ RNC

n

ặt Bộ xử lý G/D m dụng sử i ườ ng g ẳn ph

ASIC FPGA

ộ Xử lý tốc đ u iệ h ký

khiển Các khung điều Iub đến RAXB

Chú thích

n Bộ điều khiể xử lý lớp 1

khiển Số liệu điều

Đồng bộ, điều ất khiển công su ản ph tin g ôn và th hồi từ RAXB

ộ Xử lý tốc đ chip

Đến TRX

hận L1 Công n XB từ RA

D SP Bộ Đ/K

Hình 5.5. Thực hiện phiến TXBBB cho mặt phẳng người sử dụng Bộ xử lý giao diện mặt phẳng người sử dụng xử lý giao thức mặt phẳng người sử dụng của giao diện Iub cho các luống số liệu DCH và CCH từ RNC. Bộ xử lý tốc độ ký hiệu xử lý kênh truyền tải (TrCH), kênh truyền tải đa hợp được mã hóa (CCTrCH), kênh vật lý cho các kênh vật lý điều khiển chung sơ cấp và thứ cấp (P-CPCCH và S-CPCCH), kênh chỉ thị tìm gọi (PICH) và kênh vật lý riêng (DPCH). Bộ xử lý tốc độ chip xử lý phân bố các kênh vật lý, tạo ra kênh đồng bộ (SCH), kênh hoa tiêu chung sơ cấp (P-CPICH), kênh chỉ thị bắt (AICH), thực hiện trải phổ, sắp xếp ký hiệu điều chế và phát các chuỗi đầu ra được phân bố đến TRX . Nó cũng đo công suất phát mã và xử lý tất cả các chức năng liên quan đến xử lý sóng mang / ô. Bộ điều khiển xử lý lớp vật lý (L1) xử lý cấu hình của các phần xử lý tốc độ ký hiệu và và các phần xử lý tốc độ chip liên quan đến điều khiển các đo đạc, thiết lập, giải phóng và lập lại cấu hình ô/các sóng mang và các kênh. Các chức năng của bộ xử lý giao diện mặt phẳng người sử dụng Iub và bộ xử lý lớp vật lý được thực hiện trên các DSP để đảm bảo tính linh hoạt cho:  Các chức năng của bộ điều khiển  Các giao diện ngoài đến RNC đối với giao diện số liệu của người sử dụng và  Các giao dến đến bộ xử lý phiến đối với giao diện điều khiển. Chức năng xử lý tốc độ ký hiệu được thực hiện trong FPGA do các vấn đề về trễ xử lý và các yêu cầu thay đổi đối với thông lượng số liệu của người sử 244

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

dụng. Nó cũng cung cấp một mức độ linh hoạt nhất định xét về khía cạnh thay đổi các yêu cầu đối với chức năng được thực thiện. Chức năng xử lý tốc độ chip được thực hiện trên các ASIC. Giải pháp này cho phép xử lý song song đáp ứng được yêu cầu trễ xử lý bị giới hạn. Ngoài ra nó cũng cho phép truyền dẫn đồng thời các chuỗi ra được phân bố đến TRX. Phiến TXBBB có thể xử lý nhiều ô/sóng mang với nhiều nhánh anten. 5.4.4. Thiết kế phiến xử lý băng gốc thu (RAXBBB) 5.4.4.1. Các chức năng xử lý đường lên cho DCH Trên đường lên, tín hiệu nhận dược từ giao diện vô tuyến được đưa vào băng gốc ở dạng tín hiệu số từ phần vô tuyến TXB của BTS (hình 5.6). Đối với kênh vật lý riêng (DPCH), Tín hiệu đến từ TRX được xử lý trong khối chức năng của bộ giải điều chế, khối này cũng chứa bộ tìm đường và máy thu RAKE. G/D DL/UL G/D Iub

G/D đến TRX

RACH FP

DCH FP

Bộ giải mã RACH

Bộ giải mã DCH

DMUX

Bộ GĐC RACH RAKE

Bộ phát hiện tiền tố

Bộ tìm đường

Bộ kết hợp đoạn ô

Bộ GĐC DCH RAKE

Bộ tìm đường

Hình 5.6. Các khối chức năng xử lý đường lên của TXB 5.4.4.2. Bộ tìm đường Trong môi trường truyền sóng đa đường, máy thu RAKE phải biết khi nào các tia sóng đến, nghĩa là nó phải xác định vị trí của các tia sóng đa đường này trên trục thời gian trễ để có thể ấn định các ngón RAKE đến các vị trí mà tại đó các phần tử đa đường đạt đựơc một công suất nhất định. Nhiệm vụ của bộ tìm đường trong băng gốc là đồng bộ các ngón của máy thu RAKE.

245

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

5.4.4.3. Máy thu RAKE Máy thu RAKE phân tách các phần tử đa đường và kết hợp nhất quán chúng thành một vectơ tín hiệu lớn để đảm bảo điều kiện tách sóng tốt. Điều này cho phép tăng xác suất đưa ra quyết định đúng và cải thiện hiệu năng máy thu. 5.4.4.4. Bộ kết hợp đoạn ô Trong quá trình chuyển giao mềm hơn khi xẩy ra chuyển giao giữa các đoạn ô cùng một BTS và trên cùng một sóng mang, các tín hiệu sau tách sóng được kết hợp với nhau. Các tín hiệu DPCH được phân kênh và giải sắp xếp thành DCH của kênh truyền tải cho bước xử lý tiếp theo trong bộ giải mã. 5.4.4.5. Bộ giải mã Tín hiệu đầu vào bộ giải mã bao gồm các bit mềm đan xen từ bộ giải điều chế. Khối giải mã thực hiện các chức năng sau:  Giải đan xen lần hai  Giải phân đoạn kênh vật lý  Phân luồng dịch vụ  Phối hợp tốc độ  Giải đan xen lần một  Giải mã xoắn và turbo  Phát hiện lỗi theo CRC. 5.4.4.6. Các chức năng xử lý đường lên cho RACH Khi UE tìm cách kết nối với BTS, máy thu truy nhập ngẫu nhiên sẽ phát hiện tiền tố chứa chữ ký sẽ được sử dụng cho phần bản tin RACH. Sau khi máy thu phát hiện tiền tố, nó xác định phần bản tin RACH sử dụng chữ ký nào và có đủ tài nguyên băng gốc hay không. Nếu đủ, nó gửi bản tin đồng ý (Ack) đến UE thông qua xử lý đường xuống và bắt đầu xử lý bản tin RACH theo cách giống như đã trình bày ở trên cho DCH. 5.4.4.7. Chức năng giao thức khung cho DCH và RACH (DCH FP và RACH FP) Chức năng giao thức khung cho DCH và RACH lắp ráp số liệu giao thức khung vào các khung với mỗi khung bao gồm tiêu đề và tải tin (số liệu của người sử dụng). Sau đó các khung số liệu này được gửi đến RNC thông qua mặt phẳng người sử dụng Iub.

246

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

RAXB khôi phục thông tin nguyên gốc được nhận được từ tín hiệu thu vô tuyến cho các kênh truy nhập ngẫu nhiên và các kênh riêng. 3GPP đã định nghĩa các quy định đối với hiệu năng thu đường lên. Độ nhạy thu, hiệu năng tỷ số tín hiệu trên nhiễu và dung kượng các kênh vật lý xác định đặc tính của máy thu. 5.4.4.8. Thực hiện RAXB băng gốc (RAXBBB) Phiến xử lý đường lên băng gốc (RAXBBB ) được chia thành hai phần chính: bộ xử lý phiến (BP: Board Processor) và phần cứng xử lý số liệu đặc thù phiến (DP: Data processing). Bộ xử lý phiến điều khiển phiến và các phần lưu lượng. Phần cứng DP xử lý số liệu của người sử dụng nhận được từ giao diện vô tuyến đến giao diện Iub. Hình 5.7 cho thấy các khối trên phiên RAXBBB.

BP

Xử lý tốc độ ký hiệu CCH

ASIC

DSP/FPGA

Xử lý tốc độ ký hiệu DCH

ASIC

DSP/FPGA

L1 ACK đến TXB Xử lý tốc độ chip CCH

ASIC

Xử lý tốc độ chip DCH

ASIC

Các khung điều khiển Iub từ TXB

Mặt phẳng người sử dụng đến RNC

DSP/FPGA

DSP/FPGA

Đồng bộ, điều khiển công suất và thông tin phản hồi từ TXB

Số liệu lớp 1 từ TRX

Hình 5.7. Thực hiện RAXB Phần DP chứa các khối: xử lý tốc độ chip CCH, tốc độ chip DCH, tốc độ ký hiệu CCH và tốc độ ký hiệu DCH. Khối xử lý tốc độ chip CCH phát hiện tiền tố, tạo lập chỉ thị bắt, tách và lấy ra các bản tin (RACH) cho kênh truy nhập ngẫu nhiên (PRACH) từ số liệu thu được trên giao diện vô tuyến. Khối xử lý tốc độ chip DCH tách và lấy ra DCH từ số liệu thu được (DPDCH/DPCCH) và bit điều khiển công suất trên giao diện vô tuyến.

247

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Khối xử lý tốc độ ký hiệu CCH xử lý CCTrCH nhận được từ khối xử lý tốc độ chip để được các TrCH đã giải mã trước khi gửi chúng đến RNC thông qua giao thức khung Iub. Khối xử lý tốc độ ký hiệu DCH xử lý CCTrCH nhận được từ khối xử lý tốc độ chip để được các TrCH đã giải mã trước khi gửi chúng đến RNC thông qua giao thức khung Iub. Các giải thuật và chức năng để xử lý số liệu ổn định của người sử dụng được thực hiện trong phần cứng cố định (ASIC) để đảm bảo dung lương cao. Trái lại các giải thuật để xử lý số liệu có thể thay đổi của người sử dụng (chẳng hạn đanh giá kênh) được thực hiện trong phần cứng có thể thay đổi tải (DSP hay FPGA). Chức năng mới (do các tăng cường trong các tiêu chuẩn 3GPP) cũng được thực hiện trong phần cứng có thể thay đổi tải (DSP và FPGA). Cấu trúc (hình 5.7) và kết hợp phần cứng cố định định với phần cứng có thể thay đổi tải tạo nên kiến trúc chịu được tương lai:  Độ nhạy thu có thể được cải thiện bằng cách cập nhật các giải thuật trong phần cứng có thể thay đổi tải và phần mềm  Phần cứng này được chuẩn bị cho các chức năng tương lai của 3GPP (các phát hành tương lai). Điều này có nghĩa rằng có thể nâng cấp các chức năng và các mở rộng lớp vật lý của 3GPP  Tính năng khả mở rộng của DCH và CCH đảm bảo rằng có thể tăng dung lượng từng khối bằng cách sử dụng các công nghệ ASIC, FPGA và DSP  Cấu trúc khối hỗ trợ liên kết bên trong cũng như giữa các khối xử lý. Nó cũng cho phép đạt được dung lượng cao hơn Kiến trúc môđule cho phép các nhà khai thác thay đổi thực hiện khi cần thiết. Chẳng hạn giải pháp dung lượng thấp sẽ sử dụng xử lý tốc độ chip DCH/CCH riêng biệt dung lượng thấp và xử lý tốc độ ký hiệu kết hợp, trong khi đó giải pháp DCH/CCH dung lương cao sẽ sử dụng xử lý tốc độ chip và tốc độ ký hiệu DCH riêng biệt, khả định cỡ dung lượng cao và xử lý tốc độ chip CCH kết hợp tốc độ ký hiệu. Thí dụ một RAXBBB có thể xử lý 16 phần tử kênh (tương đương 16 kênh thoại 30kbps) cho sáu sóng mang-ô. 5.5. KIẾN TRÚC ĐẦU PHÁT THU VÔ TUYẾN ĐA BĂNG (MBFE) Hiện nay các đầu phát thu vô tuyến (FE: Front-End) của 3G WCDMA BTS đều đựơc thiết để có thể phục vụ được đồng 4 sóng mang trên cùng một băng tần của WCDMA, ngoài ra các nhà sản suất cũng đang hướng tới thiết kế các BTS làm việc trong nhiều băng tần WCDMA và cả ở các băng tần của công nghệ truy nhập vô tuyến khác. Các đầu phát thu vô tuyến đa băng (MBFE: Multiband Front-End) đáp ứng được các kỳ vọng này, vì thế trong phần này ta sẽ xét các MBFE.

248

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

5.5.1. Kiến trúc tổng quát của một đầu phát thu vô tuyến đa băng (MBFE) Hình 5.8 mô tả các môđule trong một đầu phát thu vô tuyến đa băng (MBFE: Multiband Front-End), mỗi môđule này phải tuân thủ các yêu cầu nghiêm ngặt hơn nhiều so với các mođule trong FE đơn băng. MBFE

LNA

Chuỗi thu

Đến xử lý băng gốc Tới/từ O&M

Điều khiển

ACE

Tới/từ điều khiển tại chỗ

PA

Chuỗi phát

Từ xử lý băng gốc

ACE: Antenna Coupling Equipment: thiết bị nối ghép anten LNA: Low Noise Amplifier: bộ khuếch đại tạp âm thấp MBFE: Multiband Front-End: đầu thu phát vô vô tuyến đa băng PA: Power Amplifier: khuyếch đại; O&M: Operation and Mainternance : khai thác và bảo dưỡng

Hình 5.8. Kiến trúc tổng quát của MBFE Bộ khuếch đại công suất (cho băng tần được lựa chọn) phải làm việc trên dải băng tần rộng từ 1800 MHz đến 2700 MHz. Thiết bị ghép nối anten (ACE: Antenna Coupling Equipment) chọn băng cần thiết (đến và từ anten) và cách ly phần phát (TX) và phần thu (RX) đóng vai trò như bộ lọc song công. Bộ khuếch đại tạp âm thấp (LNA: Low Noise Amplifier) thực hiện tiền khuếch đại tín hiệu thu. Toàn bộ hoạt động của MBFE được điều hành bởi mođule điều khiển. Tồn tại hai cấu trúc đa băng: (1) kiến trúc biến đổi trực tiếp và (2) kiến trúc qua trung tần. 5.5.2. Kiến trúc biến đổi trực tiếp Trong kiến trúc này các đầu thu và đầu phát đều sử dụng biến đổi trực tiếp (hình 5.9). Có thể lập cấu hình /lập lại cấu hình đầu phát cho hai chế độ hoạt động: trung tần (IF) không hay trung tần thấp phụ thuộc và tần số của bộ giao động điều khiển số (NCO: Numerical Control Oscilator) trong đầu số. Khi NCO được đặt băng 0 (chế độ IF không), sóng mang được đặt xung quang không trong băng tần (hình 5.9a, bên trái) và vì thế trong trường hợp này chỉ có thể xử lý một sóng mang. Sau biến đổi (trộn) vào tần số vô tuyến trong băng tần vô tuyến (RF), sóng mang thể hiện đối xứng xung quang tập tần số bộ

249

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

dao động nội (Local Oscillator) trong phần đầu phát tương tự (hình 5.10a, bên phải).

+

+HBF D

+HBF

DFE

A

Bù trừ dịch

90

A

Bù trừ mất cân băng khuếch đại

0

0

Bù trừ trễ

0

Bù trừ dịch

Xén

Chọn đầu vào

Debug

NCO

+HBF +HBF

¯ ¯

BTI (IQ)

00+Phi 900+Phi

D ¯ ¯

+

Bù trừ mất cân băng khuếch đại

a) Đầu phát

DAC

AFE: Analog Front-End: đầu phát tương tự BTI(I/Q): Baseband to Transmitter Interface, delivering I and Q data : giao diện băng gốc với máy phát mang số liệu I và Q DAC: Digital – Analog Converter: bộ biến đổi số và tương tự DFE: Digital Front End: đầu phát số HBF: Half Band Filter: bộ lọc nửa băng

LO

VGA 00 900

+

PA

LPF

AFE LPF: Low Pass Filter : bộ lọc thông thấp LO: Local Oscillator: bộ dao động nội NCO: Numerical Control Oscillator: bộ dao động điều khiển số PA: Power Amplifier: bộ khuếch đại công suất Phi: Góc pha (để bù trừ mát cân bằng pha I/Q VGA: Variable Gain Amplifier: bộ khuếch đại khả biến

b) Đầu thu

Bộ đệm

LPF/AAF

A D AFE

ADC

CIC+ ¯ RCC+¯

Chọn đầu ra

00 900

AN

CIC+ ¯ RCC+¯

Điều khiển khuếch đại số

VGA

Hiệu chỉnh dịch DC

D LO

Chọn sóng mang, hiệu chỉnh mất cân bằng IQ

A

Bù trừ trễ

LPF/AAF

Thich ứng khuôn dạng số liệu

Bộ đệm

Băng gốc (I/Q) logger

DFE

AAF: Anti-Aliasing Filter: bộ lọc chống xuyên nhiễu ADC: Analog-Digital Converter: bộ biến đổi tương tự thành số AFE: Analog Front End: đầu thu tương tự

DFE: Digital Front End: đầu thu số CIC: Cascaded Integrator-Comb Filter: bộ lọc răng lược-tích phân nối tầng RRC: Root Raised Cosine Filter: bộ lọc cosin tăng căn hai

Hình 5.9. Thực hiện của: a) đầu phát, b) đầu thu

250

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Các vị trí kênh tần số có thể có Kênh mong muốn

Kênh mong muốn (phần còn lại) của LO Ảnh

f=0 b)

Các vị trí kênh tần số có thể có

f RF= f LO Kênh mong muốn

Kênh mong muốn (phần còn lại) của LO Ảnh

f=0

fLO

fRF= f LO+ fIF

Hình 5.10. Phổ của biến đổi nâng tần trực tiếp: a) từ IF không, b) từ IF thấp Để chuẩn bị cho sử dụng đa sóng mang, sóng mang cũng có thể được phân cách khỏi tần số trung tâm tại IF thấp được xác định bởi tần số NCO, sóng mang có thể được tách riêng tại một tần số trung tần thấp được xác định bởi tần số NCO (hình 3.9 b, bên phải). Trong trường hợp này, sóng mang trong băng tần vô tuyến sẽ nằm bên trái hoặc phải của tần số LO (hình 3.10b, bên trái). Các phát xạ do khiếm khuyết của bộ điều chế I/Q (ảnh gương và dò LO) phải được loại trừ. Việc mở rộng MBFE đến trạm gốc đa chuẩn để bao gồm cả FDD WCDMA/ HSPA và WiMAX sẽ đặt ra các yêu cầu mới. Bộ phát thu đa chuẩn/ đa băng cần xử lý các băng tần bổ sung và độ rộng băng tần 20MHz cũng như đáp ứng các yêu cầu hiệu năng chặt chẽ hơn để hỗ trợ các tín hiệu OFDM cho LTE và WIMAX. 5.5.3. Kiến trúc biến đổi qua trung tần (IF) Sơ đồ của kiến trúc này được cho trên hình 5.11. Bộ biến đổi số thành tương tự (DAC) làm việc tại trung tần (IF) và đầu phát tương tự băng rộng tách riêng được sử dụng cho quá trình xử lý tín hiệu tiếp sau trong các thành vô tuyến (RF).

251

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

IF số DUC

AFE1 DPD

DAC

PA

VCO/DDS

DDC

ADC: Analog-Digital Converter: bộ biến đổi tương tự thành số APE: Analog Front End: đầu phát thu tương tự DAC: Digital-Analog Converter: bộ biến đổi số thành tươnng tự DDC: Digital Downconverter: bộ biến đổi hạ tần DUC: Digital Upcnverter: bộ biến đổi nâng tần

ADC

LNA

Bộ lọc song công

Xử lý tín hiệu băng gốc số

AFE2

DPD: Digital Predistortion: làm méo trước số DDS: Direct Digital Syntheser IF: Intermediate Frequency: trung tần số LNA: Low Noise Amplifier: bộ khuếch đại tạp âm thấp VCO: Voltage Controlled Oscillator: bộ dao động điều khiển bằng điện áp

Hình 5.11. Thực hiện phát/thu biến đổi qua trung tần (IF). IF số mở rộng phạm vi xử lý số ra ngoài miền băng gốc đến anten. Nó tăng thêm tính linh hoạt của hệ thống trong khi vẫn giảm giá thành sản xuất. Biến đổi tần số số cung cấp tính linh hoạt cao hơn và hiệu năng lớn hơn (xét về khía cạnh suy hao và độ chọn lọc) so với tương tự. Chuẩn 4G và HSDPA sử dụng điều chế biên độ thay đổi: 16QAM. Điều này đòi hỏi tính tuyến tính cao của bộ khuếch đại công suất. Để cải thiện hiệu suất bộ khuếch đại, kỹ thuật tuyến tính hóa hay làm méo trước số (DPD: Digital Predistortion) được thực hiện trong miền số. Các kỹ thuật DPD được phát triển để cho phép sử dụng các bộ khuếch đại giá thành thấp hơn so với các bộ khuếch đại tuyến tính cao đắt tiền. Độ phi tuyến xầy ra trong bộ khuếch đại rẻ tiền có thể được hiệu chỉnh nhân tạo bằng các sử dụng các chức năng của bộ lọc thích ứng trong miền số. 5.6. BỘ KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT ĐA SÓNG MANG (MCPA) Các bộ máy phát đa sóng mang theo truyền thống sử dụng một bộ khuếch đại cho một sóng mang sau đó một bộ kết hợp kết hợp thực hiện kết hợp các các sóng mang đầu ra của từng bộ khuếch đại tại mức thấp để đưa lên bộ khuếch đại công suất đa sóng mang (MCPA: Multicarier Power Amplifier) chung để tạo công suất. Đây là giải pháp đơn giản cho các máy phát đa sóng mang, tuy nhiên MCPA cần có độ tuyến tính cao để tránh méo điều chế giao thoa và vì thế nó trở nên phức tạp hơn. Dưới đây ta sẽ xét các giải pháp thiết kế MCPA để được độ tuyến tính cao và hiệu suất tốt.

252

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

5.6.1. Các kỹ thuật khuếch đại công suất vô tuyến Tín hiệu vô tuyến đa hợp được khuếch đại và được đưa đến anten qua bộ lọc băng thông. Vùng phủ và dung lượng của trạm gốc sẽ quyết định đại lượng công suất yêu cầu đầu ra máy phát. Một số tầng công suất được nối nối tiếp để đảm bảo khuếch đại cần thiết tín hiệu vô tuyến trước khi đưa lên tầng khuếch đại công suất cuối cùng. Các bộ khuếch đại công suất cao thường có nhiều transistor với các đầu ra đấu song song. Tầng ra tiêu thu một lượng công suất lớn. Các thiết bị silic (Si) và gallium-arsenide (GaAs) hiệu ứng trường là các lựa chọn thích hợp cho tần số công tác 2GHz. 5.6.2. Các công nghệ MCPA cho WCDMA MCPA cho các hệ thống WCDMA phải thỏa mãn các yêu cầu sau:  Tuyến tính cao: để thỏa mãn các yêu cầu của 3GPP  Hiệu suất tối ưu: để giảm tiêu thụ công suất trạm gốc Ngoài ra còn một số yêu cầu khác như: có thể sản xuất tự động với số lượng lớn trên toàn cầu. Để đảm bảo hai yêu cầu trên các MCPA đù sử dụng công nghệ sửa méo dựa trên làm méo trước. Lúc đầu công nghệ này được thực hiện trong miền tương tự, sau đó chuyển sang miền số. Dưới đây ta xét các công nghệ đựơc lựa chọn cho các thế hệ nối tiếp của MCPA cho WCDMA. 5.6.3. MCPA sửa méo thuận 5.6.3.1. Sơ đồ MCPA sửa méo thuận Công nghệ sửa méo thuận (Feed-forward) được sử dụng cho MCPA thế hệ đầu cho WCDMA. Sơ đồ khối của MCPA sửa méo thuận cho WCDMA được trình bày trên hình 5.12.

253

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đầu vào RF

Đầu ra RF

t2 Điều chỉnh biên và pha

Bộ làm méo trước

Bộ khuếch đại chính

Vòng 1

Vòng 2 Phát hiện lỗi 1

t1 Sóng mang

Nhiễu

Điều chỉnh biên và pha

Bộ khuếch đại lỗi

Hình 5.12. MCPA sửa méo trước thuận Tín hiệu đầu vào MCPA sửa méo thuận được chia thành hai đường. Tín hiệu trong đường trên được khuếch đại bởi bộ khuếch đại chính (MPA: Main Power Amplier), bộ khuếch đại này làm việc trong chế độ AB. Các méo phi tuyến trong MPA dẫn đến méo điều chế giao thoa và méo này cộng vào tín hiệu. Mẫu của tín hiệu đầu ra MPA được đưa vào bộ trừ (bộ ghép định hướng), tại đây tín hiệu bị trừ bởi một phần tín hiệu gốc được làm trễ (phần dưới hình vẽ). Lý tưởng, toàn bộ tín hiệu gốc bị loại bỏ. Tuy nhiên trong thực tế chỉ có thể nén tín hiệu từ 25dB đến 30 dB. Trên hình 5.12, thao tác loại bỏ sóng mang được đánh dầu là vòng 1. Tín hiệu lỗi được khuếch đại tuyến tính trong bộ khuếch đại lỗi (EPA: Error Power Amplifier) đến mức cần thiết để loại bỏ méo trong đường chính, sau đó được đưa đến bộ ghép đầu ra. Tín hiệu đầu ra MPA được trễ để phù hợp với đường khuếch đại lỗi. Méo của hai đường được cộng ngựơc pha nhau và lý tưởng sẽ chỉ còn lại tín hiệu gốc tại đầu ra của bộ khuếch đại công suất đa sóng mang (MCPA). 5.6.3.2. Làm méo trước vô tuyến tương tự Có thể cải thiện MPA bằng cách sử dụng một bộ làm méo trước có hàm truyền đạt bù trừ hàm truyền đạt của MPA. Cấu hình trong đó bộ làm méo trước và bộ khuếch đại công suất chính đấu nối tầng để được hệ thống có méo thấp đựơc trình bày trên hình 5.13. Phần tử phi tuyến làm méo trước hoạt động tại tần số vô tuyến. Phương pháp này có ưu điểm là tuyến hóa toàn bộ băng thông của bộ khuếch đại.

254

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

V1

Bộ làm méo trước F(V )

V2

V2

V0

Bộ làm méo trước

V1

V0

PA

V0

Bộ khuếch đại

V2

Bộ khuếch đại được tuyến tính hóa

V1

Hình 5.13. Nguyên lý làm méo trước Làm méo trước không đưa thêm suy hao vào đầu ra sóng mang, vì méo được bù trừ tại đầu vào. Vì thế hiệu suất của bộ khuếch đại không bị ảnh hưởng. 5.6.3.3. Bộ khuếch đại công suất, PA Kiến trúc tổng thể của bộ khuếch đại công suất (PA) được trình bày trên hình 5.14. Tại đầu vào bộ suy giảm khả biến có thể điều khiển toàn bộ khuếch đại. Bộ tiền khuếch đại (Preamp) được thực hiện bằng các khối khuếch đại băng rộng. Bộ kích (Driver) được thực hiện trên GaAs còn bộ khuếch đại chính (Main Amp) đựơc thực hiện trên GaN hoặc LD-MOS); các bộ này được điều khiển thông qua điện áp mở cổng và dòng nuôi bởi giao diện điều khiển khuếch đại (Amp Control) được nối đến khối điều khiển (Control Unit). Bộ ghép (Coupler) để đánh giá công suất ra cho giám sát, hoạt động phản hồi và đo công suất. Bộ circulator cùng bới bộ tách công suất được sử dụng để phát hiện phản xạ từ anten và cải thiện VSWR (Voltage Standing Wave Ratio: tỷ số sóng đứng điện áp). Tất cả các chức năng trong PA được điều khiển số bởi khối điều khiển.

255

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng ATT

PRE AMP

DRIVER

MAIN AMP

COUPLER

CIRCULATOR Đầu ra

Đầu vào

Bộ chia AMP Control

AMP Control

Giám sát DET

DET

Nguồn C/S ra

DET: tách công suất C/S: công suất

Phản xạ

Đến điều khiển

Hình 5.14. Thiết kế bộ khuếch đại công suất Tầng cuối cùng trong môđule trên là phần quan trọng nhất liên quan dến hiệu suất và khả năng băng rộng. Ngoài ra do thừa số đỉnh trong tín hiệu UMTS hay PAPR cao (>11dB), nên tuyến tính là một vấn đề quan trọng để đảm bảo các yêu cầu về ACLR. Về căn bản có hai khái niệm thiết kế cho bộ khuếch đại chính. Khái niệm đa băng phân chia toàn bộ băng thông thành các băng thành phần và sử dụng các phần tử khả điều chỉnh cộng với khả chuyển mạch để thực hiện điều chỉnh khả lập cấu hình. Khái niệm băng rộng thật sự dựa trên giải pháp chỉ điều chỉnh cố định một lần và đây là giải pháp thực hiện đơn giản hơn, nhưng yêu cầu cao đối với các transistor trong bộ khuếch đại. Hiện nay giải pháp thứ hai được ưa dùng hơn. Công suất cao trong ứng dụng băng rộng đòi hỏi điện áp công tác cao. Vì thế nên dùng các vật liệu có khoảng trống giữa các băng lớn với điện áp đánh xuyên cao. Mặt khác để đảm bảo băng thông rộng, yêu cầu dao động ký sinh phải thấp dẫn đến kích thước transistor phải nhỏ. Hiện nay đối với vùng phủ sóng trung bình vật liệu GaN là phù hợp nhất cho transitor để đảm bảo đồng thời tính di động cao của điện tử và độ dẫn nhiệt cao (để được khuếch đại cao khi kích thước transistor nhỏ). 5.6.3.4. Công nghệ thực hiện Một số thách thức thiết kế sau đây cần giải quyết để đạt được hoạt động nhữ đã mô tả ở trên:  Do bản thân MPA phải có tuyến tính tốt và băng thông đảm bảo cũng như hiệu suất phủ hợp nên bộ khuyếch đại chế độ AB được thiết kế dựa trên các

256

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

  



transistor LD-MOS (Lateral Diffusion Metal-Oxide Semiconductor: bán dẫn kim loại-oxít khuếch tán hai phía). Với công nghệ này, tại tỷ lệ dò kênh lân cận (ACLR: Adjacent Channel Leakage Ratio) -40dBc, hiệu suất MPA đạt vào khoảng 20%. Vòng 1 và vòng 2 phải có độ bằng phẳng pha và biên tốt để đảm bảo loại bỏ tốt trong mỗi vòng. Độ bằng phẳng được điều chỉnh bằng điện trong quá tình sản xuất, nghĩa là vi chỉnh bằng tay không cần thiết. Điều khiển vòng thích ứng đảm bảo ổn định vòng tốt. Bộ xử lý tín hiệu số (DSP) được sử dụng cho điều khiển này Trễ (t2) trong vòng 2 phải có tổn hao thấp để giảm tổn hao công suất đầu ra cũng như nhiệt. Tổn hao quá lớn sẽ giảm hiệu suất MCPA. Để giảm thiểu tổn hao, các phần tử trễ phải được thực hiện bằng bộ lọc băng thông hốc cộng hưởng. Để loại méo, EPA (bộ khuếch đại công suất lỗi) phải có băng thông gấp năm lần băng thông tín hiệu MCPA

Cần đảm bảo kết hợp tuyến tính tốt và hiệu suất tốt cho EPA vì nó phải khuếch đại méo từ MPA mà không đưa thêm méo. Vì hiệu suất tốt là một trong các mục tiêu thiết kế hàng đầu, nên cần giảm thiểu tiêu thụ công suất trong EPA. 5.6.3.5. Đánh giá hiệu suất Các định nghĩa dưới đây cần thiết để so sánh các giá trị hiệu suất (hình 5.15):  Hiệu suất bộ khuếch đại bao gồm cả bộ kích và các tầng cuối cũng như tổn hao trong mạng đầu ra của PA  Hiệu suất khối vô tuyến (RU: Radio Unit) bao gồm cả bộ chuyển đổi DC/DC, khối TRX và PA như định nghĩa ở trên. Khối vô tuyến (RU) -48v

Bộ biến đổi DC/ DC

I Q

TRX

Bộ ghép

PA

Khối lọc (FU: Filter Unít)

Hiệu suất PA Hiệu suất RU

Hình 5.15. Định nghĩa hiệu suất 257

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hiệu suất tại công suất cực đại (46dBm/40W) RU trên cơ sở MPCA sửa méo thuận là 10%. Điều này có nghĩa là RU tiêu thụ công suất 400W. 5.6.3.6. Đánh giá tỷ lệ dò kênh lân cận (ACLR) và phát xạ nhiễu giả Đánh giá cho thấy tỷ lệ dò kênh lân cận và phát xạ nhiễu giả thấp hơn nhiều so với các giá trị cực đại cho phép 5.6.3.7. Thông số kỹ thuật MCPA Thí dụ về thông số kỹ thuật của MCPA được cho trong bảng 5.1. Bảng 5.1. Thông số kỹ thuật MCPA Hệ số khuếch đại 52dB Độ bằng phẳng khuếch đại 0,5dB Công suất đầu ra 46dBm (40W) Độ tuyến tính - Kênh lân cận thứ nhất ALCR1<-51dBc - Kênh lân cận thứ hai ALCR2<-60dBc Hiệu suất >9%, thông thường là 10% bao gồm cả bộ biến đổi DC/DC Dải nhiệt độ +50 đến 500C Thể tích 8 lít Trong lượng 7kg Băng thông 20MHz trong dải 2110-2170MHz, có thể điều chỉnh theo hiện trường 5.6.4. MCPA với làm méo ngược trong miền số 5.6.4.1. Các công nghệ tuyến tính hóa số Công nghệ bán dẫn hiện đại cung cấp các kỹ thuật DSP, ADC và DAC cải thiện đã cho phép thiết kết MCPA hoàn toàn dựa trên làm méo trước trong miền số (DPD: Digital Predistortion) nhờ vậy giảm giá thành và đạt đựơc hiệu suất cao hơn. Mẫu tín hiệu vô tuyến tại đầu ra của bộ biến đổi hạ tần RF đựơc so sánh với tín hiệu đầu vào số. Sự khác biệt được giảm thiểu bằng cách làm méo trước tín hiệu đầu vào trong vi mạch ASIC số được điều khiển bởi DSP có nhiệm vụ để cập nhật thích ứng. Hình 5.16 cho thấy sơ đồ khối của MCPA sửa méo ngược dựa trên làm méo trước số.

258

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng F ra R Đầu g tự tươn

DAC Đầu số vào

ASIC

số ADC

ổi iến đ Bộ b ân RF t nâng

PA

ổi hạ iến đ Bộ b n RF tầ

D SP

hớ Bộ n

Hình 5.16. Sơ đồ khối của MCPA sử dụng làm méo trước số 5.6.4.2. Nguyên lý DPD thích ứng DPD số băng gốc thích ứng là một công nghệ đã chín muồi và đã được chuyển giao từ phòng thí nghiệm và sản phẩm đã được triển khai. Khi kết hợp với các giải thuật giảm công suất đỉnh, DPD cải thiện đáng kể hiệu suất so với các PA sửa méo thuận. Đối với khai thác WCDMA bốn sóng mang, Hiệu suất công suất của chuỗi phát có thể được cải thiện từ 10% đến 18%. Ngoài việc ảnh hưởng lên tiêu thu công suất, hiệu suất công suất còn ảnh hưởng môi trường (giảm khí thải CO2 vào môi trường) và ảnh hưởng giá thành khai thác. Tiêu thụ công suất thấp hơn sẽ giảm giá thành điện năng. Công nghệ DPD cho phép tích hợp các phần tích cực của BS vào một khối vô tuyến hoàn thiện (RU: RF Unit) trong đó tín hiệu đầu vào là băng gốc số. Các tầng đầu tại phía đầu vào được định thiên vào chế độ tuyến tính được gọi là chế độ A. Các transistor công suất cao làm việc hiệu suất hơn nhưng trong chế độ ít tuyến tính hơn được gọi là chế độ AB. Các sơ đồ điều chế phức tạp trong các hệ thống WCDMA có tỷ lệ công suất đỉnh trên công suất trung bình cao dẫn đến méo biên và pha trong các bộ khuếch đại tuyến tính. Méo này thậm chí thể hiện rõ rệt khi mức công suất ra đạt đến bão hòa, Một số bộ khuếch đại lại bị các ảnh hưởng nhớ, nghĩa là tín đầu ra tại một thời điểm cho trước không chỉ bị ảnh hưởng của tín hiệu đầu vào tức thời mà cả lịch sử tín hiệu trước đó. Méo này làm giảm cấp chất lượng và tăng công suất kênh lân cận; nó cũng gây ra phát xạ nhiễu giả.

259

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hiệu suất bộ khuếch đại phụ thuộc đặc tuyến của các transistor công suất và sơ đồ định thiên. Hiệu suất cải thiện khi công suất ra cao hơn nhưng đồng thời méo cũng tăng nhanh khi mức công suất đạt đến bão hòa. Vì thế tỷ lệ công suất đỉnh trên công suất trung bình cao cũng rất nguy hiểm. Giải pháp tốt nhất cho MCPA là khai thác các transistror trong chế đô hiệu suất nhưng ít phi tuyến: chế độ AB. Giải pháp này đòi hỏi kỹ thuật tuyến tính hóa để đảm bảo yêu cầu phát xạ nhiễu giả và công suất kênh lân cận. Tín hiệu từ DUC được làm méo trước, được biến đổi từ số vào tương tự, được biến đổi nâng tần vào tần số vô tuyến và được khuếch đại trong bộ khuếch đại công suất. Hình 5.17 cho thấy quan hệ giữa công suất hiệu đầu vào PA và công suất đầu ra PA. Đường cong vào-ra của PA trước khi tuyến tính hóa bị không tuyến tính tại vùng gần bão hòa. DPD buộc đường cong PA trở nên tuyến tính trong một dải công tác đặc thù. Công suất đầu ra Đáp ứng tuyến tính

Đầu ra mong muốn

Bão hòa

P sat P out-pd Pout

In: đầu vào In-pd: đầu vào bộ làm méo trước Out: đầu ra Out-pd: đầu ra bộ làm méo trước

P in

P In-pd

Công suất đầu vào

Pin cực đại có thể hiệu chỉnh

Hình 5.17. Nguyên lý làm méo trước số (DPD) Hình 5.18. cho thấy sơ đồ khối của một hệ thống DPD thích ứng hoàn chỉnh. Điều chỉnh khuếch dại phức

Tín hiệu từ DUC

DAC

Biến đổi nâng tần

ADC

Biến đổi hạ tần

PA

Bộ ghép

Đến bộ lọc song công

Tra cứu bảng Điều chỉnh trễ Giải thuật thích ứng

Hình 5.18. Sơ đồ khối của một hệ thống DPD thích ứng hoàn chỉnh 260

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trước khi vào DAC, các mẫu tín hiệu DUC được nhân với các hệ số phức rút ra từ bảng tra cứu (LUT: Look up Table). Các hệ số LUT (thực hiện chức năng làm méo trước) được cập nhật theo các thay đổi của hành vi PA so với các thay đổi trong lưu lượng, môi trường và ảnh hưởng già đi của linh kiện. Các giải thuật DPD không nhớ thông thường không phù hợp tốt trong việc xử lý các ảnh hưởng nhớ của PA được tạo ra do các thay đổi động nhanh trong mức công suất trung bình. Để lọai bỏ các ảnh hường này và đồng thời vẫn thực hiện các yêu cầu tuyến tính chặt chẽ của 3GPP, các hãng đã phát triển các giải thuật tuyến DPD với thích ứng nhanh. Để đạt được hiệu suất tối ưu, DPD được kết hợp với giải thuật giảm công suất đỉnh cho phép giảm tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình mà không gây hại đến EVM (Error Vector Magnitude: đại lượng vectơ lỗi). Phần cứng bao gồm các DAC, ADC và các transitor công suất LD-MOS đảm bảo tuyến tính cho bốn sóng mang WCDMA trên băng tần 20MHz. Ta có thể dễ ràng thích ứng kiến trúc này với các bộ khuếch đại công suất có các mức công suất ra khác nhau, các công nghệ khuếch đại và các công nghệ bán dẫn vô tuyến mới. 5.6.4.3. Đánh giá hiệu suất Các kết quả đo cho thấy sự cải thiện hiệu suất đáng kể trong DPD so với các công nghệ sửa méo thuận (Feed-forward technology). Hình 5.19 cho thấy hiệu suất RU của Ericssion đo được phụ thuộc vào Pout. Đo được thực hiện tại nhiệt độ phòng, công suất BTS 40W và sử dụng mô hình đo 1 (TM1: Test Model 1). Hiệu suất, %

16 14 12 10 8 6 4 2 0

Pmax

Pout

Hình 5.19. Đường cong hiệu suất RU sử dụng DPD

261

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hiệu suất tại công suất cực đại (46dBm/40W) là 15%, vì thế công suất DC tiêu thu tương ứng của toàn bộ RU có sử dụng DPD là 270W trong khi đó trường hợp MCPA sửa méo thuận là công suất tiêu thụ là 400W. 5.6.4.4. Đánh giá tỷ lệ dò kênh lân cận, ACLR Hình 5.20 cho thấy hiệu năng hay tỷ lệ dò công suất kênh lân cận(ACLR) đối với thiết bị RU21 của Ericssion tại Pmax (40W). Đo được thực hiện với sử dụng hai sóng mang WCDMA trong băng thông 15MHz (tần số trung tâm 2162,4MHz), các sóng mang được điều chế bởi tín hiệu 3GPP TM1. ACLR và các đáp ứng phát xạ nhiễu giả đã đảm bảo tốt các yêu cầu quy định. 30 20 10 0 -10 -20 -30 -40 -50 Trung tâm 2,1624 GHz

4,5MHz/

Dải rộng 45MHz

Tiêu chuẩn: 3GPP WCDMA/FDD Kênh lân cận Phía thấp -60,02dB Phía cao -59,64dB

Hình 5.20. Tỷ lệ dò kênh lân cận đo được đối với RU21 của Ericssion 5.6.4.5. Các tăng cường hiệu suất khác Ngoài việc thiết kế DPD, các RU hiện đại cũng hỗ trợ các công nghệ tăng cường hiệu suất khác và các công nghệ bán dẫn mới. Công nghệ Doherty là một thí dụ. Công nghệ này tăng hiệu suất trung bình của bộ khuếch đại công suất nhưng chỉ tăng ít độ phức tạp. Trong bộ khuếch đại Doherty, hai bộ khuếch đại cùng dung tích có thể được kết hợp thông qua các đường cáp (hoặc ống dẫn sóng) tại một phần tư bước sóng. Mỗi bộ khuếch đại được thiết kế để cho công suất cực đại trên tải 50 Ôm. Sơ đồ khối của bộ khuếch đại Doherty được cho trên hình 5.21. PA chính được định thiên chế độ AB, trong khi PA đỉnh có thể được định thiên vào chế độ AB hay chế độ C. Khi biên độ tín hiệu bằng hoặc thấp hơn một nửa biên độ đỉnh, PA chính hoạt động còn PA đỉnh không hoạt động (đóng). Cả hai PA sẽ cùng hoạt

262

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

động khi biên độ tín hiệu lớn hơn một nửa biên độ đỉnh. Trong thực tế biên độ PA chính được điều biến bởi các thay đổi của công suất đầu ra. PA chính

l/4, 50W

l/4, 50W

PA đỉnh

l/4, 50W

RL, 50W

Hình 5.21. Nguyên lý bộ khuếch đại công suất Doherty Hình 5.22 cho thấy đường cong hiệu suất của việc sử dụng hai PA nói trên. Hiệu suất đỉnh được đặt tại điểm lùi 6dB. Các tỷ lệ khác có thể được sử dụng để dịch đường cong sang trái hoặc sang phải cho phù hợp với tỷ lệ công suất đỉnh trên công suất trung bình thực tế. Hiệu suất (%) 100

78

50

0 -10

-5

0

P/Pmax , dB

Hình 5.22. Đường cong hiệu năng bộ khuếch đại Doherty lý tưởng

263

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Vì kiến trúc Doherty chứa đựng phi tuyến, nên cần có một công nghệ tuyến tính hóa tốt để khai thác được toàn bộ các thuộc tính tăng cường hiệu suất. Các đo đạc cho thấy bộ khuếch đại Doherty kết hợp với các giải thuật DPD tiên tiến có thể đáp ứng các yêu cầu tuyến tính chặt chẽ của 3GPP mà vẫn cải thiện đáng kể hieụe suất. Hình 5.23 cho thấy việc đưa ra các bộ khuếch đại công suất Doherty đã tăng hiệu suất RU vào khoảng 20% tại công suất đầu ra cực đại. Tác dụng của DPD PA thể hiện rõ ràng khi so sánh với đường cong hiệu suất của PA chỉ thuần tuý DPD (Hình 3.19). Ngoài ra cải thiện hiệu suất lớn còn đạt được xung quanh mức 6dB thấp hơn công suất ra cực đại. Như vậy nếu đối với RU công suất 46dBm (40W) thì tại công suất đầu ra cực đại, sơ đồ MCPA dựa trên kiến trúc Doherty kết hợp với DPP tiêu thụ công suât là 200W (hiệu suất 20%, sơ đồ MCPA chỉ sử dụng DPD tiêu thụ công suất 270W (hiệu suất 15%) còn MCPA sửa méo thuận là công suất tiêu thụ là 400W (hiệu suất 10%). Hiệu suất, % 25

20

15

10

5

0

Pmax

Pout

Hình 5.23. Đường cong hiệu suất phụ thuộc Pout đối với RU sử dụng DPD và Doherty PA 5.7. TRẠM GỐC PHÂN BỐ (DBS) VÀ CÁC CẤU HÌNH MẠNG 5.7.1. Chuyển từ kiến trúc BS tập trung sang kiến trúc BS phân bố Trong kiến trúc trạm gốc phân bố (DBS: Distributed Base Station), các đơn vị vô tuyến đặt xa (RRU: Remote Radio Frequency Unit) được coi là các phần tử phát và thu các tín hiệu vô tuyến, các đơn vị băng gốc (BBU: Base Band Unit) được coi là các phần tử xử lý và phát các tín hiệu băng gốc từ/đến RNC. Thiết kế

264

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

phân bố DBS cho phép các nhà khai thác di động triển khai các RRU (Remote RU: đơn vị vô tuyến đặt xa) và hệ thống nguồn tách riêng so với BBU. Các RRU và các BBU có thể được kết nối với nhau bằng cáp quang đơn mode do khách hàng cung cấp trên các khoảng cách 10km hoặc xa hơn (hình 5.24) . Hình 5.24 so sánh giữa BTS thông thường và BTS đựơc chuyển đổi vào BTS phân bố. b) BS phân bố

a) BS thông thường Anten trên nóc nhà

Phiđơ cáp đồng trục ~ 30 mm Tổn hao 50% (3dB) công suất

Trạm gốc ở tầng trệt

Anten trên nóc nhà

Không tổn hao phiđơ

RRU

Remote RF Unit (đơn vị vô tuyến xa)

RF D/A BB

Phát tương tự

BBU

Sợi quang, Không tổn hao công suất

Hình 5.24. So sánh phương án BTS (a) thông thường và BTS phân bố (b) Trên hình 5.24 trạm gốc UMTS (nút B) bao gồm một đơn vị băng gốc (BBU) và nhiều đơn vị vô tuyến ở xa (RRU) nối đến nó bằng sợi quang đơn mode. Kiến trúc phân bố này cho phép: giảm đang kể công suất tiêu thụ BTS nhờ giảm tổn hao công suất trong cáp đồng trục (chẳng hạn suy hao cáp đồng trục 3dB tương ứng với giảm công suất phát tại anten 50%), tăng cự ly thông tin. Ngoài ra DBS cũng cho phép đơn giản và giảm đáng kể giá thành triển khai mạng WCDMA/HSPA UMTS. Có thể sử dụng kiến trúc này để dễ ràng nâng cấp các site 2G hiện có và mở rộng dung lượng các site 3G hiện có và nâng cấp WCDMA lên LTE. Chẳng hạn trong môi trường đô thị, có thể triển khai nhiều BBU tại trung tâm bảo dưỡng của công ty và nối chúng đến RNC qua đường E1, trong khi đó các RRU được triển khai cách xa nhiều km gần các đường cao tốc chính, đường tầu hỏa, các bệnh viện và nối chúng đến các BBU bằng nột dường cáp quang đơn mode. DBS cung cấp đơn vị gọn, rẻ tiền cho các mạng nhỏ. Nó được thiết kế cho vùng ngoại ô, các điểm nóng, lấp kín lỗ hổng, trong tòa nhà hay vùng phủ rộng bất kỳ, mạng dung lượng trung bình. DBS cho phép lắp ráp linh hoạt trên cột, tường, trần nhà và trong các tòa nhà. DBS được thiết kế để tăng dung lượng và vùng phủ mà ít chiếm không gian nhất (no footprint). Cấu trúc gọn nhẹ của nó cho phép giảm yêu cầu không gian và giá thành đài trạm. Nó cũng rút ngắn đang kể thời gian triển khai nhờ chọn trạm và định vùng nhanh. Ngoài ra tổng chất lượng dịch vụ mạng cũng được cải thiện vì DBS cho phép phủ sóng các môi trường khác nhau. DBS cũng cho phép điều

265

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

khiển phần mềm từ xa băng công cụ bảo dưỡng từ xa (RMT: Remote Maintenance), vì thế giảm bới các lần đến site, đi lại và giá thành nhân công. 5.7.2. Hai giải pháp DBS Tồn tại hai giải pháp DBS: (1) trong giải pháp thứ nhất tín hiệu vô tuyến từ thiết bị trong nhà được truyền lên RRU đặt tại anten bằng đường cáp quang (hình 5.25a), (2) trong giải pháp thứ hai tín hiệu băng gốc số được đưa lên khối RRU đặt tại tháp anten bằng đường cáp quang như trên hình 5.25b (giống như ở hình 5.24b). Giải pháp thứ nhất – tín hiệu vô tuyến trên sợi quang (RF over Fiber) đòi hỏi: (1) thiết bị bổ sung riêng, (2) chuyển đổi nhiều lần tần số vô tuyến, (3) quản lý riêng. Giải pháp thứ hai – truyển tín hiệu số băng gốc trên sợi quang cho phép: (1) phát thu trực tiếp các tín hiệu băng gốc trên sợi quang, (2) không cần bộ biến đổi tần số vô tuyến vào quang, (3) sử dụng cùng hệ thống khai thác và bảo dường(O&M) như BTS, (4) Sử dụng chung cơ sở hạ tầng cho các ứng dụng khác, (5) Tùy chọn phát triển sóng mang và đoạn ô. Vì các ưu diểm của giải pháp thứ hai so với giải phát thứ nhất nên hiện nay nó được sử dụng cho tất cả các BTS phân bố. a) Radio Over Fiber: vô tuyến trên sợi quang

b) CPRRI (Common Public Radio Interface: giao diện vô tuyến công cộng chung) hay OBSAI (Open Base Station Architecturre Initiative: sáng kiến cấu trúc trạm gốc mở)

RRU Anten + RRU trên nóc nhà

RF RF E/O

Đầu ra tương tự

Anten + RRU trên nóc nhà

D/A BB

Sợi quang không tổn hao

RF

D/A

BB

O/E

Đầu ra tương tự

Đầu ra tương tự

Sợi quang không tổn hao

BBU

O/E

Đầu ra số

Ký hiệu BB: phần băng gốc. D/A biến đổi số vào tương tự RF: phần vô tuyến, O/E: biến đổi điện vào quang E/O: biến đổi quang vào điên. RRU: đơn vị vô tuyến xa

Hình 5.25. Hai phương án DBS. 5.7.3. Các cấu hình mạng DBS 5.7.3.1. Các giải pháp truyền dẫn cho mạng truy nhập vô tuyến di động Mạng truy nhập di động sử dụng các dạng truyền dẫn sau:  Các đường thuê riêng 2Mbps  xDSL 2x4Mbps  Vi ba 266

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

 Quang điểm đến điểm tốc độ 150Mbps/STM1 cho mạng truy hập vô tuyến tốc độ cao trong thành phố  Quang thu động khi mạng truy nhập phát triển cao. Hình 5.26 cho thấy mạng quang riêng để thu thập số liệu di động. Mang quang riêng trên hình 3.24 sử dụng giao diện điểm đến điểm tiêu chuẩn luồng STM1 với hai sợi quang (một cho đường xuống và một cho đường lên). Hiện nay tại các nước có hệ thống thông tin di động phát triển trên thế giới đã có 70% số site trong thành phố được kết nối qua mạng quang điểm đến điểm trên luồng STM1. Anten trên nóc nhà

Đơn vị băng gốc

Mạng thu thập số liệu di động

RF D/A

RF RF

RNC (3G) hay BSC (2G) hay Gateway (LTE)

Đơn vị băng gốc

RF D/A

RF RF

Hình 5.26. Mạng quang riêng điểm đến điểm để thu thập số liệu di động Hình 5.27 cho thấy giải pháp sử dụng mạng quang thụ động (PON: Passive Optical Network) trên cơ sở gói để thu thập số liệu. RNC

Lưu lượng đường lên (cụm) 1,31 mm Cơ vụ Lưu lượng đường xuống (liên tục) 1,49 mm trung tâm

Coupler Chuyển mạch ATM/ Đầu cuối đường IP quang (OLT: Optical Line Terminal)

Giá phối sợi quang

BS

Modem: đầu cuối mạng quang (ONT: Optical Network Terminal)

Coupler

Coupler: bộ ghép

Hình 5.27. Giải pháp sử dụng mạng quan thụ động gói

267

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

5.7.3.2. Cấu hình mạng DBS chia sẻ chung các khung modem hay khái niệm khác sạn nút B Cấu hình này được trình bày trên hình 5.28 và 5.29. Trên hình các hình 5.28 và 5.29, mạng truyền dẫn được xây dựng trên các đường quang riêng điểm đến đến điểm, có thể sử dụng một hoặc hai sợi quang cho một RRU, trong một số cấu hình một RRU có thể hỗ trợ ba đoạn ô. Nút B logic

L BBU iên kết sợi q ATM/IP

ATM/IP

RNC

g

RRU

Mạng ATM/ Internet

Chuyển mạch ATM/IP

uan

Anten

Nút B logic ATM/IP

L BBU iên kết s

ợi q

uan

g Anten

RRU

Hình 5.28 Cấu hình khách sạn háo nút B với BBU phân tán Anten trên nóc nhà RRU RRU RRU

RNC BBU BBU

Mạng thu thập số liệu di động

Dùng chung BTS (khách sạn BTS) RRU RRU RRU

RRU: Remote RF Unit ( đơn vị vô tuyến xa)

Hình 5.29. Cấu hình khách sạn hóa nút B với BBU đặt tập trung

268

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

5.7.3.3. Sử dụng hai sợi quang trên mạng PON gói Nếu lúc đầu các RRU được kết nối qua mạng riêng thì bước tiếp theo có thể tiến tới sử dụng hai sợi quang trên mạng mạng PON gói như ở hình 5.30. Anten trên nóc nhà

RRU RRU RRU

RNC BBU BBU

Mạng thu thập số liệu di động Cơ vụ trung tâm

Lưu lượng đường lên (cụm) 1,31 mm Lưu lượng đường xuống (liên tục) 1,49 mm

Đầu cuối đường quang (OLT: Optical Line Terminal)

RRU RRU RRU

Giá phối sợi quang

Hình 5.30. Tiến tới sử dụng hạ tầng PON gói 5.7.3.4. PON gói hoàn toàn Mạng truyền dẫn số liệu di động có thể tiến tới xây dựng trên cơ sở hoàn tòan PON gói như ở hình 5.31. Trong giải pháp này RRU bao gồm đơn vị vô tuyến của DBS kết hợp với ONT (Optical Network Terminal: đầu cuối mạng quang). Đối với giao diện CPRI/OBSAI thông lượng có thể đạt đến 3Gbps. RNC

Cơ vụ Lưu lượng đường lên (cụm) 1,31 mm Lưu lượng đường xuống (liên tục) 1,49 mm trung tâm

Chuyển mạch Đầu cuối đường ATM/IP quang (OLT: Optical Line Terminal)

Giá phối sợi quang

Modem: Đầu cuối mạng quang (ONT: Optical Network Terminal)

RRU

RRU kết hợp phần vô tuyến và ONT

Hình 5.31. Giải pháp PON gói hoàn toàn

269

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

5.7.3.5. Sử dụng WDM chổng lấn PON gói Trong giải pháp này BBU bao gồm phần băng gốc kết hợp với OLT và RRU bao gồm phần vô tuyến kết hợp với ONT để thực hiện truyền dẫn trên WDM (Wave Length Division Multiplex: Ghép kênh theo bước sóng). Giải pháp này đựơc trình bày trên hình 5.32.

BBU

WDM

ONT

Giá phối sợi quang

OLT

RRU

ONT

Hình 5.32. Giải pháp WDM chồng lến PON gói 5.8. TRẠM GỐC ĐA CHUẨN ĐA BĂNG VÀ CÔNG NGHỆ VÔ TUYẾN ĐƯỢC ĐỊNH NGHĨA BẰNG PHẦN MỀM (SDR) 5.8.1. Mở đầu Với sự phát triển nhanh các tiêu chuẩn như GSM/EGPRS, WLAN, WIMAX, WCDMA/HSPA, LTE, các trạm gốc vô tuyến trong tương lai phải hỗ trợ được nhiều giao diện vô tuyến, nhỉều băng tần và nhiều khuôn dạng điều chế. Công nghệ vô tuyến cho phép phần cứng khả lập cấu hình theo nhiều tiêu chuẩn là một thách thức lớn đối với các nhà nghiên cứu phát triển trạm gốc. Công nghệ SDR (Software Defined Radio: vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm) cung cấp giải pháp hiệu quả, ít tốn kém để xây dựng các trạm gốc vô tuyến đa mode, đa băng, đa chức năng. Không tồn tại một định nghĩa duy nhất cho SDR. Có thể coi công nghệ SDR là kết hợp của các công nghệ phần mềm và phần cứng mà ở đó có thể lập lại cấu hình của các bộ phận hoạt động quan trọng bằng cách nâng cấp phần mềm. Nói một cách khác xét theo ý nghĩa của các hệ thống di động khả lập trình hay khả lập lại cấu hình, thì công nghệ này là: đầu cuối đa tiêu chuẩn, vô

270

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

tuyến khả tri (cognitive radio), vô tuyến khả lập lại cấu hình và vô tuyến kiến trúc linh hoạt. Các giải pháp đa tiêu chuẩn, đa băng cho phép các nhà cung cấp thiết bị giảm chu kỳ nghiên cứu phát triển vì thế giảm giá thành nghiên cứu phát triển và rút ngăn thời gian đưa ra thị trường. Ngoài ra nó cho phép gảm chi phí bảo dưỡng, sản xuất và cải thiện mođul (giảm gía thành). Tuy nhiên chi phí phần mềm cho các giải pháp SDR cao hơn đối với các giải pháp riêng. Đối với nhà khai thác, SDR cho phép linh hoạt triển khai các tiêu chuẩn và các băng tần khác nhau. Chẳng hạn có thể sử dụng nó để nhanh chóng phủ sóng các vùng nóng/điểm nóng bằng cách sử dụng các site hiện có. Hiện nay một số hãng sản xuất tập trung nghiên cứu công nghệ SDR cho các giải pháp đa chuẩn, đa băng theo các tiêu chí sau:  Đa băng, đơn chuẩn: - 1,8/2,1/2,6 GHz: WCDMA UMTS - 2,5/3,5 GHz: WiMAX/IEEE 802.16e  Đa chuẩn trong một tần số: - 2,1 GHz: WCDMA UMTS, HSPA, LTE  Đa chuẩn, đa băng: - 1,8/2,1/2,6 GHz: WCDMA UMTS, HSPA, LTE - 1,8/2,1/2,6/3,6 GHz: WCDMA UMTS, HSPA, LTE, WIMAX. Trong thông tin di động SDR nổi lên như một “đề tài nóng” vào đầu năm 1990 , khi đó nhiều người nhìn nhận công nghệ này là giải pháp cho các vấn đề xử lý tín hiệu phức tạp cần thiết trong các đầu cuối đa mode/đa băng hiện đại. Ngày nay hầu hết các thiết kế trạm gốc đều hướng đến các kiến trúc SDR. 5.8.2. Nguyên lý cơ sở của các máy phát thu đa băng Một máy phát thu (TRX) đa băng là một đầu vào vô tuyến có thể hoạt động tại nhiều băng tần. Ta có thể liên hệ điều này với FDD/WCDMA, trong đó một tập các băng tần đã được quy định. Bảng 5.2 cho thấy các băng tần đựơc chọn cho nghiên cứu đầu vô tuyến đa băng (MBFE: Multi Band Front End). Bảng 5.2. Các băng tần đựơc chọn để thực hiện MBFE Băng tần Tần số thu Tần số phát I 1920-1980 MHz 2110-2170 MHz II 1710- 1785 MHz 1805 - !800 MHz IV 1710 – 1755 MHz 2110 – 2155 MHz Băng mở rộng 2500 – 2570 MHz 2620 – 2690 MHz MBFE phải cho phép dễ ràng thay đổi băng tần mà không cần thay đổi phần cứng để các nhà khai thác có thể không chỉ linh hoạt đưa ra các băng tần mới mà còn dễ dàng lập lại cấu hình mạng và tối ưu mạng.

271

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

5.8.3. Kiến trúc tổng quát của một hệ thống vô tuyến SDR 5.8.3.1. Kiến trúc phần cứng của một máy thu phát số Hệ thống vô tuyến SDR được xây dựng trên cơ sở kiến trúc phần cứng nền tảng của một máy thu phát số như cho trên hình 5.33. Trên hình 5.33 ta thấy kiến trúc tổng quát của một máy phát thu số bao gồm: đầu vô tuyến (RFE: Radio Frequency Front-End), phần trung tần (IF: Intermediate Frequency) và phần băng gốc.

Phần vô tuyến

Phần trung tần Rx

ADC

Phần băng gốc DDC Xử lý băng gốc

Đầu vô tuyến (RFE) Tx

DAC

DUC

Hình 5.33. Kiến trúc tổng quát của một máy phát thu số Chức năng của RFE là phát và thu tín hiệu vô tuyến (RF: Radio Frequency) thông qua anten. Trên đường thu, tín hiệu RF được biến đổi thành thín hiệu IF để xử lý tiếp trong phần trung tần. Trên đường phát, tín hiệu IF được biến đổi nâng tần thành tín hiệu RF, sau đố được khuếch đại công suất. Phần IF chịu trách nhiệm biến đổi tương tự thành số (ADC) trên đường thu và biến đổi số thành tương tự (DAC) trên đường phát. Bộ biến đổi nâng tần số (DUC: Digital Up Converter) trên đường phát biến đổi tín hiệu băng gốc và tín hiệu IF số trong miền số. Bộ biến đổi hạ tần số (DDC: Digital Down Converter) trên đường thu biến đổi tín hiệu RF số vào tín hiệu IF trong miền số. Phần băng gốc thực hiện các chức năng băng gốc như kết nối cuộc gọi, cân bằng, nhảy tần, phục hồi định thời và tương quan…. Trong một hệ thống SDR (Software Defined Radio), phần băng gốc được thiết kế để có thể lập trình bằng phần mềm. Ngoài ra các module DDC và DUC trong phần IF cũng khả lập trình. Các giao thức lớp liên kết, và các khác thác điều chế và giải điều chế cũng có được thể thực hiện theo định nghĩa bằng phần mềm. Vì thế có thể thay đổi chế độ hoạt đông một thiết bị có khả năng SDR hoặc tăng cường chế độ khai thác sau suất xưởng cho thiết bị này bằng phần mềm.

272

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hệ thống SDR lý tưởng là một hệ thống có thể lập trình đến phần vô tuyến, nghĩa là có khả năng thực hiện biến đổi tương tự thành số và ngược lại với tốc độ cao ngay tại anten. Tuy nhiên các công nghệ ADC/DAC hiện nay chưa đủ để hỗ trợ băng thông số, dải động và tốc độ lấy mẫu cần thiết cho việc thực hiện phần vô tuyến khả lập trình hiệu suất. 5.8.3.2. Kiến trúc phần mềm hệ thống vô tuyến SDR Kiến trúc phần mềm của một hệ thống SDR điển hình được mô tả trên hình 5.34. Các lớp tài nguyên phần cứng được xây dựng trên cơ sở nền tảng phần cứng sử dụng các module khả lập trình như DSP (Digital Signal Processor: bộ xử lý tín hiệu số), FPGA (Field Programable Gate Array: mảng cổng khả lập trình theo ứng dụng) và MC (Microcontroller: bộ vi xử lý) và các modul RF tương tự. Lớp môi trường hoạt động thực hiện quản lý tài nguyên, quản lý bộ nhớ và ngắt dịch vụ. Nó cũng đảm bảo các giao diện ổn định với các môđule phần cứng đựơc sử dụng bởi các lớp ứng dụng trên nó. Lớp các ứng dụng vô tuyến thực hiện các giao thức liên kết và các hoạt động điều chế/giải điều chế thông qua các module phần mềm. Các ứng dụng vô tuyến cung cấp dịch vụ cho các giao thức cao hơn như WAP và TCP/IP.

Các giao thức lớp cao hơn (WAP/TCP/IP) Các ứng dụng vô tuyến (các giao thức lớp liên kết, điều chế/giải điều chế) Môi trường hoạt động (quản lý phần cứng, quản lý bộ nhớ, ngắt quản lý) Tài nguyên phần cứng (DSP, FGA, MC, bộ nhớ, phần cứng vô tuyến gồm cả anten)

Hình 5.34. Kiến trúc phần mềm của một hệ thống vô tuyến SDR 5.8.4. Kiến trúc nền tảng băng gốc đa chuẩn Trạm gốc đa chuẩn bao gồm một nền tảng phần cứng vạn năng có thể được lập cấu hình cho một giao diện vô tuyến đặc thù bằng cách tải xuống phần mềm chức năng tương ứng. Có thể làm được điều này trong quá trình khai thác mà vẫn duy trì hoạt động của trạm gốc. Chức năng của các phần tử phần mềm được tải xuống bao gồm: từ các ngăn xếp giao thức đến các giải thuật xử lý lớp vật lý. Một nền tảng băng gốc đa chuẩn phải phù hợp với các yêu cầu của các ứng dụng cần hỗ trợ (các tiêu chuẩn vô tuyến, các chế độ khai thác) và phải hỗ trợ năng động các hỗn hợp lưu lượng biến đổi. So với các giải pháp thông thường, nó

273

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

có các ưu điểm rõ ràng như: sử dụng các tài nguyên phần cứng hiện có hiệu quả hơn và đảm bảo đựơc chất lượng dịch vụ (QoS). Tính hạt cao cần thiết để ấn định tài nguyên cho việc xử lý đường xuống và đường lên. Điều này đòi hỏi nhiều tăng cường kiến trúc và quản lý tài nguyên phần cứng động. Một số bộ xử lý tín hiệu số và các khối tăng tốc điều khiển bằng phần mềm được xử dụng để đạt được tốc độ bit cao và xử lý khối lượng số liệu cao theo yêu cầu đối với các chức năng định hướng theo luồng bít. Các phần tử này đựơc nối với nhau qua bus điều khiển và số liệu tốc độ cao. Và được giảm sát bởi hệ thống điều khiển (bộ xử lý đa mục đích) (hình 5.35). Trước khi tải phần mềm đến các phần tử xử lý, phần mềm được đặt thông số và liên kết theo chức năng yêu cầu. Sau đó bộ lập biểu trong DSP sẽ gọi ra các khối xử lý theo một cách thức thích hợp. Bộ điều khiển

DSP

DSP

Bus điều khiển/số liệu/ đường xuống/đường lên

FPGA

DSP

FPGA

Hình 5.35. Kiến trúc phần cứng của băng gốc Các chuỗi xử lý (thực thể UMTS hay WiMAX …) có thể được tổ hợp và được lập cấu hình từ bộ phận dành riêng, bộ phân chung và bộ phận giải thuật chung của thư viện hệ thống phụ thuộc vào giao thức yêu cầu của giao diện vô tuyến (hình 5.36). I ….

Bộ phận riêng của hệ thống

OFDM S3G

Lập biểu MAC

Ngẫu nhiên hóa UMTS

Thư viện HSDPA

Kênh WiMAX

Thư viện UMTS

Thư viện WiMAX

Thực thể WIMAX

Mã turbo, trải phổ Bộ phận chung của hệ thống bao gồm cả quy định thông số

Bộ phận giải thuật chung của hệ thống bao gồm cả quy định thông số

Các chức năng lọc

Thư viện chung

Thực thể UMTS

Thư viện DSP

Hình 5.36. Khái niệm thư viện SDR phân cấp để xử lý tín hiệu băng gốc 274

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Các thư viện bộ phận hệ thống dành riêng cung cấp các chức năng duy nhất cho môi trường giao diện vô tuyến được quy định cho một tiêu chuẩn cho trước (chẳng hạn móc nối các khối truyền tải, đan xen, phân đoạn khung vô tuyến). Các thư viện bộ phận chung của hệ thống bao gồm các chức năng hệ thống chung cho các giao diện vô tuyến khác nhau, có thể lập cấu hình chung bằng cách thiết lập các thông số phủ hợp chức năng của từng chuẩn riêng. Các chức năng cần xem xét ở đây bao gồm kiểm tra vòng dư, trải phổ, điều chế và điều khiển công suất.. Các thư viện giải thuật chung bao gồm các chức năng cơ sở được sử dụng rông rãi trong các lĩnh vực viễn thông và khoa học như các chức năng lọc, biến đổi Fourier nhanh (FFT) và các chức năng toán vectơ. Khái niệm thư viện SDR phân cấp cho phép đưa ra các giải pháp kinh tế không chỉ đối với phát triển phần mềm mà cả đối với bộ nhớ cần thiết để lưu giữ một khối lượng lớn chương trình phần mềm. Tuy nhiên, cần có các nghiên cứu và đánh giá sâu hơn để chứng minh tính thực tiễn của cách tiếp cận này. Xử lý băng gốc trước hết được thực hiện bằng các thiết bị khả lập trình bằng phần mềm như DSP và các bộ tăng tốc phần cứng (FPGA chằng hạn). Đây là một khả năng để đưa ra các giải pháp đa chuẩn. Chuyển dịch hầu hết các phần phức tạp của kiến trúc phát thu vào phần số sẽ cho phép hoạt động trong các băng tần khác nhau và trong các tiêu chuẩn khác nhau. Điều này cũng ảnh hưởng tích cực lên giá thành vì mỗi năm giá của các thành phần xử lý số giảm hai lần trong khi đó giá của các phần tử vô tuyến tương tự chỉ giảm không quá 10% mỗi năm. 5.8.5. Vô tuyến khả lập trình lại bằng phần mềm Vô tuyến khả lập lại cấu hình bằng phần mềm là một công nghệ liên quan đến nhiều khía cạnh từ thiết bị của người sử dụng đến các nghiên cứu mức hệ thống. Để đáp ứng được mục tiêu sử dụng khái niệm khả lập lại cấu hình cho việc triển khai và khai thác 3G băng rộng, đề án E2R (End to End Reconfigurability: khả lập lại cấu hình đầu cuối đầu cuối) đã được đưa ra để nghiên cứu và đề xuất chiến lược lõi cho việc thực hiện vô tuyến khả lập lại cấu hình bằng phần mềm. Khái niệm khả lập lại cấu hình cung cấp các cơ chế cho cả mạng và đầu cuối lựa chọn động và thích ứng với nhiều công nghệ và tiêu chuẩn truy nhập khả dụng. Mục tiêu chính của đồ án khả lập lại cấu hình đầu cuối đầu cuối (E2R: Endto-End Reconfigurability) là vạch kế hoạch, nghiên cứu phát triển, thử nghiệm và thiết kế kiến trúc cho các thiết bị khả lập lại cấu hình và hỗ trợ các chức năng hệ thống nhằm cung cấp một tập phạm vi rộng các lựa chọn hoạt động cho các người sử dụng, các nhà cung cấp ứng dụng và dịch vụ, các nhà khai thác và các nhà quản lý trong ngữ cảnh các hệ thống không đồng nhất. Để thực hiện các tiêu chí này, một tập các gói nghiên cứu (WP: Work Package) đã được đề xuất bởi đề án E2R nhằm nghiên cứu tất cả các khía cạnh từ thiết bị của người sử dụng đến mức hệ thống để làm cho hệ thông trở thành khả lập cấu hình đầu cuối đầu cuối. 275

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Các thiết bị sẽ có khả năng hoạt động tin cậy và an ninh trong ngữ cảnh khả lập lại cấu hình phải có các khả năng sau:  Giám sát và phát hiện Thiết bị phải có khả năng định kỳ kiểm tra RAT (Radio Access Technology: công nghệ truy nhập vô tuyến) mới trong vùng phục vụ có thể cung cấp khả năng tốt hơn như: QoS cao hơn, giá thành trên mức QoS và dịch vụ thấp hơn. Điều này bao hàm cả việc thu thập thống kê từ các RAT khác nhau để đánh giá trạng thái  Đàm phán Thiết bị phải có khả năng đàm phán các cung cấp dịch vụ với các mạng khả dụng để chọn ra RAT tốt nhất  Cung cấp hỗ trợ Thiết bị phải có khả năng hỗ trợ các giao thức và cá tính năng giao thức khác nhau. Tùy theo tài nguyên và các khả năng của thiết bị, kiến trúc điều khiển và quản lý phải cho phép chèn động, thay thế và lập lại cấu hình các phần tử giao thức từ các các nhà sản xuất khác nhau  Kiểm tra Thiết bị phải có khả năng kiểm tra mức an ninh của nguồn được tải xuống trước khi tải xuống và cài đặt các phần mềm tải xuống. Các kiểm tra như nhận thực, trao quyền và toàn vẹn phải được thực hiện  Điều khiển và điều phối Thiết bị phải có khả năng điều khiển và điều phối (phối hợp) việc lập lại cấu hình của các phần tử thiết bị khác nhau  Tương tác Thiết bị phải có khả năng tương tác với các thực thể ngoài, chẳng hạn các thực thể mạng 5.9. THÍ DỤ VỀ CÁC ĐẶC TÍNH KỸ THUẬT VÀ KIẾN TRÚC HỆ THỐNG CỦA CÁC THIẾT BỊ 3G UMTS BTS Trong phần này ta sẽ xét các đặc tính kỹ thuật thiết bị BTS của hãng Huawei làm thí dụ. 5.9.1. Huawei BTS3900 BTS3900 là một macro nút B trong nhà thế hệ mới của Huawei. . 5.9.1.1. Các đặc tính chính  Hỗ trợ tối đa: đường lên 1536 CE và đường xuống 1536 CE  Hỗ trợ HSDPA và HSUPA  Doherty PA đa sóng mang

276

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

            

Phân tập thu bốn đường Công suất phát đơn vị vô tuyến (WRFU): tối đa 80W Mỗi đơn vị vô tuyến (WRFU) có thể hỗ trợ đến 4 sóng mang Độ nhạy máy thu: với anten đơn -125,8dBm RET (Remote Electrical Tilt: điều chỉnh độ nghiêng anten bằng điện từ xa) với giao diện AISG (Antenna Interface Standard Group: nhóm tiêu chuẩn giao diện anten – chuẩn mở cho giao diện điều khiển của anten 3G) BBU hỗ trợ tối đa: 6x4 (sáu ô hoặc đoạn với 4 sóng mang) Truyền dẫn: E1/T1/FE (cổng điện)/FE(cổng quang) Topo mạng: sao, chuỗi, cây, xuyến hoặc lai ghép Đồng bộ: qua giao diện Iub, GPS và đồng hồ nội Nguồn: +24 VDC/-48VDC/220VAC Kích thứơc (HxWxD): 900x600x450(mm) Trong lượng: tủ trống 70kg, tủ đầy 120kg Dải nhiệt độ làm việc: -200C+500C

5.9.1.2. Kiến trúc chung của BTS3900 Cấu trúc hệ thống của BTS3900 được cho trên hình 5.37. Hệ thống anten và phiđơ

Nguồn đồng hồ GPS

Uu

UE

Đồng hồ nội RNC

Iub Tủ BTS3900

DDF

Nguồn nuôi Thiết bị giám sát môi trường

Thiết bị truyền dẫn

Đầu cuối khai thác và bảo dưỡng

Cấu trúc BTS3900 GPS: Global Positioning System - hệ thống định vị toàn cầu DDF: Digital Distribution Frame - giá phối dây số

Hình 5.37. Cấu trúc hệ thống của BTS3900 Sơ đồ khối của BTS3900 được cho trên hình 5.38.

277

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng -48V

+24/220V

Môđule nguồn

PSU DCDU

WRFU BBU

Iub RNC

Môđule xử lý và truyền dẫn băng gốc

WRFU Môđule vô tuyến

Anten

Tín hiệu Dòng điện BBU: Base Band Unit - Đơn vị băng gốc DCDU: DC Distribution Unit - Đơn vị phân bố nguồn một chiều PSU: Power Supply Unit - Đơn vị cấp nguồn WRFU: WCDMA Radio Frequency Unit - đơn vị vô tuyến WCDMA - Đơn vị vô tuyến WCDMA

Hình 5.38. Sơ đồ khối BTS3900 5.9.1.3. Đơn vị xử lý WRFU Sơ đồ khối phiến WRFU Sơ đồ khối của WRFU đựơc cho trên hình 5.35. WRFU

Môđul giao diện

BBU

CPRI

PA

LNA Đơn vị xử lý tín hiệu RX

Giao diện mở rộng

LNA

Bộ lọc song công (Duplexer)

Đơn vị xử lý tín hiệu TX

TX1 RX1

RX2 Hệ thống anten

Môđule nguồn

BBU: Base Band Unit: Đơn vị băng gốc CPRI: Common Public Radio Interface – Giao diện vô tuyến công cộng chung LNA: Low Noise Amplifier - Bộ khuếch đại tạp âm thấp PA: Power Amplifier - Bộ khuếch đại công suất WRFU: WCDMA Radio Frequency Unit - Đơn vị vô tuyến WCDMA

Hình 5.39. Sơ đồ khối WRFU (Đơn vị xử lý vô tuyến)

278

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đặc tính kỹ thuật phiến WRFU    

Các đặc tính chính của phiến WRFU như sau: Mỗi WRFU có thể hỗ trợ đến 4 sóng mang WFRU có công suất tối đa 80W, công suất này sẽ chia đều cho số sóng mang mà nó hỗ trợ (thí dụ nếu WFRU hỗ trợ 4 sóng mang thì mỗi sóng mang sẽ có công suát 20W) Độ nhạy máy thu đối với anten đơn -125,8dBm Độ nhạy máy thu đối với anten kép -128,6dBm (nhờ phân tập thu với độ lợi phân tập bằng 3dB)

Bảng 5.3 cho thấy các cấu hình sử dụng WRFU không sử dụng phân tập phát. Bảng 5.3. Các cấu hình sử dụng WRFU không phân tập phát. Loại cấu Công suất phát/ Tổng công Nguồn tiêu thụ hình sóng mang suất thông thường 3x1* 20W 60W 520W 3x2 20W 120W 610W 3x3 20W 180W 810W 3x4 20W 240W 1020W *SC: đoạn ô (ô)  sóng mang

Nguồn tiêu thụ tối đa 630W 830W 1070W 1330W

5.9.1.4. Đơn vị xử lý BBU Sơ đồ khối môđule BBU Sơ đồ khối môđule BBU đựơc cho trên hình 5.40. Phân hệ ngoài

OMC Phân hệ điều khiển Chế độ đồng hồ

Xử lý giao thức thích ứng truyền dẫn

Chế độ nguồn

Khai thác và bảo dưỡng

Xử lý giao thức khung

RNC

Giao diện vô tuyến E1/ T1/ FE

Xử lý báo hiệu

Phân hệ truyền dẫn

Giải mã

Giải điều chế Thông tin điều khiển công suất

Mã hóa

Môđule giao diện

CPRI

WRFU

Điều chế

Phân hệ băng gốc

FE: Fast Ethernet – Ethernet nhanh OMC: Operation and Maintenance Center – Trung tâm khai thác và bảo dưỡng

Hình 5.40. Sơ đồ khối môđule BBU

279

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Môđule BBU bao gồm 4 phân hệ được thực hiện trên bốn loại phiến:  WMPT (WCDMA Main Processing and Transmission Unit) chứa phân hệ điều khiển và một phần phân hệ truyền dẫn: - Cung cấp chức năng khai thác và bảo dưỡng (O&M) - Điều khiển các phiến khác trong hệ thống và cung cấp đồng hồ - Cung cấp USB cho việc nâng cấp tự động của nút B - Cung cấp kênh O&M - Cung cấp truyền dẫn cho giao diện Iub: 4E1/T1, 1FE điện và 1FE quang  WBBP (WCDMA Base Band Processing Unit) chứa phân hệ băng gốc: - Cung cấp giao diện CPRI cho kết nối BBU và WRFU - Xử lý băng gốc đường lên và đường xuống. Hỗ trợ HSDPA và HSUPA - Hỗ trợ dự phòng cho giao diện CPRI - Mỗi BBU có thể có tối đa bốn phiến WBBP  UTRP (Universal Transmission Procesing Unit) chứa phân hệ truyền dẫn : - Cung cấp giao diện 8E1/T1 và môi trường truyền dẫn, chẳng hạn ATM hay IP - Cung cấp giao diện 2xFE/GE (phiến mở rộng)  UPEU (Universal Power and Evironment Interface Unit) chứa phân hệ nguồn: - Chuyển đổi nguồn -48VDC hay +24VDC thành nguồn +12VDC cho các phiến - Thông báo cảnh báo liên quan đến điện áp thấp đầu váo hay đầu ra - Cung cấp cổng truyền dẫn cho tín hiệu RS485 và 8 tín hiệu cảnh báo kiểu ngắt chập công tắc (Dry Contact) Đặc tính kỹ thuật phân hệ băng gốc của môđule BBU Các chức năng phân hệ băng gốc của môđule BBU được thực hiện trên phiến WBBP (WCDMA Base Band Processing: xử lý băng gốc WCDMA). Các đặc tính chính của phiến này như sau:  Xử lý tín hiệu băng gốc đường lên đường xuống cho WCDMA; hỗ trợ HSDPA và HSUPA  Cung cấp giao diện CPRI giữa BBU và WRFU với dự phòng 1+1 Khả năng xử lý băng gốc của BBU phụ thuôc và loại phiến WBBP được sử dụng (bảng 5.4).

280

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 5.4. Khả năng xử lý của BBU Kiểu phiến Số Số CE cho Số CE Số mã Thông Thông ô/đoạn đường lên cho kênh lượng lượng ô R3/HSUPA đường HSHSDPA, HSUPA, xuống PDSCH Mbps Mbps R3 WBBPa* 3 128 256 45 15 6 WBBPb1** 3 64 64 45 15 6 WBBPb2 3 128 128 45 15 6 WBBPb3 6 256 256 90 30 12 WBBPb4 6 384 384 90 30 12 * Phiến WBBPa có thể trợ đường lên, đường xuống cho R3 và hỗ trợ HSDPA (2ms TTI), HSUPA giai đoạn 1 (10ms TTI) ** Phiến WBBP có thể hỗ trợ đường lên, đường xuống cho R3 và hỗ trợ HSDPA (2 ms TTI), HSUPA giai đoạn 2 (2ms TTI)

5.9.2. Huawei DBS3900 DBS3900 là nút phân bố thế hệ mới của Huawei. DBS3900 là nút phân bố thế hệ mới của Huawei. 5.9.2.1. Các đặc tính chính  BBU Dung lượng cao: - Mỗi BBU3900 có thể hỗ trợ 24 ô (đoạn ô) với 1.536 CE đường lên cho R3/HSUPA và 1.536 CE đường xuống cho R3 - Hỗ trợ R5 HSDPA cho một ô với tốc độ đỉnh 14,4 Mbps trên một ô (thông lượng trung bình vào khoảng 5Mbps). Hỗ trợ R6 HSUPA tốc độ đỉnh 5,7Mbps (thông lượng trung bình 2Mbps) - Hỗ trợ công nghệ MBMS RRU hỗ trợ cấu hình tối đa 4 sóng mang Hỗ trợ R5 HSDPA cho một ô với tốc độ đỉnh 14,4 Mbps trên một ô (thông lượng trung bình vào khoảng 5Mbps). Hỗ trợ R6 HSUPA tốc độ đỉnh 5,7Mbps (thông lượng trung bình 2Mbps) - Hỗ trợ công nghệ MBMS RRU hỗ trợ cấu hình tối đa 4 sóng mang Hỗ trợ công nghệ MBMS RRU hỗ trợ cấu hình tối đa 4 sóng mang  RU hỗ trợ cấu hình tối đa 4 sóng mang  Hỗ trợ nhiều chế độ đồng hồ: (1) đồng hồ trên giao diện Iub, (2) đồng hồ GPS, (3) đồng hồ nội

281

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

 Hỗ trợ truyền dẫn ATM, IP và ngăn xếp kép ATM/IP trên các giao diện E1/T1, FE  BBU và các RRU có thể hỗ trợ nhiều chế độ nối mạng như: sao, chuỗi, xuyến và lai. Khi sử dụng mođule quang 1,25Gbps, RRU có thể nối tầng đên 4 tầng. Khi sử dụng môđule quang 2,5Gbps, RRU có thể nối tầng đến 8 tầng Nguồn RRU: +24 VDC/-48VDC. Tiêu thụ nguồn 275W cho cấu hình trường hợp công suất ra là 60W  guồn RRU: +24 VDC/-48VDC. Tiêu thụ nguồn 275W cho cấu hình trường hợp công suất ra là 60W  Nguồn SRXU: -48VDC. Tiêu thụ nguồn 30W Nguồn BBU: +24 VDC/-48VDC  guồn BBU: +24 VDC/-48VDC

5.9.2.2. Cấu trúc hệ thống DBS3900 DBS3900 là nút B phân bố thế hệ thứ tư của Huawei, đây là cải tiến và nâng cao của DBS3800. Các phần tử chính của một hệ thống DBS3900 gồm (xem hình 5.41):  Đơn vị băng gốc: BBU3900  Đơn vị vô tuyến đặt xa: RRU3804 hoặc RRU3801E  Hệ thống anten và phiđơ BBU và RRU trong DBS3900 được nối với nhau bằng sợi quang trên giao diện CPRI.

282

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Anten RRU3804 hay RRU3801E

TMA Cáp nhảy

Phiđơ Cáp tiếp đất Cáp nguồn BBU3900

Nguồn -48VDC Nguồn -48VDC/ +24VDC

Cáp nhảy

Cáp nguồn Cáp tiếp đất

Sợi quang hay cáp tốc độ cao giao diện CPRI

RNC TMA: Tower Mounted Amplifier - bộ khuếch đại lắp trên tháp để tăng độ nhạy máy thu

Hình 5.41. Cấu trúc hệ thống DBS3900 5.9.2.3. Cấu trúc phần vô tuyến đặt xa DBS3900 Sơ đồ khối RRU+SRXU Phần vô tuyến đặt xa của DBS3900 bao gồm RRU và có thể kêt hợp thêm TMA để tăng độ nhạy thu. TMA được thực hiện trên môđule SRXU (Slim Receive Unit: Đơn vị thu mỏng). Cấu trúc kết hợp RRU/SRXU được cho trên hình 5.42.

283

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng RRU

Môđul giao diện

BBU

CPRI

Bộ lọc song công (Duplexer)

Đơn vị xử lý tín hiệu TX

PA

LNA Đơn vị xử lý tín hiệu RX

Giao diện mở rộng

LNA

TX1 RX1

RX2

Môđule nguồn

RX3 Đơn vị xử lý tín hiệu thu

LNA LNA SRXU

BBU: Base Band Unit: Đơn vị băng gốc CPRI: Common Public Radio Interface – Giao diện vô tuyến công cộng chung LNA: Low Noise Amplifier - Bộ khuếch đại tạp âm thấp PA: Power Amplifier - Bộ khuếch đại công suất RRU: WCDMA Radio Frequency Unit - Đơn vị vô tuyến WCDMA SRXU: Slim Receive Unit: Đơn vị thu mỏng

RX4 Hệ thống anten

Hình 5.42. Cấu trúc phần vô tuyến đặt xa kết hợp giữa RRU và SRXU Các đặc tính chính  SRXU (TMA) có thể khuếch đại tín hiệu thu 12dB hoặc 24dB  Công suất ra của RRU tối đa là 60W. RRU có thể làm việc tối đa với 4 sóng mang trong đó công suất ra chia đều cho từng sóng mang  Độ nhạy thu anten đơn không sử dụng SRXU là -125,5dBm đốí với anten 128,5dBm đối với anten kép (nhờ độ lợi phân tập thu là 3dB).  Hỗ trợ điều chỉnh độ nghiêng anten bằng điện từ xa (RET) thông qua giao diện ASIG  Phát hiện thông báo sóng đứng  Thống kê và thông báo RTWP (Received Total Wideband Power: tổng công suất thu băng rộng – phản ảnh tổng mức tạp âm trong băng tần UMTS của một ô)  Kích thước (HxWxD)của RRU3804: 520x280x155(mm)  Trọng lượng: 16kg

284

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Cấu hình RRU RRU được chia thành hai loại:  RRU3801E, công suất ra 40W và hỗ trợ 2 sóng mang  RRU3804, công suất ra 60W và hỗ trợ 4 sóng mang Lựa chọn kiểu RRU cho phép làm việc tại các dải tần số khác nhau. Bảng 5.5 cho thấy cấu hình của RRU. Bảng 5.5. Các cấu hình RRU Kiểu RRU Băng tần RRU3804 RRU3801E RRU3804 RRU3801E RRU3804 RRU3804 RRU3801E RRU3801C RRU3801C

Băng thu (MHz) UMTS2100 1920-1980 UMTS2100 1920-1980 UMTS1900 1850-1910 UMTS1900 1850-1910 UMTS1,7/2,1G 1710-1755 UMTS850 824-849 UMTS850 824-849 UMTS1800 1710-1785 UMTS900 880-915

Băng phát (MHz) 2110-2170 2110-2170 1930-1990 1930-1990 2110-2155 869-894 869-894 1805-1880 925-960

Số lượng sóng mang 4 2 4 2 4 4 2 2 2

5.9.2.4. Cấu trúc BBU trong DBS3900 Cấu trúc BBU trong DBS3900 cũng giống như cấu trúc của BBU trong BS3900 đã xét ở phần 5.8.1.4. Bảng 5.6 cho thấy cấu hình điển hình điển hình kết nối giữa BBU và RRU. Bảng 5.6. Các cấu hình kết nối BBU và RRU điển hình Cấu Số Số lượng Số lượng Ứng dụng hình lượng RRU 3804 RRU3802E (không (không (xy)* phiến WBBP phân tập phân tập phát) phát) 1x1 1 1 1 Trong nhà, nông thôn rộng 2x1 1 2 2 Đường xa lộ, trải dài 3x1 1 3 3 Vùng thành phố lượng cao 3x2 2 3 3 Vùng thành phố lượng cao

Số lượng RRU38 02E vùng vùng dung 3 dung 3

285

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

3x3

3

3

6

Vùng thành phố dung 6 lượng cao 3x4 4 3 6 Vùng thành phố dung 6 lượng cao * x: số ô (đoạn ô), trường hợp không phân tập phát chính bằng số RRU, y: số phiến WBBP 5.10. CẤU HÌNH MẠNG BBU VÀ RRU TRONG MẠNG DBS Cấu hình mạng BBU có thể có các dạng: sao, chuỗi, cây và lai ghép như thể hiện trên các hình 5.43. Đối với cấu hình chuỗi và sao mức nối tầng có thể là 4. a) Mạng chuỗi

BBU

BBU

BBU

c) Mạng sao

RNC

b) Mạng cây

BBU BBU BBU

BBU

RNC BBU BBU

RNC BBU

Hình 5.43. Các cấu hình mạng BBU đối với mạng DBS. Cấu hình mạng RRU có các dạng: sao, chuỗi, cây, xuyến và lai ghép như thể hiện trên hình 5.44. Có hai mức nối tầng cho cấu hình sao và cây có thể là:  Khi sử dụng môđule quang 1,25GHz, mức nối tầng 4  Khi sử dụng môđule quang 2,5 GHz, mức nối tầng 8

286

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Cấu hình chuỗi

RRU

Cấu hình cây BBU

BBU

BBU

BBU

Cấu hình xuyến

RRU

BBU

RNC

RRU

BBU

BBU

RRU

Cấu hình sao

RRU

Hình 5.44. Các cấu hình mạng của RRU trong mạng DBS 5.11. TỔNG KẾT BTS là phần tử quan trọng nhất của mạng truy nhập vô tuyến trong hệ thống thông tin di động. Trong hệ thống thông tin di động 3G WCDMA UMTS BTS được gọi là nút B. Chương này đã trình bày đã trình bày cấu trúc cơ bản của một nút B trên cơ sở phân tích hai phần cơ bản của nút B là: BBU và RFU. Các vấn đề liên quan đến thiết kế nút B được xét trong chương. Các nghiên cứu phát triển để hướng tới một BTS đa chuẩn đa năng dựa trên các công nghệ mới như SDR cũng đã được xét trong chương này. Ngoài ra chương này cũng trình bày các thông số cụ thể về nút B cuả hãng Huawei để người học có thể tham khảo khi thiết kế một nút B cho môt mạng thông tin di động 3G cụ thể. 5.12. CÂU HỎI 1. Trình bày kiến trúc tổng quát của một BTS 2. Trình bày kiến trúc BTS với tài nguyên BBU dùng chung 3. Trình bày các chức năng của BBU trong nút B 4. Trình bày các khía cạnh thiết kế BBU 5. Trình bày xử lý tín hiệu số trong phiến TXBBB 6. Trình bày thực hiện phiến TXBBB 7. Trình bày quá trình xử lý tín hiệu số trong phiến RAXBBB 8. Trình bày thực hiện phiến RAXBBB 9. Trình bày kiến trúc tổng quát của đầu thu phát đa băng (MBFE) 10. Trình bày kiến trúc máy thu phát đa băng không sử dụng trung tần 11. Trình bày máy thu phát đa băng sử dụng biến đổi qua trung tần 12. Nêu các yêu cầu đối với một MCPA 13. Trình bày làm méo trước thuận cho MCPA 14. Phân tích hiệu năng của làm méo trước thuận (hiệu suất sử dụng nguồn và dò kênh lân cận)

287

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

15. Trình bày sơ đồ bộ khuếch đại công suất PA 16. Trình bày nguyên lý làm méo ngược và DPD cho MCPA 17. Phân tích hiệu năng của sơ đồ làm méo ngược và DPD 18. Trình bày nguyên lý của bộ khuêch đại công suất Doherty 19. Phân tích hiệu năng của bộ khuếch đại Doherty kết hợp DPD 20. Trình bày nguyên lý của DBS 21. Trình bày các dạng truyền dẫn trong mạng DBS 22. Trình bày khái niệm khách sạn nút B cho mạng DBS 23. Trình bày cấu hình truyền dẫn của mạng DBS với sử dụng kết hợp mạng quang riêng và mạng PON gói 24. Trình bày cấu hình truyền dẫn của mạng DBS với sử dụng PON gói hoàn toàn 25. Trình bày cấu hình truyền dẫn của mạng DBS với sử dụng WDM chồng lấn PON 26. Trình bày kiến trúc tổng quát phần cứng của một hệ thống vô tuyến SDR 27. Trình bày kiến trúc phần mềm hệ thống vô tuyến SDR 28. Trình bày các nét chính của công nghệ vô tuyến khả lập lại cấu hình bằng phần mềm 29. Trình bày cấu trúc hệ thống của BTS3900 30. Trình bày sơ đồ khối và đặc tính kỹ thuật của phiến WRFU trong BTS3900 31. Trình bày sơ đồ khối và đặc tinh kỹ thuật của môđule BBU trong BTS3900 32. Trình bày cấu trúc hệ thống của DBS3900 33. Trình bày sơ đồ khối RRU+SRXU trong DBS3900 34. Trình bày cấu hình mạng BBU và RRU trong mạng DBS

288

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 6 CÁC YÊU CẦU HIỆU NĂNG VÀ CÁC VẤN ĐỀ THIẾT KẾ MÁY THU PHÁT VÔ TUYẾN DI ĐỘNG 4G LTE

6.1. GIỚI THIỆU CHUNG 6.1.1. Các chủ đề được trình bầy trong chương        

Các băng tần và tổ chức kênh trong 4G LTE Các thuật ngữ chung sử dụng cho đo kiểm và đánh giá vô tuyến 4G LTE Các yêu cầu hiệu năng đối với máy phát 4G LTE UE Các yêu cầu hiệu năng đối với máy thu 4G LTE UE Nguyên lý thiết kế 4G LTE UE và các vấn đề cần giải quyết Các vấn đề thiết kế máy phát của 4G LTE UE Các vấn đề thiết kế máy thu 4G LTE UE Hiệu năng giải điều chế của 4G LTE UE

6.1.2. Hướng dẫn  Học kỹ các tư liệu đựơc trình bầy trong chương  Tham khảo thêm tài liệu tham khảo [13], [14]. 6.1.3. Mục đích chương  Nắm đựơc các yêu cầu hiệu năng chung của của thiết bị 4G LTE UE  Nắm được các vấn đề chung khi thiết kế máy thu phát trong 4G LTE UE  Nắm được các vấn đề thiết kế cần giải quyết khi thiết kế 4G LTE UE 3GPP đưa ra các quy định về hiệu năng vô tuyến LTE cho các đầu cuối di động (UE) và các trạm gốc (eNodeB). Các quy định này là bộ phận quan trọng của tiêu chuẩn 4G LTE vì nó là tạo điều kiện cho một hiệu năng hệ thống ổn định và có thể dự báo trước trong môi trường đa nhà cung cấp. Trong chương này ta sẽ xét các yêu cầu hiệu năng tối thiểu quan trọng nhất của LTE UE: các cơ sở cho hiệu năng hệ thống, các khuyến nghị cho hiệu năng hệ thống và thiết kế thiết bị và các vấn đề liên quan đến thiết kế LTE UE. 288

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

6.2. CÁC BĂNG TẦN VÀ TỔ CHỨC KÊNH TRONG 4G LTE 6.2.1. Các băng tần Bảng 6.1 liệt kê các băng tần hiện thời được quy định cho LTE. Hiện thời có 17 băng cho FDD và 8 băng cho TDD. Mỗi khi có thể, các quy định vô tuyến cho FDD và TDD được duy trì như nhau để đảm bảo sự tương đồng tối đa giữa hai chế độ này. Nói chung các đặc tả lớp vật lý và rất nhiều các quy định vô tuyến giống nhau đối với các băng tần nói trên, nhưng cũng có một số ngoại lệ đối với các đặc tả vô tuyến của UE, về vấn đề này ta sẽ bàn luận trong các phần liên quan đến UE ở cuối chương. Các quy định vô tuyến đối với eNodeB trong một băng tần được định nghĩa không rõ ràng vì các quy định cho việc thực hiện trạm gốc ít hơn. Nếu xuất hiện nhu cầu, các băng tần khác có thể dễ ràng bổ sung và chỉ ảnh hưởng đến các bộ phận đã đựơc tách riêng của các đặc tả vô tuyến. Ngoài ra các phương án tần số của LTE không phụ thuộc vào nội dung tính năng phát hành của LTE cơ sở (phát hành R8, R9…). Các phương án tần số này sẽ được bổ sung trong chương trình khung của phát hành R9 và vẫn có thể được thực hiện với việc sử dụng các tính năng của R8. Các băng số 15 và 16 không sử dụng cho LTE vì chúng được sử dụng trong các đặc tả của ETSI. Bảng 6.1. Các băng tần LTE Băng Đường lên LTE 1 1920MHz-1980 MHz 2 1850 MHz – 1910 MHz 3 1710 MHz – 1785 MHz 4 1710 MHz – 1755 MHz 5 824 MHz – 849 MHz 6 830 MHz – 840 MHz 7 2500 MHz – 2570 MHz 8 880 MHz – 915 MHz 9 1749,9 MHz – 1784,9 Hz 10 1710 MHz – 1770 MHz 11 1427,9 MHz – 1452,9 MHz 12 698 MHz – 716 MHz 13 777 MHz – 787 MHz 14 788 MHz – 798 MHz 17 704 MHz – 716 MHz

Đường xuống 2110 MHz – 2170 MHz 1930 MHz – 1990 MHz 1805 MHz – 1880 MHz 2110 MHz – 2155 MHz 869 MHz – 894 MHz 875 MHz – 885 MHz 2620 MHz – 2690 MHz 925 MHz – 960 MHz 1844,9 MHz – 1879,9 MHz 2110 MHz – 2170 MHz 1475,9 MHz – 1500,9 MHz

Chế độ song công FDD FDD FDD FDD FDD FDD FDD FDD FDD FDD FDD

728 MHz – 746 MHz 746 MHz – 756 MHz 758 MHz – 768 MHz 734 MHz – 746 MHz

FDD FDD FDD FDD 289

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

18 19 … 33 34 35 36 37 38 39 40

815 MHz – 830 MHz 830 MHz – 845 MHz

860 MHz – 875 MHz 875 MHz – 890 MHz

FDD FDD

1900 MHz – 1920 MHz 2010 MHz – 2025 MHz 1850 MHz – 1910 MHz 1930 MHz – 1990 MHz 1910 MHz – 1930 MHz 2570 MHz – 2620 MHz 1880 MHz – 1920 MHz 2300 MHz – 2400 MHz

1900 MHz – 1920 MHz 2010 MHz – 2025 MHz 1850 MHz – 1910 MHz 1930 MHz – 1990 MHz 1910 MHz – 1930 MHz 2570 MHz – 2620 MHz 1880 MHz – 1920 MHz 2300 MHz – 2400 MHz

TDD TDD TDD TDD TDD TDD TDD TDD

6.2.2. Băng thông kênh Độ rộng sóng mang LTE được định nghĩa bằng các khái niệm băng thông kênh (Bchannel) và cấu hình băng thông truyền dẫn (Bconfig ) như trên hình vẽ 6.1 và qua hệ giữa chúng được thể hiện trong bảng 6.1. Bchannel [MHz]=1,4/3/5/10/20

Bconfig (RB)  6 /15 / 25 / 50 / 75 /100

Băng thông truyền dẫn 1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

R B

R B

R B

R B

R B

R B

R B

R B

R B

R B

R B

R B

R B

R B

R B

Các RB tích cực

Biên băng

Biên băng

0

Sóng mang con trung tâm (tương ứng với DC trong băng gốc) không phát cho đường xuống

Hình 6.1. Định nghĩa băng thông kênh Bchannel và cấu hình băng thông truyền dẫn Bconfig

290

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 6.1. Cấu hình băng thông truyền dẫn Bconfig trong LTE Băng thông Bchannel,

kênh Cấu hình băng thông Cấu hình băng thông truyền dẫn, NRB truyền dẫn Bconfig,

(MHz)

(MHz)

1,4

6

1,08

3

15

2,7

5

25

4,5

10

50

9

15

75

13,5

20

100

18

Băng thông kênh là thông số liên quan đến tần số vô tuyền để quy đinh phát xạ ngoài băng (OOB: Out of Band), (chẳng hạn mặt nạ phát xạ phổ, tỷ lệ rò kênh lân cận: ACLR). Các biên của kênh vô tuyến được định nghĩa là các tần số thấp nhất và cao nhất của kênh mang được phân cách bởi băng thông kênh: fcBchannel.

6.2.3. Sắp xếp kênh Các kênh của LTE được sắp xếp theo mành phổ 100 KHz, nghĩa là tần số trung tâm phải là một số nguyên lần 100 kHz. So sánh với UMTS sắp xếp kênh thao mành 200 KHz. Khoảng cách giữa các sóng mang sẽ phụ thuộc vào kịch bản triển khai, kích thước của khối tần số khả dụng và các băng thông kênh. Khoảng cách kênh chuẩn giữa hai sóng mang LTE được xác định như sau: Khoảng cách kênh chuẩn= (Bchannel1-Bchannel2)/2

(6.1)

Trong đó Bchannel1 và Bchannel2 là các băng thông của hai sóng mang tương ứng. Cũng có thể điều chỉnh băng thông chuẩn để tối ưu hiệu năng trong một, kịch bản triển khai cụ thể, nghĩa là phối hợp hoạt động với các sóng mang LTE lân cận.

6.3. CÁC THUẬT NGỮ CHUNG Tổn hao ghép tối thiểu (MCP: Minimum Coupling Loss). Tổn hao công suất tối thiểu giữa máy phát và máy thu được định nghĩa là tổn hao đường truyền tối thiểu (bao gồm cả hệ số khuếch đại và tổn hao cáp) đo được giữa conectơ anten ỵiết bị(EAC: Equipment Antenna Connector) của thiết bị phát và thiết bị thu. 291

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Cách ly anten. Để đảm bảo đồng tồn tại hai hệ thống mà không gây ra nhiễu nguy hại giữa hai hệ thống, ta cần đảm bảo đủ cách ly anten giữa hai hệ thống này. Cách ly anten được định nghĩa là tổn hao đường truyền (bao gồm hệ số khuếch đại, tổn hao cáp và tổn hao truyền sóng trong không gian) từ EAC máy phát gây nhiễu đến đến EAC máy thu bị tác động. Các yêu cầu cách ly anten thường được rút ra từ các tiêu chí sau:  Phát xạ giả/ phát xạ ngoài băng (OOB: Out of Band) thu bởi máy thu bị tác động phải đủ nhỏ hơn sàn tạp âm của máy thu chịu tác động.  Sản phẩm điều chế giao thoa (IMP: Inter-Modulation Product) gây ra do hai sóng mang gây nhiễu phải đủ nhỏ hơn sàn tạp âm của máy thu bị tác động.  Tổng công suất sóng mang gây nhiễu bị suy hao bởi các bộ lọc tần số vô tuyến (RF), trung tần (IF: Intermediate Frequency) và băng gốc phải nhỏ hơn sàn tạp âm của máy thu bị tác động. Thông thường, quy định suy hao tham chuẩn giữa hệ thống 1 và hệ thống 2 bằng ước tính cách ly cực đại từ máy phát hệ thống 1 đến máy thu hệ thống 2 và ước tính cách ly từ máy phát hệ thống 2 đến máy thu hệ thống 1. Sàn tạp âm. Luôn tồn tại một tạp cơ sở nào đó trong máy thu. Tạp âm này phụ thuộc vào băng thông và nhiệt độ của máy thu. Mức tạp âm này được gọi là sàn tạp âm. Nó luôn được đặt là biên thấp của hiệu năng máy thu. Tỷ số rò kênh lân cận, (ACLR: Adjacent Channal Leakage Ratio). Tỷ số rò kênh lân cận (ACLR) là suy hao công suất phát rò rỉ vào các kênh lân cận. ACLR được định nghĩa là tỷ số giữa công suất phát trung bình có tâm tại tần số kênh được được ấn định trên công suất suất trung bình có tâm tại tần số kênh lân cận và được đo bằng dBc. ACLR cho thấy đại lượng nhiễu mà một máy phát có thể gây ra tại môt máy thu làm việc tại kênh lân cận. ACLR phụ thuộc vào dịch tần so với tần số trung tâm của kênh được ấn định. IMP (Intermodulation Product) của máy thu. IMP là mọi sản phẩm điều chế giao thoa được tạo ra tại máy thu do mọi bậc méo phi tuyến khi trộn các sóng mang sơ cấp. Thông thường IMP bậc ba là các tần số mạnh nhất rơi và băng thông thu. Các phát xạ không mong muốn. Gồm:  Phát xạ trong băng công tác (băng được chiếm)  Các phát xạ ngoài băng (OOB) gồm: (1) Tỷ số công suất rò kênh lân cận (ACLR) và (2) Mặt nạ phát xạ phổ (SEM: Spectrum Emission Mask)  Phát xạ giả: các phát xạ vùng phổ xa

292

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phát xạ giả/OOB. Các phát xạ giả/OOB là các phát xạ không mong muốn bên ngoài băng tần phát quan trắc được tại máy thu. Phát xạ ngoài băng (OOB Emission). Phát xạ ngoài băng là các phát xạ xảy ra ngay ngoài băng công tác (OOB: Out of Band). Quá trình điều chế và tính phi tuyến trong máy phát là nguyên nhân gây ra phát xạ OOB. Phát xạ OOB được đặc tả bởi cả mặt nạ phổ phát xạ (SEM: Spectrum Emission Mask) và tỷ số rò kênh lân cận (ACLR). Đối với 3G WCDMA Dải tần bên trong 250% băng thông cần thiết xung quang tần số trung tâm có thể coi là miền OOB. Các méo do điều chế giao thoa thường chủ yếu thể hiện trong miền OOB và vì thế các yêu cầu phát xạ lỏng hơn như ACLR thường được áp dụng trong niền OOB. Phát xạ giả (Spurious Emision). Phát xạ giả gây ra bởi các hiệu ứng của máy phát như: các phát xạ hài, các phát xạ ký sinh, các sản phẩm điều chế giao thoa và các sản phẩm biến đổi tần số nhưng ngoại trừ các phát xạ ngoài băng (OOB). Phát xạ giả được tạo ra bởi các phần tử phi tuyến trong máy phát trong quá trình tạo ra tín hiệu sóng mang, trộn, điều chế và khuếch đại. Băng bị chiếm. Là số đo băng thông chứa 99% tổng công suất được lấy tích phân của phổ được phát trên kênh được ấn định. Trong LTE băng bị chiếm băng 99% băng thông. Độ nhạy máy thu. Mức độ nhạy tham chuẩn là công suất trung bình tín hiệu mong muốn tối thiểu tại connectơ anten thu mà tại đó còn đáp ứng các tiêu chí hiệu năng như tỷ số bit lỗi (BER) hay tỷ số lỗi khung (FER) hay tỷ số lỗi khối BLER) hay thông lượng …. Độ nhạy tham chuẩn máy thu phụ thuộc vào tốc độ bit thông tin, tỷ số tín hiệu trên tạp âm cộng nhiễu yêu cầu, nhiệt độ và hệ số tạp âm máy thu. Mất độ nhạy máy thu. Được định nghĩa là sự giảm cấp cấp về độ nhạy máy thu do tăng tạp âm tạp âm so với sàn tạp âm gây ra bởi nhiễu phát xạ giả/OOB hay IMP. Trường hợp đáng kể nhất là khi băng tần phát của hệ thống gây nhiễu nằm cạnh băng tần thu của hệ thống nạn nhân khi mà OOB gây nhiễu (được gọi là nhiễu kênh lân cận) lớn nhất. Chặn máy thu. Chặn xẩy ra khi công suất sóng mang gây nhiễu đi qua quá trình lọc của máy thu bao gồm lọc tần số vô tuyến, lọc trung tần và các đáp ứng băng gốc, đủ lớn làm cho máy thu chịu tác động không thể duy trì độ nhạy tham chuẩn và không thể tách được công suất tín hiệu mong muốn thấp. Đặc trưng chặn là một số đo khả năng máy thu thu tín hiệu mong muốn với sự có mặt của một tín hiệu không mong muốn không được điều chế trên các tần số khác với các tần số đáp ứng giả của các kênh lân cận, nếu không có đặc tính này tín hiệu đầu vào không mong muốn sẽ gây ra giảm cấp hiệu năng hiệu năng máy thu vượt quá giới hạn. 293

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Qua tải máy thu. Gây ra do một tín hiệu tại EAC của máy thu quá lớn. Khi máy thu gập quá tải, hệ số khuếch đại của nó bị giảm. Thông số hiệu năng với tên gọi điểm nén 1dB quyết định khi nào thì máy thu bị quá tải. Độ chọn lọc kênh lân cận, (ACS: Adjacent Channel Selectivity). Độ chọn lọc kênh lân cận được định nghĩa là tỷ số (đo bằng dB) giữa suy hao bộ lọc thu tại tần số kênh lân cận và suy hao bộ lọc thu tại tần số của kênh được ấn định. Độ chọn lọc kênh lân cận là một số đo khả năng thu tín hiệu mong muốn tại tần số kênh được ấn định khi có mặt tín hiệu nhiễu kênh lân cận tại một khoảng dịch tần cho trước so với tần số trung tâm của kênh được ấn định. Tỷ số nhiễu kênh lân cận, (ACIR: Adjacent Channel Interference Ratio). ACS cùng với ACIR cho ta tỷ số nhiễu kênh lân cận (ACIR), ACIR là tỷ số tổng công suất phát từ một nguồn với tổng công suất nhiễu tác động lên máy thu nạn nhân do các khiếm khuyết của máy phát và máy thu. Tỷ số nhiễu kênh lân cận được xác định như sau: A CIR 

1 1 1  A CLR A CS

(6.2)

ACIR là số đo toàn bộ nhiễu gây ra bởi một máy phát đối với một máy thu kênh lân cận do sự không hoàn thiện của các bộ lọc của máy phát để lọc phát xạ OOB và các bộ lọc máy thu để lọc làm suy giảm tín hiệu kênh lân cận. Đáp ứng giả (Spurious Response). Đáp ứng giả trong máy thu xảy ra khi các tín hiệu không mong muốn tại các tần số khác với tần số được điều chỉnh tạo ra tín hiệu giả đầu ra máy thu giống như tín hiệu mong muốn. Đáp ứng giả được đặc tả theo các tần số và các mức tạo ra đầu ra không mong muốn này. Số đo hiệu năng. Số đo về sự giảm cấp của hệ thống nạn nhân do sự có mặt của một hệ thống gây nhiễu tại kênh lân cận và thường được định nghĩa như là tổn thất dung lượng thoại hay tổn thất thông lượng số liệu. 6.4. CÁC YÊU CẦU HIỆU NĂNG ĐỐI VỚI MÁY PHÁT 4G LTE UE Phần này sẽ giải thích các vấn đề liên quan đến đặc tả hiệu năng vô tuyến của LTE để thiết kế các máy phát LTE. Mỗi máy phát phải thỏa mãn hai loại yêu cầu: (1) các yêu cầu liên quan đến mức công suất và chất lượng phát dự kiến, (2) các yêu cầu mô tả các mức phát xạ không mong muốn được phép. Các yêu cầu thứ nhất thường dễ xử lý: thiết bị vô 294

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

tuyến phải phát tín hiệu vô tuyến đựơc định nghĩa rõ ràng trong kênh được ấn định cho nó. Các yêu cầu loại hai thường là các thách thức đối với các nhà thiết kế. 6.4.1. Các yêu cầu đối với phát dự kiến 6.4.1.1 Chất lượng tín hiệu: EVM Chất lượng của tín hiệu vô tuyến được phát phải thực hiện một số yêu cầu nhất định. Thông số chính được sử dụng để đo chất lượng này là EVM (Error Vector Magnitude: Biên độ vectơ lỗi). EVM là số đo méo do các không hoàn thiện của phần vô tuyến gây ra trong thực hiện thực tế. Nó được định nghĩa là biên độ hiệu số giữa tín hiệu tham chuẩn (tín hiệu được định nghĩa bởi các phương trình đặc tả lớp vật lý) và tín thiệu thực tế đựơc phát (được chuẩn hóa theo biên độ của tín hiệu dự kiến). Biểu diễn hình học được thể hiện trên hình 6.2. EVM thiết lập SNR cho phép cực đại của đường truyền vô tuyến khi không có tạp âm, nhiễu, tổn hao đường truyền và các dạng méo khác do kênh vô tuyến gây ra. Vì thế nó được sử dụng để xác định bậc điều chế và tỷ lệ mã hữu dụng cực đại. Vectơ lỗi Phát dự kiến

Phát thực tế

Hình 6.2. Trình bày hình học khái niệm EVM Đối với UE (đường lên), EVM được định nghĩa để đo chất lượng của tín hiệu phát trên tất cả các khối tài nguyên (RB) được ấn định, trong khi đối với eNodeB (đường xuống) EVM đo chất lượng trên một RB. Thời gian đo là một khe UE (đối với đường lên) và một khung con đối với eNodeB (đường xuống) và xét đến tất cả các ký hiệu thuộc sơ đồ điều chế được đo kiểm. Hình 6.3 và 6.4 cho thấy các điểm đo EVM trên đường xuống và đường lên. Đo EVM được thực hiện sau bộ cân bằng trong thiết bị đo kiểm (cần bằng thực hiện hiểu chỉnh kênh cho từng sóng mang con).

295

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Đồng bộ thời gian/tần số

BSTx

Kênh

Loại bỏ CP và FFT

Tách ký hiệu/ Giải mã

Bộ cân bằng

Điểm tham chuẩn để đo EVM

Hình 6.3. Các điểm đo EVM đối với tín hiệu đường xuống Điểm tham chuẩn đo EVM

Bộ cân bằng UETx

Kênh

Loại bỏ CP và FFT

IDFT

Đo phát xạ trong băng

Hình 6.4. Các điểm đo EVM đối với tín hiệu đường lên Bộ cân bằng cưỡng bức về không đựơc sử dụng để đo EVM, tuy nhiên máy thu thực tế có thể sử dụng các kiểu kỹ thuật cân bằng khác nhau (chẳng hạn để tránh vấn đề tăng tạp âm liên quan đến các bộ cân bằng cưỡng bức về không). Vì thế EVN được đo có thể không hoàn toàn giống với chất lượng trải nghiệm bởi tất cả các máy thu. Các giá trị EVM phải thỏa mãn các quy định cho trong bảng 6.2.

296

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 6.2. Các yêu cầu về EVM Điều chế QPSK Đường lên 16QAM QPSK Đường xuống 16QAM 64QAM

Yêu cầu EVM (%) 17,5 12,5 17,5 12,5 8,0

6.4.1.2. Công suất phát đầu ra Công suất phát đầu ra ảnh hưởng trực tiếp lên nhiễu giữa các ô sử dụng cùng kênh và biên độ phát xạ bên ngoài băng công tác. Vì thế nó ảnh hưởng đến khả năng hệ thống LTE đạt đựơc hiệu suất phổ tần cực đại và đây chính là lý do cần đặt chính xác công suất phát ra của máy phát. Đối với eNodeB, công suất phát ra cực đại phải duy trì trong dung sai khoảng 2dB so với công suất được nhà sản suất thông báo. Ngoài ra, dải động trong miền tần số (được tính toán như là hiệu số giữa công suất tại một phần tử tài nguyên (RE) cho trước và công suất RE trung bình) không đựơc vượt quá giới hạn quy định tùy theo bậc điều chế để tránh gây bào hòa các máy thu của UE. Đối với UE, công suất phát ra cực đại là 23dBm và phải đảm bảo dung sai 2dB. Nếu nhiều anten đựơc sử dụng cho máy phát như là một phần của MIMO, các quy định này áp dụng cho toàn bộ công suất phát ra từ tất cả các anten. 6.4.2. Các yêu cầu đối với phát xạ không mong muốn Lý tưởng, máy phát vô tuyến không phát ra ngoài băng tần truyền dẫn được chỉ định. Tuy nhiên trong thực tế điều này khác xa. Hình 6.5 cho thấy thí dụ về mật độ phổ công suất (PSD: Power Spectral Density) của dạng sóng SC-FDMA điển hình cho băng thông 5MHz. Hình vẽ cho thấy PSD khi UE phát trên toàn bộ băng thông (4,5 MHz), cũng như khi nó chỉ phát trong các một nửa băng thông (2,16 MHz) và 1/4 băng thông (1,08MHz).

297

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 5 -5 PDS toàn bộ băng thông PDS 1/2 băng thông

PSD chuẩn hoá (dBm/MHz)

-15

PDS 1/4 băng thông -25 -35

-45

-55

-65 -15

-10

-5

0 Tần số, MHz

5

10

15

Hình 6.5. PSD đối với các băng thông bị chiếm khác nhau Bên ngoài băng chỉ định, các đặc tả LTE định nghĩa hai loại phát xạ không mong muốn: (1) các phát xạ ngoài bằng (OOB) và các phát xạ giả. Các vùng phổ của hai loại phát xạ này được trình bày trên hình 6.6. ACLR Các hài, các phát xạ ký sinh, điều chế giao thoa và biến đổi tần số

Từ quá trình điều chế Băng thông kênh

DfOOB

Vùng phát xạ giả

RB

DfOOB

RB

Vùng phát xạ giả

Băng E-UTRA công tác Trường hợp xấu nhất: Các khối tài nguyên được ấn định tại biên kênh

Hình 6.6. Phổ phát xạ của máy phát và hai vùng phát xạ giả 298

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Các phát xạ OOB là các phát xạ nằm gần băng thông kênh. Chúng nằm trong vùng phổ đựơc giới hạn bởi DfOOB tính từ hai biên của băng thông kênh. Các phat xạ giả nằm ngoài vùng phổ nói trên của các phát xạ OOB. Ranh giới chính xác giữa vùng phát xạ OOB và vùng phát xạ giả khác nhau đối với các khía cạnh đặc tả LTE khác nhau. LTE định nghĩa các yêu cầu cho cả hai kiểu phát xạ không mong muốn, trong đó yêu cầu đối với các phát xạ giả chặt chẽ hơn. Các yêu cầu được đặc tả này phải được thực hiện đối với các tín hiệu mạnh và trong các điều kiện cụ thể. Điều này có nghĩa là không như các yêu cầu vô tuyến cố định của các hệ thống trước đây, các yêu cầu phát xạ có thể thay đổi trong các kịch bản khác nhau. Nếu máy phát không thể thỏa mãn một yêu cầu cụ thể, thì hoặc máy phát bị tắt hoặc phải thích ứng các đặc tính của máy phát (chẳng hạn giảm công suất phát hay sử dụng các kỹ thuật vô tuyến được định nghĩa bằng phần mềm) để thay đổi hiệu năng theo cách thức yêu cầu. 6.4.2.1. Các phát xạ ngoài băng Vì các phát xạ ngoài băng (OOB) nằm gần phát xạ mong muốn vì thế tăng mức công suất phát mong muốn thường dẫn đến tăng mức các phát xạ không mong muốn. Trái lại giảm công suất phát thường là một giải pháp hiệu quả để giảm các phát xạ OOB và đây là một biện phát để đáp ứng các yêu cầu về hiệu năng. Các phát xạ OOB có thể là một sản phẩm phụ không thể tránh khỏi của quá trình điều chế và cũng thường được gây ra bởi các tính chất phi tuyến trong các bộ khuếch đại công suất. Trong các hệ thống vô tuyến có băng thông cố định (UMTS), các yêu cầu về phát xạ ngoài băng được định nghĩa theo tần số phát trung tâm. Vì băng thông của hệ thống LTE có thể thay đổi, nên không thể định nghĩa các yêu cầu như vậy. Vì thế các đặc tả OOB được định nghĩa theo biên của ‘băng tần bị chiếm’ trong đó băng tần bị chiếm được coi là bằng 99% của băng thông chứa tổng công suất lấy tích phân theo băng thông cấu hình xác định theo bảng 6.6. Trong LTE, các phát xạ OOB được định nghĩa bằng các các yêu cầu về mặt nạ phổ phát xạ (SEM) và ACLR. SEM có băng thông tham chuẩn hẹp hơn nhiều so với băng thông tham chuẩn của ACLR và ACLR là yêu cầu chặt chẽ hơn.

Mặt nạ phổ phát xạ, SEM. Mặt nạ phổ phát xạ cho máy phát UE áp dụng cho các tấn số trong vùng DfOOB tính từ biên của băng thông kênh LTE đựơc ấn định được cho trong bảng 6.3 và được vẽ trên hình 6.7.

299

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Bảng 6.6. Mặt nạ phổ phát xạ LTE Giới hạn phổ phát xạ [dBm]/băng thông kênh ΔfOOB (MHz)

1,4 MHz

3,0 MHz

5 MHz

10 MHz

15 MHz

20 MHz

Độ rộng băng đo

 0-1  1-2,5  2,52,8  2,8-5  5-6  6-10  10-15  15-20  20-25

-10 -10 -25

-13 -10 -10

-15 -10 -10

-18 -10 -10

-20 -10 -10

-21 -10 -10

30 kHz 1 MHz 1 MHz

-10 -25

-10 -13 -25

-10 -13 -13 -25

-10 -13 -13 -13 -25

-10 -13 -13 -13 -13 -25

1 MHz 1 MHz 1 MHz 1 MHz 1 MHz 1 MHz

LTE cũng cung cấp một tập các ‘SEM bổ sung’ (A-SEM) mà mạng có thể hướng dẫn UE sử dụng trong các kịch bản triển khai cụ thể. Hướng dẫn này có thể được thông báo khi chuyển giao đến ô mới. dBm/MHz

0 10MHz -5 5MHz

15MHz

-10 20MHz -15

-20

-25

5

10

15

20

25 DfOOB , MHz

Hình 6.7. Mặp nạ phổ phát xạ cho máy phát UE cho các băng thông kênh khác nhau

300

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Tỷ số rò kênh lân cận, ACLR Phương pháp thứ hai được sử dụng để đo các phát xạ OOB trong LTE là ACLR. Trong khi SEM đo hiệu năng của máy phát thì ACLR đo công suất thực chất rò rỉ vào các kênh vô tuyến nào đó ở gần và vì thế nó đánh giá máy thu vô tuyến băng lân cận bị ảnh hưởng như thế nào bởi các phát xạ OOB từ máy phát khác. ACLR được định nghĩa như là tỷ số của công suất trung bình sau lọc trong băng thông của kênh mong muốn chia cho công suất trung bình sau lọc trong kênh lân cận. Các đặc tả LTR không chỉ thiết lập các yêu cầu ACLR cho các kênh LTE lân cận 1,4/3/5/10/15/20MHz mà cả cho các kênh WCDMA lân cận 5MHz (tổng 10MHz) như cho trên hình 6.8. DfOOB

Kênh LTE

ACLRLTE

ACLRWCDMA2 ACLRWCDMA1 Tín hiệu LTE phát

Hình 6.8. Tỷ số rò kênh lân cận Yêu cầu tối thiểu đối với ACLRLTE và ACLRWCDMA1/2 được cho trong các bảng 6.4 và 6.5 . Bảng 6.4. Yêu cầu tối thiểu đối với ACLRLTE Băng thông kênh 1,4MHz 3MHz 5MHz 10MHz ACLRLTE 30dB 30dB 30dB 30dB Độ rộng 1,08 2,7 4,5 9,0 băng đo kênh LTE [MHz] Dịch tần kênh lân 1,4 3,0 5 10 cận [MHz]

15MHz 30dB 13,5

15

20MHz 30dB 18

20

301

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 6.5. Yêu cầu tối thiểu đối với ACLRWCDMA1/2 5MHz ACLRWCDMA1 33dB ACLRWCDMA2 36dB Độ rộng băng 4,5 đo kênh LTE [MHz] Độ rộng băng 3,84 đo kênh WCDMA [MHz] Dịch tần kênh +2,5+BWCDMA/2 lân cận 1 / [MHz] -2,5-BWCDMA/2 Dịch tàn kênh +2,5+3BWCDMA/ lân cận 2 2 [MHz] / -2,5-3BWCDMA/2

10MHz 33dB 36dB 9,0

Băng thông kênh 15MHz 33dB 36dB 13,5

20MHz 33dB 36dB 18

3,84

3,84

3,84

+5+BWCDMA/2 / -5-BWCDMA/2 +5+3BWCDMA/ 2 / -5-3BWCDMA/2

+7,5+BWCDMA/2 / -7,5-BWCDMA/2 +7,5+3BWCDMA/ 2 / -7,5-3BWCDMA/2

+10+BWUTRA/2 / -10-BWUTRA/2 +10+3BWUTRA/ 2 / -10-3BWUTRA/2

ACLR của UE đối với kênh lân cận phải >30dB đối với băng thông 20MHz (ACLRLTE) , >33dB đối với kênh WCDMA lân cận thứ nhất trong 5MHz thứ nhất của OOB (ACLRWCDMA1) và >36dB đối với kênh lân cận thứ hai trong 5MHz thứ hai của OOB (ACLRWCDMA2).

6.4.2.2. Phát xạ giả Phát xạ giả xạ xẩy ra khá xa bên ngoài băng thông cần thiết cho phát và có thể xuất sứ từ rất nhiều ảnh hưởng không hoàn thiện như các phát xạ hài, các sản phẩm điều chế giao thoa và các sản phẩm biến đổi tần số nhưng loại trừ các phát xạ OOB. Biên độ của phát xạ giả có thể thay đổi hoặc không thay đổi theo công suất phát. Dải tần phát xạ giả là các tần số thấp và cao hơn ΔfOOB (MHz) tính từ biên băng thông kênh như được đặc tả trong bảng 6.6.

302

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Bảng 6.6. Dải phát xạ ngoài băng (OOB) Băng thông kênh 1,4 3,0 MHz MHz ΔfOOB (MHz)

2.8

6

5 MHz

10 MHz

15 MHz

20 MHz

10

15

20

25

Các yêu cầu phát xạ giả giả cơ bản đổi với một LTE UE được cho trong bảng 6.6 được áp dụng cho tất cả các cấu hình băng máy phát và băng thông kênh. Các yêu cầu này chặt chẽ hơn các yêu cầu phát xạ OOB, nhưng thường không khó đáp ứng. Thách thức chủ yếu đối với việc nhà thiết kế máy phát là ở chỗ các yêu ‘các phát xạ giả bổ sung’ được đặc tả cho một số băng tần. Các yêu cầu phát xạ bổ sung đựơc đưa ra để bảo vệ máy thu tại UE , các máy thu đặt cùng vị trí hay các máy thu đặt gần máy phát. Trong trường hợp truyền dẫn FDD, máy thu và máy phát làm việc đồng thời và máy thu dựa trên khoảng cách song công để phân cách tín hiệu thu yếu với tín hiệu phát mạnh. Nếu máy phát phát bất kỳ tín hiệu lớn nào tại tần số thu của máy thu của chính UE thì thu sẽ bị chặn hoặc giảm cấp. Vì thế các yêu cầu phát xạ bổ sung rất chặt chẽ. Ngoài ra một số yêu cầu phát xạ bổ sung nữa có thể được mạng thông báo nếu cần thiết đối với các kịch bản triển khai đặc biệt. Bảng 6.7. Các giới hạn phát xạ giả Dải tần Mức cực đại (dBm) Từ 9KHz đến 150 kHz -36 Từ 150 kHz đến 30 MHz -36 Từ 30 MHz đến 1000 MHz -36 Từ 1 GHz đến 12,7GHz -30

Băng thông đo 1kHz 10kHz 100kHz 1MHz

Ngoài các quy định về phát xạ giả, chuẩn còn quy định giới hạn chặt chẽ trên băng công tác của các hệ thống khác nhau bao gồm cả WCDMA, GSM và PHS. 6.4.3. Các xem xét về bộ khuếch đại công suất Một trong các giới hạn lớn nhất đối với mức công suất phát của UE là cần đáp ứng được các yêu cầu phát xạ OOB chặt chẽ do ITU đặt ra đối với thiết bị họ IMT-2000 và FCC (Federal Communications Commision: Ủy ban thông tin Liên bang) của Mỹ. Các yêu cầu này được đặc tả bằng mặt nạ phổ và ACLR. ACLR thường liên quan chặt chẽ đến điểm công tác của bộ khuếch đại công suất. Nói chung, rò rỉ vào kênh lân cận tăng đột biến khi PA chuyển họat động và vùng họat động phi tuyến tại các mức công suất cao hơn do phát sinh các sản phẩm điều chế giao thoa. Vì thế cần đảm bảo để công suất phát đỉnh không đẩy bộ khuếch đại công suất (PA: Power Amplifier) quá sâu vào vùng phi tuyến này. Mặt khác, hầu hết các PA được thiết kế để hoạt động hiệu suất trong một 303

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

vùng hẹp tại đầu vùng công tác tuyến tính. Vì hiệu suất cao là tối cần thiết để đảm bảo thời gian nạp lại ác qui lâu cho UE, nên cần duy trì hoạt động PA càng gần đỉnh vùng tuyến tính càng tốt tốt. Nếu các yêu cầu ACLR và mặt nạ phổ không được đáp ứng, thường phải giảm công suất phát của UE để đưa rò rỉ về các mức được phép. Có thể đạt được điều này mà không giảm hiệu suất bằng cách giảm công suất ra của PA – quá trình này đựơc gọi là giảm công suất cực đại danh định (de-rating). Lượng giảm công suất yêu cầu phụ thuộc rất nhiều vào dạng sóng của tín hiệu phát. Chẳng hạn đối với một băng thông sóng mang cho trước, các truyền dẫn với băng thông bị chiếm lớn hơn sẽ tạo ra nhiều hơn các phát xạ OOB, dẫn đến rò kênh lân cận lớn hơn so với các truyền dẫn với băng thông bị chiếm nhỏ hơn. Nguyên nhân tăng phát xạ từ băng thông bị chiếm lớn hơn trong tin hiệu LTE chủ yếu do tăng các sản phẩm điều chế giao thoa bậc 3 và 5 (xem hình 6.9). S(f)

Adj.Ch.BW CBW2 OBW1 OBW2

CBW1 Vùng IM bậc 3

Vùng IM bậc 5

5MHz Dịch kênh lân cận f Công suất kênh lân cận được tích phân

1,06 dB (lý thuyết) 0,9 đến1,8 dB (thực nghiệm)

OBW: Băng thông kênh bị chiếm, CBW: Băng thông kênh lân cân OBW1=CBW1=3,84MHz; OBW2=CBW2=4,51MHz, Dịch kênh lân cận = 5MHz

Hình 6.9. Tăng công suất kênh lân cận (2dB) đối với băng thông bị chiếm 4,52 MHz so với băng thông bị chiếm 3,84 MHz Đối với tín hiệu phát LTE, một số tổ hợp ấn định RB và sơ đồ điều chế tạo ra nhiều phát xạ OOB hơn các tổ hợp khác. Đối với QPSK và 16-QAM, số lượng RB có thể được ấn định cho một đại lượng giảm công suất cho trước được thể hiện 304

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trên hình 6.10. Đối với các ứng dụng như VoIP thường đòi hỏi truyền dẫn băng thông nhỏ với điều chế QPSK, không đòi hòi giảm công suất so với công suất cực đại danh định của UE. Điều này cho phép đảm bảo vùng phủ rộng cho các ứng dụng này vì toàn bộ công suất danh định của PA có thể được dùng cho để chống lại suy hao đường truyền tại biên ô. Hình 6.10 không thể hiện điều chế 64-QAM, nhưng có thể kỳ vọng rằng giảm công suất sẽ vào khoảng 6dB để đáp ứng các yêu cầu phát xạ OOB (và EVM). Mức công suất cực đại (dBm)

29,0

QPSK băng 5MHz cho số liệu 16QAM băng 5MHz cho số liệu

27,0

QPSK băng 5MHz cho điều khiển 16QAM băng 5MHz cho điều khiển

26,0

Giới hạn công suất cực đại thực tế do EVM và các xem xét khác

25,0

24,0 23,0

22,0 0

4

8

12

16

20

24

Số RB (RB=12 sóng mang)

Hình 6.10. Mức công suất cực đại phụ thuộc vào số RB có thể được ấn định Từ các xem xét nói trên, tổng giảm công suất danh định (TPD: Total Derating) yêu cầu phải đáp ứng yêu cầu ACLR có thể được chia thánh hai phần tử: (1) băng thông bị chiếm (tỷ lệ với băng thông kênh) với tên gọi là OBPD (Occupied Bandwidth Power De-rating: giảm công suất danh định phụ thuộc băng thông bị chiếm) và (2) dạng sóng của tín hiệu phát với tên gọi WPD (Wave Power De-Rating: giảm công suất danh định phụ thuộc dạng sóng) và được biểu diễn như sau: TPD=f(OBDP, WPD) (6.3) Lưu ý rằng có thể biểu diễn hàm f(.) một cách đơn giản ở dang tổng của OFDP và WPD, TDP=OBDP+WPD. Một cách gần đúng có thể biểu diễn OFDP như là tỷ số giữa băng thông bị chiếm và băng thông bị chiếm tham chuẩn:  OBw  OBDP  10lg    OBw ref 

(6.4) 305

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chẳng hạn truyền dẫn băng thông kênh LTE với băng thông bị chiếm 4,5MHz sẽ gây ra ACLR đo được tại dịch tần 5MHz lớn hơn (30,5dBc so với 33dBc) so với truyền dẫn với băng thông bị chiếm chỉ là 3,84MHz. Để tăng ACLR về 33dBc chỉ cần OBPD vào khoảng 0,7dB. Phần tử thứ hai của TDP yêu cầu, WPD, xét đến các ttính chất dạng song như điều chế và số lượng các kênh mã hay tần số. Quan hệ giữa dạng sóng và ACLR do nó gây ra cũng như độ giảm công suất danh định cần thiết phát sinh phần lớn từ dải động của tín hiệu. Quan hệ này thường được định lượng bằng thuật ngữ PAPR (tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình) hay CM (Cubic Metric: số đo lập phương). Các số đo này thường được sử dụng để chỉ thị trần công suất của bộ khuếch đại công suất cần như thể nào (lớn hơn bao nhiêu so với công suất danh định) để tránh đi vào vùng công tác phi tuyến. PAPR cao có nghĩa là tính trung bình điểm công tác của PA phải thấp hơn để tránh vùng phi tuyến và để đạt được ACLR yêu cầu. Điều này dẫn đến giảm hiệu suất nguồn. Có thể tính một cách đơn giản, cứ tăng 1dB trong trần của bộ khuếch đại công suất, tương ứng với đến tăng 10 đến 15% tiêu hao ròng điện của PA dẫn đến giảm thời gian nạp lại acqui. Vì thế giảm công suất danh định của PA thường là chiến lược ưa dùng (ngược với tăng trần công suất), ví đạt được rò kenh lan cận càn thiết bằng cách giảm công suất ra cực đại (gồm cả giảm công suất tín hiệu mong muốn), trong khi vẫn cho phép PA phần nào làm việc trong vùng phi tuyến. Vì thế giảm công suất danh định cho phép UE đáp ứng các yêu cầu phát xạ OOB mà không tổn thất hiệu suất với trả giá tổn thất vùng phủ do công suất tín hiệu mong muốn giảm. Một LTE với loại công suất 23dBm thông thường có thể hỗ trợ công suất danh định cực đại (Pmax) 23dBm. Trong thực tế công suất cực đại tức thời bị giới hạn tại mức công suất cực đại Pmax-f(OBDP, WPD). Trong thực tế, người ta nhận thấy răng CM của dạng sóng là một chỉ thị tốt hơn cho độ giảm công suất danh định cần thế để đáp ứng yêu cầu ACLR hơn là PAPR. Sở dĩ như vậy vì CM đặc tính cho các ảnh hưởng của phi tuyến bậc ba (lập phương) của PA lên dạng sóng đựơc xét so với dạng sóng tham chuẩn xét về độ giảm công suất danh định để đạt được cùng một ACLR như dạng sóng chuẩn đạt được tại mức công suất danh định cực đại của PA. CM được định nghĩa như sau: CM 

20 lg r.m.s vn3orm (t )   20 lg r.m.s vr3ef.norm (t )  K

, dB

(6.5)

Trong đó 20 lg r.m.s vn3orm (t )  là CM thô (đo băng dB) của dạng sóng đựơc xét và 20 lg r.m.s vr3ef.norm (t )  =1,52dB là CM thô của tín hiệu tham chuẩn, r.m.s.(x)=  xT x / N , vnorm(t)=|v(t)|/(r.m.s.[v(t)]) và xT là chuyển vị của x, x là số

nguyên lớn nhất nhỏ hơn hoặc băng x, K là độ dốc của đặc tuyến được xác định theo kinh nghiệm từ các họ dạng sóng khác nhau. Chẳng hạn, đối với dạng sóng SC-FDMA điều chế 16QAM CM=2,13 khi sử dụng thừa số độ dốc K=1,56. 306

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

6.4.4. Các yêu cầu điều chế giao thoa phát Các thiết bị phát của người sử dụng gần nhau có thể gây ra các sản phẩm điều chế giao thoa (Intermodulation) và các sản phẩm này có thể rơi vào băng tần thu của máy thu UE hoặc eNodeB như là tín hiệu nhiễu. Suy giảm điều chế giao thao của UE được định nghĩa là tỷ số giữa công suất trung bình của tín hiệu mong muốn với công suất trung bình của sản phẩm điều chế giao thoa khi đưa thêm một tín hiệu CW (Continiuos Wave: sóng liên tục) tại mức thấp hơn tín hiệu mong muốn tại từng cửa anten của máy phát này với các cửa anten khác (nếu có). Cả công suất tín hiệu mong muốn và công suất sản phẩm điều chế giao thoa đều được đo thông qua bộ lọc chữ nhật LTE có băng thông được cho trong bảng 6.7. Bảng 6.7. Điều chế giao thoa phát Băng thông kênh (UL) Dịch tần tín hiệu nhiễu Mức tín hiệu nhiễu CW Sản phẩm điều chế giao thoa Độ rộng băng đo

5MHz

5MHz

10MHz

10MHz

10MHz

15MHz

20MHz

15MHz

20MHz

30MHz

20MHz

40MHz

-40dBc

-29dBc

-35dBc

-29dBc

-35dBc

-29dBc

-35dBc

-29dBc

-35dBc

4.5MHz

4.5MHz

9.0MHz

9.0MHz

16.5M Hz

16.5MHz

18MHz

18MHz

6.5. CÁC YÊU CẦU HIỆU NĂNG ĐỐI VỚI MÁY THU LTE UE Giống như máy phát, các yêu cầu máy thu LTE UE phần nhiều dựa trên các yêu cầu UMTS với nhiều yêu cầu vô tuyến giống nhau hoặc tương tự. Mục đích chung là để thực hiện máy thu LTE không phức tạp hơn đáng kể so với WCDMA nhờ vậy giảm công sức thiết kế lại. Nét cơ bản là không cần thiết phải thiết chặt các đặc tả đồng tồn tại, vì các kịch bản tổ ong cơ sở vẫn tương tự. Các khác biệt chính giữa các yêu cầu vô tuyến LTE và WCDMA phát sinh từ băng thông kênh có thể thay đổi và sơ đồ đa truy nhập mới. Phần này nhấn mạnh đến các yêu cầu máy thu UE đối với hoạt động FDD.

307

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

6.5.1. Các yêu cầu chung đối với máy thu Các yêu cầu máy thu được xây dựng trên một số giả định quan trọng cho các mục đích đo kiểm sau:  Máy thu có anten tích hợp với hệ số khuếch đại 0dBi  Máy thu có hai cửa anten. Yêu cầu 4 cửa có thể được bổ sung trong tương lai  Các tín hiệu đo kiểm có mức công suất như nhau và được đặt đến từng cổng anten cùng với sử dụng kết hợp tỷ lệ cực đại (MRC) để kết hợp tín hiệu. Giả thiết là các tín hiệu đến từ các kênh AWGN độc lập sao cho cộng tín hiệu cho ta độ lợi phân tập 3dB. Mặc dù LTE hỗ trợ nhiều sơ đồ điều chế và mã hóa kênh (MCS: Modulation and Coding Scheme), các đặc tả vô tuyến chỉ được định nghĩa cho hai sơ đồ MCS (được gọi là kênh tham chuẩn) gần với các cực điểm của vùng khả dụng để giảm số lượng đo kiểm thu kiểu cần thực hiện. Kênh tham chuẩn ‘SNR’ thấp sử dụng QPSK tỷ lệ mã 1/3, còn kênh tham chuẩn ‘SNR’ cao sử dụng 64QAM với tỷ lệ mã 3/4. Đối với mỗi loại kênh tham chuẩn này, các yêu cầu SNR được đặc tả để đạt được 95% thông lượng. 6.5.2. Mức vào cực đại Mức vào cực đại là cường độ tín hiệu thu trung bình cực đại được đo tại mỗi cửa anten, mà tại đó SINR đủ lớn để đáp ứng được yêu cầu thông lượng tối thiểu đối với sơ đồ điều chế được đặc tả. Yêu cầu thông lượng tối thiểu bằng 95% thông lượng tối đa của kênh đo tham chuẩn. Một số chuẩn không dây cũng đặc tả mức cao nhất đảm bảo không làm hỏng máy thu, nhưng định nghĩa này không được sử dụng trong các đặc tả của 3GPP. Mặc dù trong 3G UMTS mức vào cao nhất được định nghĩa cho các kênh tham chuẩn SINR cao và thấp, trong LTE nó chỉ được định nghĩa cho kênh tham chuẩn SINR cao với giả thiết là kênh tham chuẩn SINR cao là kênh yêu cầu vào khoảng 4dB cao hơn PAPR của tín hiệu. Yêu cầu đường xuống là mức vào trung bình cực đại -25dBm tại một băng thông kênh bất kỳ với ấn định toàn bộ RB. Đối với khai thác FDD, cần đảm bảo yêu cầu này khi máy phát được đặt tại 4dB thấp hơn công suất đầu ra cực đại. Các yêu cầu tương ứng của UMTS cũng như vậy nhưng được áp dụng cho tổ hợp tất cả các kênh chư không phải chỉ ấn định toàn bộ RB (xem bảng 6.8).

308

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 6.8. Mức vào cực đại Băng thông kênh 1.4 MHz Công suất tín hiệu mong muốn

3 MHz

5 MHz

10 MHz

15 MHz

20 MHz

-25 dBm

Lưu ý: 1. Công suất phát được đặt thấp hơn công suất phát cực đại 4dB 2. Kênh đo 3/4 64QAM

Mức vào cực đại đỉnh cao hơn mức vào trung bình cực đại một lượng tương ứng với PAPR của tín hiệu. PAPR là một đại lượng làm tăng thời gian đo. Nếu PAPR được đo theo từng bit và được vẽ ở dạng phân bố xác suất tích lũy bù, thì đối với đường xuống LTE nó đạt được 11 dB cho QPSK và 11,5 dB cho 64QAM trong cửa số 106 bit. Đối với OFDMA, PAPR chủ yếu bị gây ra bởi tính chất đa sóng mang của tín hiệu vì thế nó ít thay đổi theo sơ đồ điều chế. Tín hiệu đường xuống của UMTS gồm tổ hợp các mã CDMA cũng gây ra PAPR khá cao vào khoảng 8dB. Mức vào cực đại đỉnh vì thế vào khoảng -13,5 dBm đối với LTE và -17 dBm đối với UMTS. Như đã giải thích ở trên, yêu cầu mức vào cực đại phải được thỏa mãn với máy phát làm việc tại công suất thấp hơn công suất ra 4dB. Đối với UMTS UE, điều này dẫn đến rò tín hiệu phát trung bình vảo máy thu là -28dBm (xem phương trình 6.7) , trong khi PAPR đường lên điển hình là 3,4dB dẫn đến rò tín hiệu phát đỉnh là -24,6dBm. Đối với LTE, rò trung bình từ máy phát đường lên có thể là -29dBm dẫn đến rò phát đỉnh lên đến vào khoảng -21,5dBm đối với QPSK (hay -20dBm đối với 64QAM) . Giá trị đỉnh của tổng tín hiệu thu là kết hợp của tín hiệu thu đầu vào và rò từ máy phát vì thế nó có thể lên đến -12dBm đối với LTE và -15,2 dB, đối với UMTS. Như vậy rò phát làm tăng tổng công suất thu gần 2dB, nhưng nếu cách ly của bộ lọc song công thấp hơn thì tổng công suất thu của LTE sẽ cao hơn. Cần phải có một lượng dự trữ công tác giữa tổng tín hiệu thu đỉnh và vùng công tác phi tuyến của bộ khuếch đại trong máy thu; thông thường dự trữ này được chọn tương đối so với điểm nén 1dB của bộ khuếch đại (điểm nén 1 dB là điểm mà tại đó công suất ra cuả bộ khuếch thấp hơn 1 dB nếu khuếch đại tuyến tính).

309

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

6.5.3. Các yêu cầu đối với tín hiệu thấp 6.5.3.1. Các yêu cầu tỷ số tín hiệu trên nhiễu cộng tạp âm (SINR) cho mã hóa và điều chế thích ứng (AMC: Adaptive Modulation and Coding) Các đặc tả LTE định nghĩa các yêu cầu cho tỷ số lỗi giải điều chế của các sơ đồ mã hóa và điều chế khác nhau. Dự trữ thực hiện (IM: Implementation Margin) MIM bổ sung được đưa ra để xét đến sự khác nhau yêu cầu SINR lý thuyết và thực hiện cụ thể. MIM gồm sự giảm cấp của tín hiệu do mọi quá trình xử lý số của tín hiệu trước bộ giải điều chế (như lọc và lấy mẫu lại) và việc sử dụng bộ điều chế không lý tưởng cũng như độ lợi phân tạp thấp hơn 3dB. MIM bằng 2,5 được quy định cho QPSK với tỷ lệ mã hóa 1/3 trong các điều kiện SINR thấp; MIM cao hơn đối với các chế đệ khác. Nói chung, 2,5 dB là dự trữ thực hiện hợp lý cho các chế độ QPSK, trong khi đó đối với 16QAM và 64 QAM các giá trị này có thể là 3dB và 4dB. Các giá trị giả định điển hình của SINR đối với các sơ đồ điều chế (MCS) khác nhau được cho trong bảng 6.9. Bảng 6.9. Các yêu cầu SINR đường xuống Hệ thống Điều chế Tỷ lệ mã SINR (dB) 1/8 -5,1 1/5 -2,9 1/4 -1,7 QPSK 1/3 -1 1/2 2 2/3 4,3 LTE UE 3/4 5,5 4/5 6,2 1/2 7,9 16QAM 2/3 11,3 3/4 12,2 4/5 12,8 2/3 15,3 64QAM 3/4 17,5 4/5 18.6 1/3 1,2 UMTS UE QPSK

MIM (dB)

2,5

3

4 2

SINR+IM (dB) -2.6 -0,4 0,8 1,5 4,5 6,8 8,0 8,7 10,9 14,3 15,2 15,8 19,3 21.5 22,6 3,2

6.5.3.2. Tạp âm nhiệt và hệ số tạp âm

310

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong các đặc tả LTE mật độ công suất tạp âm nhiệt kT với k là hằng số Boltzmann bằng 1,38.10-23WHz-1K-1 và T=290K (150C), tính theo dB bằng -174 dBmHz-1. kTB là mức tạp âm nhiệt trong băng thông quy định B, trong đó B=NRBx180KHz và NRB là số khối tài nguyên và 180 KHz là băng thông của một khối tài nguyên. Hệ số tạp âm (NF) là số đo mức độ giảm cấp của SINR do các phần tử vô tuyến của máy thu gây ra. Các nguyên nhân này bao gồm các tổn hao của bộ lọc anten, tạp âm do phần tương tự của máy thu gây ra và giảm cấp tín hiệu do sự không hoàn thiện phần tương tự của máy thu (mất cân bằng IQ), tạp âm do bộ biến đổi tương tự vào số (ADC) gây ra và các nguồn tạp âm khác. NF là tỷ số giữa tạp âm đầu ra thực tế với tỷ số này nếu máy thu bản thân không gây ra tạp âm. LTE định nghĩa NF yêu cầu bằng 9dB đối với UE giống như UMTS. Giá trị này phần nào cao hơn NF của máy thu hiện nay (chỉ vào khoảng 5-6dB) với tổn hao bộ lọc anten khoảng 2,5dB và NF đối với mạch tích hợp của máy thu chỉ 3dB hoặc thấp hơn. Vì thế độ dự trữ 3dB thực tế được cho phép. 6.5.3.3. Mức độ nhạy tham chuẩn Mức độ nhạy tham chuẩn là mức cường độ tín hiệu thu trung bình tối thiểu tại cả hai cửa anten mà tại đó vẫn đảm bảo đủ SINR đối với sơ đồ điều chế cho trước để đảm bảo thông lượng cực tiểu bằng 95% thông lượng cực đại có thể có đối với kênh tham chuẩn đo được đặc tả. Độ nhạy này được đo khi máy phát làm việc hết công suất. Mục đích của yêu cầu này là để kiểm tra hệ số tạp âm của máy thu. Yêu cầu độ nhạy cho phép kiểm tra UE RX NF trong đó đối với khai thác FDD có thể gồm các phần tử tạp âm do sự có mặt cuả sóng mang đựơc điều chế của đường lên UE. Các giảm cấp máy thu khác như EVM bao gồm các yêu cầu hiệu năng điều chế khi tỷ số tín hiệu trên tạp âm (SNR) cao được áp dụng. Vì thế FRC (Fixed Reference Channel: kênh tham chuẩn cố định) đựơc chọn sẽ đảm bảo thông lượng tham chuẩn cực đại được định nghĩa cho SNR thấp. Ngoài ra độ nhạy UE cũng rất quan trong vì nó đóng vai trò như là vạch chuẩn để thiết lập công suất sóng mang đường xuống cho các yêu cầu đo kiểm ACS và nhiễu chặn. Với LTE, các yêu cầu độ nhạy tham chuẩn thể hiện một số khác biệt chính so với các hêu cầu hệ thống của WCDMA:  Băng thông linh hoạt của LTE đòi hỏi máy thu RX có khả năng lập lại cấu hình các bộ lọc của kênh đựơc chọn để hỗ trợ các băng thông 1,4; 3; 5; 10; 15 và 20 MHz.  Phải đo kiểm độ nhạy tham chuẩn trên hai cửa anten: máy thu chính và máy thu phân tập  Các băng tần mới với khoảng trống song công nhỏ (DG: Duplex Gap) như các băng 5,6.8 và 11 đặt ra các yêu cầu tự giảm độ nhạy UE mới khi các băng thông lớn hơn 5MHz. Ngoài ra các băng 12, 13, 14 và mới nhất băng 311

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

17 với tên gọi UMTS 700 đều chịu ảnh hưởng của các hạn chế nói trên. Các thiết bị WCDMA băng một không gập các hạn chế nói trên vì tự giảm cấp UE trứơc hết đựơc quyết định bởi rò tạp âm UE TX tại các khoảng dịch tần số lớn (hình 6.11, phía trái). Việc bổ sung các băng tần có khoảng cách song công (DD: Duplex Distance) nhỏ và khoảng trống song công (DG: Duplex Gap nhỏ) khi băng thông triển khai lớn, dẫn đến máy thu UE bị đặt vào sườn rò kênh lân cận (hình 6.11, phía phải), vì thế yêu cầu đo kiểm sẽ gổm một số giảm nhẹ độ nhạy.

Đường lên

Đường xuống

Khoảng cách song công (DD) Bộ lọc song công từ cửa anten TX của UE đến anten

DG

DD/DG nhỏ

Khoảng trống song công (DG)

Đường lên

Tần số

Bộ lọc song công từ cửa anten RX của UE đến anten

DD/DG lớn

Đường xuống

Khoảng cách song công (DD) Bộ lọc song công từ cửa anten TX của UE đến anten

Tần số

Bộ lọc song công từ cửa anten RX của UE đến anten

Hình 6.11. Minh họa các băng tần có khoảng trống song công (DG: Duplex Gap) lớn (hình trái) và khoảng trống song công nhỏ (hình phải)

Độ nhạy tham chuẩn (Pmin) đối với LTE được tính công thức sau: SNR req,3 .D FB   req,3 .m IM .D FB 

Pmin,MR C 2Pmin  Nmax Nmax

(6.6)

 Pmin   req,3 .m IM .D FB .N max / 2

Trong đó SNRreq,3 là tỷ số tín hiệu trên tạp âm hiệu dụng yêu cầu, req,3 là tỷ số tín hiệu trên nhiễu cộng tạp âm yêu cầu nhận được từ mô phỏng, Pmin,RMC là công suất tối thiểu sau bộ kết hợp tỷ lệ của đại, Pmin là công suất tối thiểu một cửa anten Nmax =kT(NRB.180KHz).NFmax với k=1,38.10-23WHz-1K-1 là hằng số Boltzmann, T=290K, NRB là số khối tài nguyên bằng băng thông cấu hình Bconfig , NFmax là hệ số tạp âm cực đại yêu cầu, mIM là dự trữ thực hiện máy thu, DFB là số đo phản ảnh các thách thức đối với thiết kế các phần tử của đầu vô tuyến (FE: Front End). Biểu diễn phương trình (6.6) ở dạng dB với kT=-174dBmHz-1 ta được:

312

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Pmin[dBm]= -174dBm.Hz-1+10lg(NRB.180kHz) +NFmax+ req,3+ MIM – 3+DFB

(6.7)

trong đó và MIM=10lgmIM là dự trữ nhiễu và dự trữ thực hiện tính theo dB, NF=9dB, MIM=2,5dB, 3dB là thừa số hiệu chỉnh cho độ lợi phân tập hai anten, DFB =1,2 và 3dB là thừa số giảm nhẹ cho các băng tần có tỷ số DD/DG lớn hơn 1,5; 2 và 4dB và băng 0 đối với các băng khác. DFB là số đo phản ảnh các thách thức đối với thiết kế các phần tử của đầu vô tuyến (FE: Front End). Đối với một hệ số phẩm chất bộ công hưởng cho trước (Q factor), tỷ số DD/DG càng cao thì:  Tổn hao thuận (IL: Insertion Loss) của từng bộ lọc băng thông (BPF) trong bộ lọc song công càng lớn. Trong máy thu mỗi dB tổn hao sẽ bổ sung thêm UE NF, vì thế dẫn đến giảm độ nhạy. Trong máy phát mỗi dB tổn hao gây ra tỏa nhiệt trong bộ lọc song công.  Yêu cầu độ dốc bộ lọc băng thông phát (TXBPF) càng cao để ngăn chặn tạp âm TX làm hại băng thu. Do tỏa nhiệt và các thay đổi trong quá trình sản xuất hành loạt, TXBPF phải được thiết kế với tần số cắt 3dB ‘fc’ hơi tăng để đảm bảo các sóng mang được đặt tại biên băng không bị tổn hao thuận quá lớn. Trong các băng này RX dễ bị tổn thương do rò tạp âm TX vì thế cần giảm thêm độ nhạy. Đối với UMTS độ nhạy tham chuẩn được tính theo công thức sau (không xét phân tập): SNR rep,2   req,2 .m IM 

Es min P /R  min s N0max Nmax / R c

SNR req,2 .Nmax req,2 .m IM .Nmax P  min .G s  Pmin   Nmax Gs Gs

(6.8)

Trong đó Es là năng lượng trên ký hiệu, Rs là tốc độ ký hiệu, N0 và I0 là mật độ công suất tạp âm và nhiễu, Pmin,MRC là công suất vào một cửa anten, Gs=B/Rs là hệ số trải phổ. Chuyển phương trình (6.8) vào dB và lưu ý N=kT.B.NF, B=3,84MHz và kT=-174dBm.Hz-1 ta được: Pmin[dBm] = -174dBmHz-1+10lg(3,84.106) + NFmax+ req,2+MIM-Gs-3dB = -108,2dBm+NFmax+req,2+MIM-Gs =-108,2dBm+NFmax+SNRreq,2-Gs

(6.9)

Để minh họa, ta xét thí dụ tính toán độ nhạy tham chuẩn cho kênh tham chuẩn FRC A1-3), băng thông kênh Bchannel=5MHz, Bconfig=4,5MHz, SNR mô phỏng cho 95% thông lượng cực đại req=-1,0dB, MIM=2,5 dB, DFB=0:

313

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Pmin [dBm]= -174dBm/Hz+10lg(NRB .180.103 ) +NF+req,3 +M IM - 3dB = -107,5dBm+9dB-1,0+2,5-3=-100,0dBm

Hình 6.12 minh họa thí dụ nói trên. Công suất tạp âm cực đại -96 dBm rReq,3= -1,0 dB

Đô nhạy tham chuẩn/anten

-97 dBm

MIM= 2,5dB

Độ lợi phân tập = -3dB

Sàn tạp âm nhiệt + NF

Độ nhạy tham chuẩn/ hai cửa anten

-98,5 dBm

-100 dBm

NF = 9 dB Sàn tạp âm nhiệt -107,5 dBm Bchannel = 5MHz, Bconfig=4,5MHz

Hình 6.12. Quỹ độ nhạy tham chuẩn cho LTE 5MHz UE (NRB=25) Một số thí dụ về tính toán các giá trị điển hình của độ nhạy tham chuẩn được cho trong bảng 6.10 với DFB=0. Bảng 6.10. Độ nhạy tham chuẩn UE Hệ thống

KTNRB (dBm)

NFmax req (dB) (dB)

5/4,5

-107,5

9

-1

Dự trữ Pmin thực (dBm) hiện MIM (dB) 2,5 -100

20/18

-101,4

9

-1

2,5

-94

5/4,5

-107,5

9

17,5

4

-80

20/18

-101,4

9

17,5

4

-74

3,84

-108,2

9

1,2-Gs

2,5

-117

Điều chế Bchannel /NRB (MHz)

QPSK 1/3 LTE UE QPSK 1/3 64QAM 3/4 64QAM 3/4 UMTS QPSK

314

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

(Gs= 21,1dB* là hệ số trải phổ) 6 3 * hệ số trải phổ Gs=10lg(3,84.10 /12,2.10 )= 10lgSF=10lg12821,1dB UE

1/3

Bảng 6.11 tổng kết các tính toán độ nhạy tham chuẩn cho FDD LTE UE, ngoại trừ các giá trị được tô xẫm áp dụng cho tự giảm độ nhạy. Bảng 6.11. Các mức độ nhạy tham chuẩn của UE áp dụng cho điều chế QPSK. Các giá trị trong các ô tô xẫm là kết hợp trong đó giảm độ nhạy trong NRB và công suất ra cực đại được phép để phòng ngừa tự giảm độ nhạy của UE. Băng thông kênh/cấu hình băng thông truyền dẫn (Bchannel /Bconfig) Băng 1,4MHz/ 3MHz/ 5MHz/ 10MHz/ 15MHz/ 20MHz/ 1,08MHz 2,7MHz 4,5MHz 9MHz 13,5MHz 18MHz (dBm) (dBm) (dBm) (dBm) (dBm) (dBm) 1 -100 -97 -95,2 -94 2 -104,2 -100,2 -98 -95 -93,2* -92* 3 -103,2 -99,2 -97 -94 -92,2* -91* 4 -106,2 -102,2 -100 -97 -95,2 -94 5 -104,2 -100,2 -98 -95* 6 -100 -97* 7 -98 -95 -93,2* -92* 5 -103,2 -99,2 -97 -94* 9 -99 -96 -94* -93* 10 -100 -97 -95,2 -94 11 -98 -95* -93,2* -92* 12 -103,2 -99,2 -97 -94* 13 -103,2 -99,2 -97 -94* 14 …. 17 -104,2 -100,2 -98 -95* … 33 -100 -97 -95,2 -94 34 -100 -97 -95,2 -94 35 -106,2 -102,2 -100 -97 -95,2 -94 36 -106,2 -102,2 -100 -97 -95,2 -94 37 -100 -97 -95,2 -94 38 -100 -97 -95,2 -94 39 -100 -97 -95,2 -94 40 -100 -97 -95,2 -94

Chế độ song công

DD/DG DFB (dB)

FDD FDD FDD FDD FDD FDD FDD FDD FDD FDD FDD FDD FDD

1,46 4 4,75 1,13 2,25 1,29 2,4 4,5 1,58 1,18 2,09 2,5 1,48

0 2 3 0 2 0 2 3 1 0 2 3* 3*

FDD

1,67

1*

TDD TDD TDD TDD TDD TDD TDD TDD

315

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hình 6.13 cho thấy độ nhạy tham chuẩn của LTE UE trên các băng thông kênh khác nhau. -70,0 QPSK 1/8 QPSK 1/5

-75,0

Độ nhạy tham chuẩn, dBm

QPSK 1/4 QPSK 1/3

-80,0

QPSK 1/2

-85,0

QPSK 2/3 QPSK 3/4

-90,0

QPSK 4/5 16QAM 1/2

-95,0

16QAM 2/3 16QAM 3/4

-100,0

16QAM 4/5 64QAM 2/3

-105,0

64QAM 3/4 64QAM 4/5

-110,0 0

5

10 15 Băng thông kênh, MHz

20

Hình 6.13. Độ nhạy tham chuẩn LTE UE trên các băng thông kênh khác nhau 6.5.3.4. Giảm độ nhạy cực đại (MSR: Maximum Sensitivity Reduction) đối với từng băng Các nghiên cứu cho thấy rằng trong chế độ FDD, trong một số băng vô tuyến độ nhạy máy thu bị giảm cấp do rò tạp âm phát vào máy thu cao hơn một số băng khác. Xét đến điều này, yêu cầu độ nhạy tham chuẩn được giảm xuống một lượng được gọi là MSD (Maximum Sensitivity Degradation: giảm độ nhạy tham chuẩn cực đại). MSD chưa được đặc tả nhưng nó sẽ thay đổi theo thay đổi yêu cầu độ nhạy tham chuẩn cho từng băng. Yêu cầu MSD xuất phát từ không đủ cách ly trong bộ lọc song công. Nó là đặc thù của từng băng vì nó gần như tỷ lệ với phân cách song công. 6.5.4. Ảnh hưởng của rò tạp âm TX vào máy thu Khi đo kiểm một máy thu trong chế độ FDD, máy phát phải làm việc vì thế cần xét đến rò tín hiệu từ máy phát. Điều này không được áp dụng cho hoạt động bán FDD và TDD. Nguyên nhân rò từ máy phát đến máy thu trong cùng một thiết bị chủ yếu là do cách ly trong bộ lọc song công không đủ. Công suất rò tín hiệu phát tỷ lệ với công suất phát. 316

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Rò tạp âm máy phát đến máy thu làm tăng công suất tạp âm của máy thu, khi này tổng công suất tạp âm (xét tại đầu vào LNA) đựơc biểu diễn như sau: N=Nintrinsic + NTx noise = kT.B config .NF+ NTx noise =kT.B config .NF.DTx noise NTxnoise =Nintrinsic (DTxnoise -1)=Nintrinsic D

(6.10)

Trong đó N là tổng phổ công suất tạp âm, Nintrinsic là công suất tạp âm bản năng máy thu khi không có rò tạp âm từ máy phát (máy phát tắt), NTxnoise là công suất tạp tạp âm rò từ máy phát, k là hằng số Boltzmann bằng 1,38.10-23W.K-1Hz-1, NF là hệ số tạp âm của máy thu, Bconfig là cấu hình băng truyền dẫn, DTxnoise giảm độ nhạy máy thu do rò tạp âm từ máy phát và D là lượng rò tạp âm cho phép để đảm bảo độ giảm cấp độ nhạy cho phép DTxnoise gây ra do rò tạp âm từ máy phát. Ta có thể viết phương trình (6.10) vào dạng dB như sau: N[dBm]= -174dBm.Hz -1 + 10lgB config [dBHz]+NF[dB] +DTxnoise [dB] NTxnoise  174dBm.Hz 1  10lgB config [dBHz]+NF[dB]  D[dB]



D[dB]  10 lg 10

DTx noise [dB]/10

(6.11)



1

Nếu cho phép giảm cấp độ nhạy máy thu DTx noise =0,5 dB so với sàn tạp âm nhiệt tại đầu vào máy thu thì D [dB] =10lg(100,05-1)=-9dB. Nếu xét cho băng thông kênh 5MHz, thì Bconfig= 4,5MHz và 10lg(4,5.106)=66,5dB và hệ số tạp âm của LNA NFLNA=5dB, thì ta được công suất tạp âm cho phép rò từ máy phát như sau: NTxnoise=-174dBm.Hz-1+66,5dBHz+5dB-9dB= -111,5dBm Hay mật độ phổ công suất tạp âm rò TX cho phép: NTxnoise0=-178dBmHz-1 Nếu coi răng cách ly song công cho rò tạp âm là 43 dB và tổn hao bổ sung là 0,5 dB, thì tạp âm cực đại cho phép tại đầu ra của bộ khuếch đại công suất (PA) sẽ là: NmaxPA=-113,5dBm+43dB+0,5dB= -70dBm Hay mật độ công suất tạp âm cho phép đầu ra PA: NmaxPA= -70dBm -10lg(4,5.106)=-136,5dBm Tạp bản năng máy thu trong trường hợp này bằng: Nintrinsic=-174dBmHz-1+ NF[dB]+10lg(Bconfig)[dBHz] =-174dBmHz-1+5dB+66,5dBHz=-102,5dBm Mật độ phổ công suất tạp âm tương ứng bằng: Nintrinsic= -169dBmHz-1 Kịch bản nói trên được minh hoạ trên hình trên của 6.14 với suy hao bộ lọc song công cho rò tín hiệu phát là 52dB. Hình dưới 6.14 thể hiện sơ đồ khối được đơn giản hóa của máy phát thu với kiến trúc biến đổi trực tiếp cho cả máy phát và máy thu. 317

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

26dBm Lọc chặn sóng mang TX của bộ lọc song công  52dB

-26dBm Tạp âm nền máy thu  -102,5dBm -70dBm (-133,5dBm/Hz) Lọc chặn tạp âm của bộ lọc song công cộng tổn hao 43dB+0,5dB 1932,4 MHz Kênh đường lên 26dBm

2122,4MHz

NFLNA=5dB

+23dBm (Cực đại loại 3)

LNA

Trộn hạ tần

Lọc thông thấp

Bộ khuếch đại ADC

52dB Bộ lọc song công

23dBm 3dB

Bộ khuếch đại Trộn nâng tần công suất

Lọc thông thấp

DAC

+26dBm

Tín hiệu phát

Bộ khuếch đại

+26dBm

-159,5 dBc/Hz -133,5 dBm/Hz Phân cách song công

Hình 6.14. Minh họa rò phát trong máy phát thu UE Vấn đề rò phát đặt ra một yêu cầu đặc biệt thách thức nếu các băng vô tuyến có phân cách song công nhỏ. Trong FDD, khi thực hiện chọn lọc hay kiểm tra chặn bằng một tín hiệu gây nhiễu đơn trong một trong số các kênh lân cận, máy thu bị nhiễu bởi chính máy phát của UE. Khi này máy phát của chính UE đóng vai trò như nguồn gây nhiễu thứ hai và trong kịch bản tồi nhất nó có thể gây ra điều chế chéo trong đó các nguồn nhiễu trộn với nhau để tạo ra các sản phẩm điều chế giao thoa trong băng. 6.5.5. Độ chọn lọc kênh lân cận (ACS) Yêu cầu độ chọn lọc kênh lân cận ACS (Adjacent Channel Selectivity) (yêu cầu nhiễu chặn băng hẹp) là số đo khả năng thu tín hiệu mong muốn tại tần số 318

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

kênh được ấn định cho nó khi có mặt tín hiệu kênh lân cận gây nhiễu mà vẫn đảm bảo yêu cầu thông lượng. Thông lượng sẽ bằng hay lớn hơn 95% thông lượng cực đại đối với kênh đo tham chuẩn được đặc tả. ACS là tỷ số của suy hao bộ lọc thu tại tần số kênh được ấn định với suy hao bộ lọc thu tại kênh (các kênh) lân cận. Đối với LTE, ACS được định nghĩa theo cùng một nguyên tắc như UMTS và yêu cầu hiệu năng như nhau cho đến băng thông 10MHz. nhưng giảm đối với 15MHz và 20 MHz. LTE ACS được định nghĩa cho từng băng thông, sử dụng tín hiệu LTE được điều chế là nhiễu, công suất phát đường lên thấp hơn công suất cực đại 24dB theo cấu hình tối thiểu đường lên và chỉ được định nghĩa cho các điều kiện SNR thấp. Để có thể kiểm tra khả năng của máy thu xử lý toàn bộ dải động yêu cầu, yếu cầu ACS được đặc tả cho hai trường hơp: (1) công suất nhiễu kênh lân cận thấp và (2) công suất nhiễu kênh lân cận cao. Trong cả hai trường hợp tỷ số tín hiệu trên nhiễu C/I được đặt bằng -31,5dB. UE phải đáp ứng yêu cầu tối thiểu về ACS theo đặc tả trong bảng 6.13 cho cả hai trường hợp. Tuy nhiên không thể đo trực tiếp ACS mà thay vào đó là các thông số đo kiểm ACS được thực hiện theo bảng 6.14 cho trường hợp nhiễu thấp và 6.15 cho trường hợp nhiễu cao. Bảng 6.16. Chọn lọc kênh lân cận (ACS) Băng thông kênh 1.4 MHz

ACS [dB] Bảng 6.14.

33,0

3 MHz

33,0

5 MHz

10 MHz

33,0

33,0

15 MHz

30

20 MHz

27

Các thông số đo kiểm cho ACS cho trường hợp 1 (nhiễu thấp) Băng thông kênh 1,4

3

5

10

15

20

MHz

MHz

MHz

MHz

MHz

MHz

Công suất trung bình tín hiệu mong muốn [dB] Công suất nhiễu Pmin+ [dBm] 45,5 dB Băng thông nhiễu 1,4 [MHz] Dịch tần nhiễu 1,4 [MHz] / -1,4

Pmin+14dB

Pmin+ 45,5 dB 3

Pmin+ 45,5 dB 5

Pmin+ 45,5 dB 5

3+ / -3

5+ / -5

7,5+ / -7,5

Pmin+ 42,5 Pmin+ dB 39,5 dB 5 5 10 / -10

12,5 / -12,5

319

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 6.15.

Các thông số đo kiểm cho ACS cho trường hợp 2 (nhiễu cao) Băng thông kênh

Công suất trung bình tín hiệu mong muốn, Pmm [dB] Công suất tín hiệu gây nhiễu, Pnhiễu [dBm] Băng thông nhiễu [MHz] Dịch tần nhiễu [MHz]

1,4

3

5

10

15

20

MHz

MHz

MHz

MHz

MHz

MHz

-25dBm

-56,5

-56,5

-56,5

-56,5

-53,5

-50,5

1,4

3

5

5

5

5

1,4 / -1,4

3 / -3

5 / -5

7,5 / -7,5

10 / -10

12,5/ -12,5

Trường hợp ACS với nhiễu kênh lân cận thấp (trường hợp đo kiểm 1) Trong trường hợp ACS này, giống như trong UMTS, tín hiệu mong muốn cao hơn độ nhạy tham chuẩn Pmin 14dB (bảng 6.14) và vì thế nhận mức tuyệt đối khác nhau cho từng băng thông. Đối với băng thông từ 10MHz trở xuống, ACS bằng 33 dB (bảng 6.13) bao gổm cả 2,5 dB dự trữ thực hiện. Tại các băng thông lớn hơn, C/I giảm. Vì thế đối với băng thông 5MHz, với độ nhạy tham chuẩn Pmin=100dBm, tín hiệu mong muốn là -86dBm và nhiễu kênh lân cận là -54,4dBm. Đối với băng thông từ 5MHz trở xuống, băng thông nhiễu bằng băng thông tín hiệu mong muốn. Đối với băng thông cao hơn 5MHz, băng thông nhiễu bằng 5MHz, nghĩa là thiết bị đo kiểm vô tuyến không cần phải tạo ra nhiễu có băng thông rộng hơn. Hậu quả là công suất nhiễu tập trung tại biên của kênh lân cận nơi mà các bộ lọc được sử dụng trong máy thu có độ chọn lọc kém nhất. Các bộ lọc số có độ dốc cao vì chúng được thiết kế cho OFDM, nhưng các bộ lọc tương tự trong đầu vô tuyến của máy thu có suy hao thấp hơn nhiều tại vùng gần biên kênh vì thế làm dãn dải động tại ADC. Để bù trừ, ACS được giảm 3dB cho 15MHz và 6dB cho 20 MHz. ACS là hiệu số giữa công suất tín hiệu gây nhiễu trung bình (Pmin) và công suất nhiễu cực đại cho phép (Imax) được tính toán như sau: Pmm  SNR req,3  I max [dBm]=Pmm  SNR req,3 I max

(6.12)

A CS  PnhiÔu  I max

320

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong đó SNRreq,3=req,3+MIM là tỷ số tạp âm hiệu dụng, req,3 là tỷ số tín hiệu trên nhiễu cộng tạp âm yêu cầu nhận được từ mô phỏng (= -1dB) và MIM là dự trữ thực hiện máy thu (= 2,5dB). Biểu đồ mức về yêu cầu đối với hai băng thông được trình bày trên hình 6.15 cho trường hợp 1. Pnhiễu=Pmin+45,5dB=-54,5dB Băng thông kênh 5MHz

Pmm=-86dBm

Băng thông kênh 5MHz

Tín hiệu mong muốn

14dB

Pmin=-100dBm

C/I=-31,5dB ACS=Pnhiễu- Imax = 33dB

SNRreq,3=1,5dB

Nhiễu kênh lân cận

Imax=Pmm-SNRreq,3 = -87,5dBm

5MHz

Pmm=-86dBm

Pnhiễu=Pmin+39,5dB=-54,5dB

Băng thông kênh 20MHz

Pmm=-80dBm

14dB

Tín hiệu mong muốn

Nhiễu kênh lân cận

Pmin=-94dBm

C/I=-25,5dB

Băng thông kênh 5MHz

ACS=Pnhiễu- Imax = 27dB

SNRreq,3=1,5dB Imax=Pmm-SNRreq,3 = -81,5dBm

12,5MHz SNRreq,3= rreq,3+MIM

Hình 6.15. Minh họa chọn lọc kênh lân cận (ACS) Khoảng trống giữa biên của tín hiệu mong muốn và biên của nhiễu phụ thuộc vào độ rộng băng của cả hai tín hiệu này. Giả sử cả hai đều sử dụng toàn bộ các RB được ấn định, khoảng trống này được tính là 1,25 MHz đối với 20MHz và giảm xuống thấp nhất bằng 300 kHz đối với độ rộng băng 3MHz. Dưới độ rộng băng này mức độ sử dụng kênh giảm vì thế khoảng trống tăng. Lưu ý rằng xét theo phần trăm, khoảng trống 1,25MHz cạnh kênh 20MHz thực ra nhỏ hơn khoảng trống 300 MHz cạnh kênh 3MHz (6,25% so với 10%). Các bộ lọc kênh cần được thiết kế tỷ lệ với băng thông vì thế tỷ lệ phần trăm này quyết định các yêu cầu về độ dốc bộ lọc. So sánh các chế độ 20MHz và 5MHz ta thấy rằng tỷ lệ phần trăm gần như tăng gấp đôi nhưng quy định giảm 6dB, vì thế các yêu cầu độ dốc phải giống nhau.

321

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trường hợp ACS nhiễu cao (trường hợp 2) Trong trường hợp ACS nhiễu kênh lên cận cao, yêu cầu ACS sử dụng công suất nhiễu kênh lân cận -25dBm. Công suất tín hiệu mong muốn cố định tại 31,5dB thấp hơn -25dBm đối với các băng thông từ 10MHz trở xuống (nghĩa là 56,5dBm). Dự trữ giữa công suất tín hiệu mong muốn và độ nhạy tham chuẩn thay đổi theo băng thông từ 41,0dB đến 52,0dB và khá cao so với sàn tạp âm vì thế không quan trọng lắm. Trong thực tế, đo kiểm khắt khe nhất là một đo kiểm nào đó nằm giữa các đo kiểm ACS nhiễu thấp và nhiễu cao. Giả thiết là dải động của máy thu bị hạn chế, sẽ có một điểm mà tại đó công suất nhiễu bắt đầu đủ lớn để đòi hỏi phải giảm khuếch đại tần đầu máy thu. Sự giảm này sẽ dẫn đến giảm hệ số tạp âm tại điểm công suất tín hiệu mong muốn không được cao. Vì thế cần thiết kế giải thuật điều khiển khuếch đại cẩn thận để tránh các vấn đề này. 6.5.6. Tỷ số nhiễu kênh lân cận (ACIR) Chọn lọc kênh lân cận (ACS) và tỷ số rò kênh lân cận (ACLR) kết hợp cho ta tỷ số nhiễu kênh lân cận (ACIR: Adjacent Channel Interference Ratio)). ACIR là tỷ số của tổng công suất phát từ một nguồn với tổng công suất nhiễu tác động lên máy thu nạn nhân phát sinh từ các khiếm khuyết của cả máy phát và máy thu. ACIR được rút ra như sau: A CIR 

1 1 1  A CLR A CS

(6.12)

ACLR và ACS được sử dụng rất nhiễu trong các nghiên cứu về sự đồng tồn tại của các hệ thống thông tin di động. 6.5.7. Nhiễu chặn Yêu cầu nhiễu chặn là một số đo khả năng máy thu thu tín hiệu mong muốn tại tần số kênh ấn định cho nó khi có mặt một nguồn nhiễu không mong muốn mà vẫn đảm bảo yêu cầu về thông lượng. Nguồn nhiễu không mong muốn trong trường hợp này phải là các nhiễu tại các tần số không phải kênh lân cận và không gây ra đáp ứng giả. Thông lượng phải bằng hoặc lớn hơn 95% thông lượng cực đại của kênh đo tham chuẩn. 6.5.7.1. Nhiễu chặn trong băng Nhiễu chặn trong băng hay còn được gọi là chọn lọc kênh lân cận không phải kênh lân cận (NACS: Non-Adjacent Channel) hoặc chọn lọc kênh lân cận thứ 322

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

hai là một số đo khả năng máy thu thu được tín hiệu mong muốn khi có mặt các tín hiệu không mong muốn trong băng thu hay trong 15MHz thấp hoặc cao hơn biên của băng thu mà vẫn đảm bảo thông lượng băng hay lớn hơn 95% thông lượng cực đại của kênh đo. Các tín hiệu nhiễu là các tín hiệu được điều chế và có cùng độ rộng băng như được đặc tả cho ACS. Các yêu cầu tối thiểu để đảm bảo thông lượng yêu cầu được đặc tả bởi các thông số trong bảng 6.16 cho hai trường hợp. Bảng 6.16. Các thông số chặn trong băng Hệ thống Thông số thu

1,4

3

LTE Băng thông kênh [MHz] 5 10 15

UMTS 20

3,84

Công suất trung bình Pmin+giá trị phụ thuộc băng thông kênh dưới đây tín hiệu mong muốn 3 6 6 6 6 7 9 [dBm] Công suất nhiễu -56 trường hợp 1 [dBm] Công suất nhiễu -44 trường hợp 2 [dBm] Tỷ số tín hiệu trên −44,2 −40,2 −38,0 −35,0 −32,2 −28,9 −37 nhiễu trường hợp 1 [dB] Tỷ số tín hiệu trên −56,2 −55,5 −52,2 −50,0 −44,2 −40,9 −49 nhiễu trường hợp 2 [dB] Băng thông nhiễu 1,4 3 5 5 5 5 3,84 Bin [MHz] Dịch tần nhiễu =-Bchannel/2 -1,5Bin và =+Bchannel/2 + 1,5Bin 10 trường hợp 1 [MHz ±6 ±10 ±12,5 ±15 ±17,5 2,8 Dịch tần nhiễu  -Bchannel/2- 2,5Bin và trường hợp 2 [MHz] -4,2 -9 -15 và và và 4,2 9 15

 +Bchannel/2 + 2,5Bin -17,5 -20 -22,5 và và và 17,5 20 22,5

15

Tồn tại hai yêu cầu, trong đó yêu cầu thứ nhất với nhiễu -56dBm trong kênh lân cận thứ hai và yêu cầu thứ hai với công suất nhiễu -44dBm trong kênh lân cận thứ ba hoặc xa hơn cho tới dịch tần 15MHz bên ngoài băng. Các công suất này cũng giống như trường hợp UMTS. Khác với ACS, không cần lặp tại lọc nhiễu trong băng các mức tín hiệu cao hơn vì thế không cần đo kiểm cho cùng dải động như trường hợp ACS. Tuy nhiên, 323

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

mức tín hiệu mong muốn thấp hơn nhiều, chỉ cao hơn độ nhạy tham chuẩn 6dB đối với băng thông từ 10MHz trở xuống. Vì thế C/I cũng rất thấp, xuống đến 56,2dB đối với kênh lân cận thứ ba. Vì thế tổng lọc yêu cầu sẽ vào khoảng -60dB tại ba lần băng thông. Bảng 6.16 cũng cho thấy yêu cầu nhiễu chặn trong băng đối với UMTS. Đối với UMTS, công suất tín mong muốn bao gồm cả độ lợi trải phổ. 6.5.7.2. Nhiễu chặn ngoài băng Các đo kiểm nhiễu chặn ngoài băng (OOB) đánh giá khả năng máy thu thu tín hiệu mong muốn tài kênh được ấn định khi có mặt các tín hiệu nhiễu nằm ngoài băng tần thu tại dịch tần 15MHz thấp hơn hoặc cao hơn băng thu. Yêu cầu tối thiểu phải đảm bảo thông lượng bằng 95% thông lượng cực đại đối với tín hiệu đường xuống có các thông số được đặc tả trong bảng 6.17 cho ba vùng tần số. Bảng 6.17. Các thông số nhiễu chặn ngoài băng Băng thông kênh Thông số

Công suất trung bình tín hiệu mong muốn 6 [dB]

1,4

3

5

10

15

20

MHz

MHz

MHz

MHz

MHz

MHz

Pmin+giá trị phụ thuộc băng thông kênh dưới đây 6

Vùng 1 Công suất nhiễu -44 [dBm] Dịch tần nhiễu CW fDL_low -15 to [MHz] fDL_low -60 fDL_high +15 to fDL_high + 60

6

6 Vùng tần số Vùng 2 -30

fDL_low fDL_low fDL_high fDL_high

-60 to -85 +60 to +85

7

9 Vùng 3 -15

fDL_low -85 to 1 MHz fDL_high +85 to +12750 MHz

* FDL_low và FDL_high là tần số biên dưới và biên trên của băng tần thu UE .

Tín hiệu mong muốn có công suất cao hơn độ nhạy tham chuẩn 7dB đối với các băng thông kênh từ 10MHz trở xuống và tăng 7dB đến 9dB đối với băng thông 15MHz và 20MHz. Nhiễu chặn là một tín hiệu không điều chế (CW). Nhiễu chặn có công suất 44dBm tại các dịch tần từ 15MHz đến 60MHz, -30dBm tại các dịch tần từ 60 đến 85MHz và -15dBm tại các dịch tần từ 65 đến 1275MHz. Các giá trị này đều giống 324

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

như đối với UMTS. Trong thực tế dịch tần của nhiễu chặn đơực quy định bằng dịch tần từ biên kênh cộng một nửa băng thông kênh cộng và băng bào vệ (2,4MHz). Chẳng hạn đối với băng thông kênh 5 MHz, nhiễu chặn -44dBm nằm tại dịch tần tối thiểu là 15+2,5+2,4= 19,9MHz: gần bằng bốn lần thông. Giống như UMTS, còn có thêm yêu cầu bổ sung cho băng 2 (DCS1800), 5 (GSM850), 12 và 17 gồm một nhiễu chặn -15dBm với dịch tần 20MHz đối với băng 2 và 5, 12MHz đối với băng 12 và 18MHz đối với băng 17. 6.5.7.3. Nhiễu chặn băng hẹp Chặn băng hẹp là một số đo khả năng máy thu thu tín hiệu mong muốn tại tần số kênh ấn định khi có mặt một nhiễu chặn không mong muốn không được điều chế (CW) tại các tần số khác với tần số của các kênh lân cận hay tần số gây ra đáp ứng giả. Dịch tần nhiễu chặn trong trường hợp này nhỏ hơn khoảng cách giữa các kênh. Yêu cầu tối thiểu phải đảm bảo thông lượng bằng 95% thông lượng cực đại đối với tín hiệu đường xuống có các thông số được đặc tả trong bảng 6.18. Bảng 6.18. Các thông số nhiễu chặn băng hẹp LTE Băng thông kênh [MHz] Thông số

1,4

3

5

10

15

UMTS 20

3,84

Công suất trung bình Pmin+giá trị phụ thuộc băng thông kênh dưới đây tín hiệu mong muốn 13* 22 18 16 13 14 16 [dB] Công suất nhiễu -55 -55 -55 -55 -55 -55 -56 [dBm] Tỷ số tín hiệu trên -29,2 -29,2 -29 -29 -26,2 -22,9 -29 nhiễu, C/I [dB] Dịch tần [MHz] ±0,9 ±1,7 ±2,7 ±5,2 ±7,7 ±10,2 ±2,7 Dịch tần so với biên 0,36 băng thu* tín hiệu mong muốn [MHz]

0,35

0,45

0,7

0,95

1,2

-

* Công suất tín hiệu mong muốn bao gồm hệ số trải phổ 128 dẫn đến độ lợi 21dB. ** Băng thu được tính theo cấu hình băng thông trong bảng 6.1. Nhiễu chặn CW nằm cách biên gần của kênh lân cận 200 kHz. Đối với băng thông 5MHz, băng thu là 5,5MHz d và dịch tần là 2,7MHz cách biên tín hiệu mong muốn 450MHz. Dịch tần của nhiễu chặn so với biên tín hiệu mong muốn giảm cùng vaới băng thông và tiến đến 350KHz đối với băng thông 3MHz. Dưới băng thông 3MHz độ chiếm kênh giảm bù cho giảm khoảng trống giữa các băng. 325

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đối với đo kiểm này, đối với băng thông từ 10MHz trở xuống, công suất của tín hiệu mong muốn vào khoảng -84dBm, công suất nhiễu chặn vào khoảng 55dBm và C/I vào khoảng -29dBm. So sánh với đo kiểm ACS ta thấy C/I 3dB thấp hơn và công suất tín hiệu mong muốn giống nhau. Tuy nhiên khoảng trống giữa băng tín hiệu mong muốn và các tín hiệu nhiẫu nằm trong khoảng từ 30kHz đến 50kHz và điều này làm cho đo kiểm nhiễu chặn băng hẹp đòi hỏi cấp bách hơn đo kiểm ACS. So sánh với nhiễu chặn băng hẹp UMTS với trường hợp LTE 5MHz ta thấy, tín hiệu mong muốn trong trường hợp LTE là -104dBmvà nhiễu chặn nằm tại dịch tần tương tự 2,7MHz với công suất gần giống -56dBm (hay dịch tần 2,8MHz và công suất -55dBm cho một số băng). Điều quan trọng hơn là nhiễu chặn đối với UMTS thực chất là tín hiệu được điều chế GMSK chứ lhông phải CW. Tín hiệu GMSK có băng hơi nhỏ hơn QPSK (tất nhiên không hẹp như CW) và điều chế cho đường bao không đổi và thí không thay đổi PARP khi tăng méo phi tuyến. Cân đối lại ta thấy các quy định nhiễu chặn băng hẹp cho UMTS và LTE có mức độ đòi hỏi cấp bách gống nhau. Đặc tả chặn băng hẹp là một đo kiểm nghiêm ngặt về khả năng máy thu loại bỏ các sản phẩm điều chế giao thoa bậc ba phát sinh từ điều chế chéo do tín hiệu rò từ máy phát xuất hiện gần nhiễu chặn băng hẹp. Tần số của sản phẩm điều chế chéo chỉ phụ thuộc và tần số nhiễu chặn băng hẹp mà không phụ thuộc vào tần số máy phát hay bất kỳ nhiễu chặn băng hẹp khác. Đối với các dịch tần nhỏ được đặc tả bởi UMTS và LTE, hầu như một nửa nhiễu chặn băng hẹp sẽ xuất hiện trong băng. 6.5.8. Đáp ứng giả Đáp ứng giả là một số đo về khả năng máy thu thu tín hiệu mong muốn tại tần số được ấn định mà không gây giảm cấp vượt quá quy định khi có mặt một tín hiệu nhiễu CW tại mọi tần số gây ra đáp ứng giả. Yêu cầu tối thiểu đối với đáp ứng giả phải đảm bảo thông lượng bằng 95% thông lượng cực đại đối với tín hiệu đường xuống có các thông số được đặc tả trong bảng 6.19. Bảng 6.19. Các thông số đáp ứng giả LTE Thông số Công suất trung bình tín hiệu mong muốn [dB]

1,4

3

5

10

15

20

Pmin+giá trị phụ thuộc băng thông kênh dưới đây 6

6

6

6

7

9 326

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Công suất nhiễu [dBm] Dịch tần [MHz]

-44 Các tần số gây đáp ứng giả

Các tần số mà tại đó thông lượng không đáp ứng các yêu cầu đo kiểm chặn ngoài băng (OOB) được gọi là các tần số đáp ứng giả. Các đáp ứng giả xẩy khi các tần số đặc thù của tín hiệu nhiễu trộn với tần số cơ bản hay hài của bộ dao động nội thu tạo ra một thành phần tần số băng gốc không mong muốn. Các đáp ứng giả được đo bằng cách ghi lại khi nào thì đo kiểm nhuễy chặn ngoài băng không đạt. Tại các tần số đáp ứng giả, máy thu LTE vẫn phải đạt được thông lượng yêu cầu (bằng 95% thông lượng cực đại) với nhiễu chặn -44dBm và mức tín hiệu mong muốn giống như trong đo kiểm nhiễu chặn ngoài băng. Chẳng hạn nếu đó được đáp ứng giả với công suất nhiễu chặn -30dBm, thì thông lượng yêu cầu phải đạt được khi giảm mức nhiễu giả xuống còn -44dBm. 6.5.9. Các yêu cầu điều chế giao thoa 6.5.9.1. IMD3 Các sản phẩm điều chế giao thoa đựơc tạo ra khi hai hay nhiều tần số (hay còn gọi là tông) xuất hiệu tại đầu vào một thiết bị phi tuyến như bộ khuếch đại. Một chuỗi lũy thừa mô tả tất cả các tổ hợp có thể có của các tần số được tạo ra. Các sản phẩm điều chế giao thoa nhận được từ quá trình trộn một tần số (tông) nằm ngoài băng tần mong muốn có thể rơi vào băng mong muốn. Vấn đề càng trở nên nghiêm trọng hơn đối với các tông trong băng, vì khi này bộ lọc vô tuyến không gây được tổn hao đối với nó. Khi thiết bị bị đẩy sâu vào vùng phi tuyến, các biên độ của các sản phẩm ngoài băng sẽ tăng, trong khi công suất của các tần số gốc không tăng thậm chí có thể giảm tại đầu ra. Nếu thiết bị không bị giới hạn công suất ra, thì các công suất của các sản phẩm điều chế giao thoa sẽ tăng đến mức các tần số gốc. Loại bỏ đáp ứng điều chế giao thoa là một số đo khả năng máy thu thu tín hiệu mong muốn trong tần số kênh được ấn định khi có mặn hai hay nhiều hơn các tín hiệu nhiễu tại các dịch tần so với tín hiệu mong muốn mà tại đó các sản phẩm méo điều chế giao thoa (IMD) rơi vào băng mong muốn. Các sản phẩm điều chế giao thoa bậc ba gây nhiễu mạnh nhất. Thủ tục chuẩn để đo hiệu năng điều chế giao thoa của máy thu là sử dụng hai tần số (tông) CW dịch tần so với tần số của sóng mang mong muốn, trong đó một tần số có dịch tần gấp đôi tần số kia. Khi đặt một tần số tại dịch tần gấp đôi dịch tần của tần số, sản phẩm điều chế giao thoa bậc ba là hiệu số giữa hai tần số này sẽ rơi và băng thu tín hiệu mong muốn. Đo kiểm này được định nghĩa cho UMTS với tên gọi yêu cầu điều chế giao thoa băng hẹp. UMTS cũng có đo kiểm điều chế giao thoa băng rộng với các nhiễu được đặt tại các dịch tần lớn hơn và một trong hai nhiễu là tín 327

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

hiệu được điều chế UMTS. Đo kiểm này được thiết kế để đánh giá ảnh hưởng của các sản phầm IMD phát sinh từ việc tín hiệu UMTS rơi vào các kênh khác. Đối với LTE, có thể định nghĩa yêu cầu điều chế giao thoa băng hẹp theo cùng nguyên tắc như trong UMTS với sử dụng hai tín hiệu CW làm nhiễu. Tuy nhiên do sản phẩm IMD3 rơi lên tín hiệu mong muốn sẽ chỉ giảm hiệu năng của một vài sóng mang con, nên ảnh hưởng lên thông lượng sẽ bị giảm thiểu. Vì thế quy định này không có trong đặc tả hiện thời của LTE và hiện thời trong LTE chỉ có quy định cho điều chế giao thoa băng rộng. Yêu cầu tối thiểu đối với điều chế giao là phải đảm bảo thông lượng bằng 95% thông lượng cực đại đối với tín hiệu đường xuống có các thông số được đặc tả trong bảng 6.20. Bảng 6.20. Các thông số điều chế giao thoa băng rộng Thông số thu Công suất trung bình tín hiệu mong muốn [dBm] Công suất nhiễu CW [dBm] Công suất nhiễu điều chế [dBm] Băng thông nhiễu điều chế Bin [MHz] Dịch tần nhiễu CW, fin1 [MHz] Dịch tần nhiễu điều chế [MHz]

1,4

3

Băng thông kênh [MHz] 5 10 15

20

Pmin+giá trị phụ thuộc băng thông kênh dưới đây 12

8

6

6 -46

7

9

-46 1,4

3

5

=-Bchannel/2 -1,5Bin và =+Bchannel/2 + 1,5Bin 2fin1

Đối với yêu cầu hiệu năng điều chế băng rộng của LTE, nhiễu được điều chế được quy định là có cùng độ rông băng tần như đo kiểm ACS và độ rông băng đựơc ký hiệu vlà ‘Bin’. Nhiễu CW có dịch tần bằng Bchannel/2+1,5Bin, trong đó Bchannel là băng thông kênh. Vì thế đối với băng thông kênh 5MHz, dịch tần nhiễu CW bằng 10MHz và nhiễu điều chế có dịch tần là 20MHz bằng hai lần dịch tần của nhiễu CW giống như đối với UMTS. Công suất nhiễu đối vớiCW và điều chế đều bằng -46dBm giống như UMTS. Mức tín hiệu mong muốn cao hơn độ nhạy tam chuẩn một lượng thay đổi từ 6dB đến 12dB. Việc quy định thay đổi mức tín hiệu mong muốn nhằm duy trì giá trị tuyệt đối của nó gần bằng -94dBm và vì thế đảm bảo yêu cầu IMD ổn định đối với từng băng thông. Đối với băng thông kênh 5MHz, mức tín hiệu mong muốn cao hơn độ nhạy 6 dB và cao hơn mức tín hiệu mong muốn trong UMTS 3dB. Đối với các băng thông từ 10MHz trở lên, độ rộng băng tần nhiễu được điều chế luôn bằng 5MHz. Vì thế công suất nhiễu sẻ chỉ phân bố trên một băng tần 328

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

hẹp hơn tín hiệu mong muốn và công suất nhiễu trên từng sóng mang con sẽ cao hơn công suất tín hiệu mong muốn trên từng sóng mang con theo tỷ số giữa các băng này. Điều này làm tăng thêm yêu cầu IMD6. Chẳng hạn, đối với băng thông 20MHz, cần xét đến một giá trị bằng 10lg(Bchannel/Bin)=6dB khi tính toán yêu cầu IMD6. Cách thông thường để tính toán hiệu năng IMD của máy thu là xác định điểm cắt bậc ba (II3: Third-order Intercept Point). IP3 là điểm lý thuyết nơi mà biên độ của sản phẩm IMD3 bằng biên độ của các tần số cơ bản. Các sản phẩm IMD3 tăng theo mũ ba của một trong các tần số vào (chằng hạn công suất tăng theo tốc độ 30dB/decade, ba lần tốc độ tăng của tần số cơ bản). Vì thế tại một mức công suất nào đó các sản phẩm IMD3 sẽ vượt tín hiệu cơ bản; điểm mà tại đó các đường cong phụ thuộc công suất vào của các công suất ra của IMD3 và tín hiệu cơ bản cắt nhau được gọi là IP6. Tại điểm này theo định nghĩa công suất IMD3 IIMD3=0dBc. Mức công suất tương ứng tại đầu vào đựơc gọi là IIP3 (Input IP3: điểm cắt bậc ba đầu vào) và công suất đầu ra khi xẩy ra điểm cắt này là OIP3 (Output Third-order Intercept Point). OIP3 cao hơn IIP3 một lượng băng hệ số khuếch đại của máy thu. IIP3 được tính giống như phương trình (2.40) trong chương 2 như sau: IIP3=3.P2in  I IMD3  / 2  OIP3  A 1

(6.14)

trong đó A1 là hệ số khuếch đại máy thu đối với tín hiệu cơ bản, Pin là công suất của một tông tại đầu vào hệ thống và IIMD3 là công suất sản phẩm IMD3 tham chiếu đầu vào (tất cả tính theo dB). Không thể đo IIP3 trực tiếp, vì khi bộ khuếch đại đạt đến điểm này nó sẽ bị quá tải nặng. Thay vào đó bộ khuếch đại đựơc đo tại công suất tông đầu vào thấp và IIP3 được tìm theo ngoại suy. Có thể sử dụng đo kiểm điều chế giao thoa băng rộng để rút ra yêu cầu IIP6. Các sản phẩm IMD3 rơi vào băng thu và cộng với tạp âm hiện hữu của máy thu. Công suất IMD3 cực đại cho phép được quy chiếu đầu vào (bằng cách chia công suất IMD3 đầu ra cho hệ số khuếch đại A1) IIMD3 phải ở mức mà tại đó tỷ số tín hiệu trên tạp âm cộng nhiễu thấp hơn tỷ số tín hiệu trên tạp âm cho phép tối tiểu của máy thu: Pmm .(B ® / B config )

 N.(B

® / B config )  I IMD3 



P Pmm 2P  min,MRC  min  N  I IMD3.(B config / B ®  Nmax Nmax

(6.15)

Trong đó Pmm là công suất tín hiệu mong muốn, (Bđ/Bconfig) là tỷ số giưã băng thông đo và cấu hình băng thông, N là công suất tạp âm, IIMD3 là công suất nhiễu IMD3, Pmin,MRC là công suất tối thiểu cho phép sau kết hợp tỷ lệ cực đại, Pmin là độ nhạy và Nmax là công suất tạp âm cực đại cho phép. Thay N=Nmax và thực hiện một số biến đổi cho phương trình (6.15) ta được: 329

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng  2P  P  B P I IMD3   mm Nmax  Nmax  . ®  mm Nmax  1  min Pmm  2Pmin  B config 2Pmin  Pmm  2Pmin  B ®  1  . SNR req,3  Pmm  B config

 B® .  B config

(6.16)

Chuyển vào dB ta được:  2P I IMD3[dBm]  Pmm  SNR req,3  10 lg 1  min Pmm 

  B config    10 lg    B®  

(6.18)

Để làm thí dụ ta tính yêu cầu IIP3 cho băng thông kênh 15MHz. Giả thiết tổng yêu cầu tỷ số tín hiệu trên nhiễu cộng tạp âm và dự trữ thực hiện: SNRreq,3= req,3+MIM=1,5dB. Tín hiệu mong muốn cao hơn độ nhạy tham chuẩn 7dB và bằng -88,2dBm. Ta có thể tính được công suất nhiễu IMD3 như sau:  13,5  I IMD3[dBm]  88,2  1,5  10 lg 1  2.10 7 /10   10 lg    5 

IIMD3[dBm]=-88,2-1,5-2,2-4,3= -96,2 IIP3 tính theo phương trình (6.14) như sau: IIP3[dBm]= [6.(-46)+96,2]/2= -20,9dBm Bảng 6.21 tổng kết tính toán IIP3 cho các băng thông kênh khác nhau. Bảng 6.21. IMD3 Hệ thống Băng thông tín hiệu mong muốn [MHz] Công suất tín hiệu mong muốn cao hơn độ nhạy tham chuẩn [dB] Công suất nhiễu [dBm] C/I [dB] Dịch tần của các nhiễu [MHz] Bconfig/Bin [dB] Dự trữ nhiễu

LTE 1,4

3

5

10

15

20

12

8

6

6

7

9

UMTS 3,84

3

-46 -48,2 2,8; 5,6 -1,13 0,59

-48,2 6; 12 -0,46 1.66

-48.0 10; 20 -0,46 3

-45,0 12,5; 25 2,55 3

-42,2 15; 30 4,3 2,2

-38,9 17,5; 35 5,56 1,26

-47 10; 20 0 3 330

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

IMD3 IIMD3 -98,04 -98,05 -96,2 -93,33 -99* IIP3[dBm] -20 -20 -20,9 -22,33 19,5 * nếu chỉ xét nhiễu IMD3 và không xét đến các rò nhiễu như ở chương hai. 6.5.9.2. IMD3 ngoài băng IMD3 ngoài băng xuất hiện do công suất phát rò rỉ và xuất hiện một nhiễu chặn. Nhiễu chặn ngoài băng sẽ trộn với tín hiệu rò từ máy phát và nếu nhiễu chặn này nằm giữa băng tần phát và băng tần thu Df=(ftx+frx)/2 thì tạo ra các sản phẩm bậc ba rơi vào băng thu. Đối với băng I, khoảng cách song công là 190MHz, vì thế một nhiễu chặn tại 95MHz (công suất -15dBm) có thể gây ra IMD6. Vì suy hao bộ lọc song công vào khoảng 30 dB vì thế công suất này giảm xuống còn Ibock=-45dBm. Rò phát bằng -26dBm. Rò phát -26dBm và nhiễu chặn CW -45dBm được thay thế bằng hai tín hiệu đồng mức: Pin 

1 2  26dBm    45dBm   38,7dBm 3 3

Trong đó nhiễu gần tín hiệu mong muốn hơn được đánh trọng số cao hơn. Ta xét IIP3 cho băng thông kênh 15MHz. Theo bảng ta đựơc IIMD3=-96,2dB và hiệu chỉnh thêm 2dB suy hao bộ lọc song cống, IIP3 được tính toán như sau: IIP3= 0,5(3Pin-(IIMP3-2)) = -0,5(3(-38,7dBm)+98,2)=-8,25dBm 6.5.10. Phát xạ giả Công suất phát xạ giả là công suất được tạo ra hay được khuếch đại trong máy thu và xuất hiện tại connectơ anten. Yêu cầu tối thiểu là mọi công suất phát xạ giả CW không được vượt quá mức cực đại được đặc tả trong bảng 6.22. Bảng 6.22. Các yêu cầu chung đối với phát xạ giả của máy thu Băng tần 30MHz  f < 1GHz 1GHz  f  12.75 GHz

Độ rộng băng đo 100 kHz 1 MHz

Mức cực đại -57 dBm -47 dBm

331

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

6.6. CÁC VẤN ĐỀ CHUNG THIẾT KẾ 4G LTE UE 6.6.1. Mở đầu Tất cả các LTE UE phải hỗ trợ các giao diện vô tuyến chuẩn. Chức năng LTE sẽ được cấu trúc trên đỉnh kiến trúc 2G GSM/EDGE và 3,5G WCDMA/HSPA. Phần này sẽ trình bày các khác biệt chính và các vấn đề mới khi thiết kế LTE UE so với WCDMA UE. 6.6.2. Các vấn đề cần giải quyết khi thiết kế phân hệ vô tuyến 6.6.2.1. Hộ trợ đa chế độ và đa băng Thiết bị LTE có nhiệm vụ đảm bảo kết nối đến các giao diện vô tuyến chuẩn để cung cấp khả năng chuyển mạng của khách hàng trong các vùng chưa thể triển khai các trạm gốc LTE. Mấu chốt để có thể tiếp nhận công nghệ mới là đảm bảo được tính liên tục trong việc cung cấp dịch vụ cho nghười sử dụng. Thiết bị cũng phải hỗ trợ được các yêu cầu theo vùng và chuyển mạng của các nhà khai thác khác nhau và vì thế phải hỗ trợ đựơc nhiều băng tần. Để có thể đưa ra thành công một công nghệ mới, hiệu năng của UE phải có khả năng cạnh tranh với các công nghệ hiện có xét về các tiêu chí chủ chốt như giá thành, kích thước và tiêu thu năng lượng. Quy định chỉa các băng tần 3GPP đã được tổng kết trong bảng 6.1. Mặc dù có thể thiết kế các khối vô tuyến và vòng khóa pha (PLL: Phase Locked Loop) của một máy thu phát (TRX), nhà thiết kế vẫn phải quyết định sẽ hỗ trợ bao nhiêu băng tần đồng thời trong một đầu cuối để tối ưu phần vô tuyến. Điều này dẫn đến số lượng và dải tần số của các bộ khuếch đại tạp âm nhỏ (LNA: Low Noise Amplifier) và các bộ đệm phát. Các xem xét tương tự cũng cần tiến hành đối với các phần tử đầu vô tuyến (FE: Front-End) liên quan đến số lượng và các tổ hợp các bộ khếch đại công suất (PA), các bộ lọc và số các cửa chuyển mạch anten. Tương tự, cũng cần quyết định số các băng được hỗ trợ cần thiết trong đường truyền phân tập. Hỗ trợ các tiêu chuẩn cùng với hỗ trợ băng tần dẫn đến nhiều trường hợp sử dụng phức tạp. Cần nghiên cứu điều này để đạt đựơc một giải pháp tối ưu xét về kích thước và giá thành. Dưới đây là một số tổ hợp đa mốt có thấy trước:  EGPRS+WCDMA+LTE FDD  EGPRS+TD-SCDMA+LTE TDD  EVDO+LTE FDD Hai tổ hợp đầu là lộ trình chuyển dịch tự nhiên qua các công nghệ tổ ong của 3GPP và quá trình chuẩn hoá đã đưa ra các cơ chế đo để đảm bảo chuyển giao qua lại giữa các công nghệ mà không ảnh hưởng đến khai thác (thu phát) trong hai chế độ đồng thời. Điều này cho phép cả ba chế độ đều sử dụng một tuyến phát hoặc một tuyến thu hoặc hai tuyến thu nếu sử dụng phân tập. Trong tổ hợp cuối 332

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

cùng, việc hỗ trợ chuyển giao phức tạp hơn nhưng kết hợp tuyến phát và thu vẫn khả thi vì vẫn có hai máy thu do yêu cầu phân tập của LTE. Các yêu cầu đa chế độ có thể được hỗ trợ bởi một vi mạch (IC) TRX có khả năng lập lại cấu hình cao trên cơ sở vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm (SDR: Software Defined Radio). Khả năng lập lại cấu hình này xẩy ra chủ yếu tại phần băng gốc của máy thu và máy phát. Khai thác đa băng xẩy ra tại phần LO (dao động nội) của TRX và tại đầu vô tuyến (RF-FE). Việc phải hỗ trợ nhiều băng và đa chế độ dẫn đến phải đưa ra các cấu trúc phân hệ vô tuyến tối ưu hóa sử dụng lại phần cứng nhất là trong FE khi mà kích thước và số lượng các phần tử trở thành vấn đề. Cải thiện trong lĩch vực này được tiến hành trên cơ sở các quá trình tối ưu hóa đã thực hiện trong các đầu cuối EGPRS/WCDMA đồng thời mở rộng chúng để đáp ứng chức năng LTE. Như vậy không chỉ làm cho chức năng LTE phù hợp với chương trình khung kiến trúc được sử dụng cho 2G và 3G mà còn tìm ra các cơ hội để sử dụng lại phần cứng:  Phải đạt được hiệu năng LTE mà không sử dụng thêm các bộ lọc ngoài: giữa LNA và bộ trộn cũng như giữa máy phát và PA vì lọc đã được thực hiện trong một số thiế kết của WCDMA. Điều này không chỉ loại bỏ được hai bộ lọc trên một băng tần mà còn đơn giản hóa thiết kế TRX IC đa băng. Điều này tối quan trọng đối với chế độ FDD khi mà các băng sử dụng băng thông kênh lớn và khoảng cách song công nhỏ.  Tái sử dụng cùng một tuyến RF FE cho mọi băng tần không phụ thuộc vào chế độ khai thác. Điều này bao hàm việc sử dụng: - Dùng chung băng: sử dụng lại cùng bộ lọc thu cho mọi chế độ đặc EGPRS (bán song công) sử dụng lại bộ lọc song công cho chế độ FDD - Khuếch đại công suất đa chế độ: tái sử dụng cùng một PA cho mọi chế độ và băng tần. Thí dụ về máy di động đa băng đa chuẩn là máy di động của Mỹ với chuyển mạng quốc tế hỗ trợ: EGPRS bốn băng (các băng 2/3/5/8), WCDMA bốn băng (các băng 1/2/4/5) và LTE ba băng (các băng 4/7/13). Sơ dồ khối giải pháp hoàn toàn tối ưu đựơc cho trên hình 6.16.

333

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Anten phân tập

Anten chính

SP3T

SP9T

Băng V (WCDMA/LTE) LNA

LNA

LNA

Băng VII (WCDMA/LTE)

Băng VIII (EGPRS)

LNA

LNA

Băng III (EGPRS)

LNA

Băng VIII (WCDMA/LTE)

Băng V (EGPRS/WCDMA/LTE)

LO Div

LO Div

PGA ADC DSP RX VCO + Bộ tổng hợp tần số

PGA ADC DSP

Điều khiển + Bộ định thời

TXVCLO+ Bộ tổng hợp tần số DSP DAC PGA

Giao diện vô tuyến số V4 (DigRFV4)

Máy phát thu đa chế độ

DVGA

DVGA

FE CTL

DCXO

LNA

LNA

LNA

LNA

SP3T

SP5T

Băng IV (WCDMA/LTE)

Tinh thể

Băng I (WCDMA/LTE)

Băng I và IV (WCDMA/LTE)

Băng II (EGPRS/WCDMA/LTE)

Băng VII (WCDMA/LTE)

Băng VIII (WCDMA/LTE)

Băng II (WCDMA/LTE) Băng II và III (EGPRS) Băng VII (WCDMA/LTE) Băng VIII (WCDMA/LTE) Băng V và VIII (EGPRS) Băng V (WCDMA/LTE)

HB MM PA LB

Chuyển mạch anten Chuyển mạch anten và điều chỉnh

Cho phép DigRF

Số liệu thu 1

Số liệu thu 2

Số liệu phát

Cho phép ĐHĐ

ĐHĐB

Băng gốc số

Hình 6.16. Sơ đồ khối phân hệ vô tuyến tối ưu EGPRS/WCDMA/LTE.

334

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Các ký hiệu trên hình 6.16 như sau: LB: băng thấp, HB: băng cao , DCXO: bộ dao động tinh thể số, PGA: bộ khuếch đại khả lập trình, FE CTL: điều khiển đầu vô tuyến, SPxT là các bộ chuyển mạch tương tự, TXVCLO: bộ dao dộng tinh thể điều khiển bằng điện áp máy phát, ĐHĐB: đồng bộ đồng hồ, DAC: bộ biến đổi số thành tương tự, ADC: bộ biển đổi tương tự thành số, DSP: bộ xử lý tín hiệu số, MM PA: bộ khuếch đại công suất đa chế độ, LNA: bộ khuếch đại tạp âm nhỏ.

6.6.2.2. Yêu cầu phân tập anten Môt trong số các tính năng chính được đưa ra cùng với LTE là khai thác MIMO để tăng cường tốc độ số liệu khả dụng. Khai thác MIMO đòi hỏi UE phải được trang bị hai anten thu và hai tuyến thu. Đo kiểm hợp chuẩn được thực hiện thông qua các connectơ vô tuyến và với giả thiết là các anten hoàn toàn không tương quan. Kịch bản này khác xa với khai thác thực tế ngoài hiện trường nhất là đối với các đầu cuối nhỏ hoạt động tại băng tần 700 MHz. Các đầu cuối nhỏ (chẳng hạn các máy thoại thông minh) có kích thước chỉ cho phép khỏang cách giữa hai anten vài centimet. Tại các tần số thấp, khoảng cách này dẫn đến tương quan cao giữa hai tín hiệu thu tại hai anten và làm giảm độ lợi phân tập. Ngoài ra tại các tần số thấp này cùng với các kích thước đầu cuối nhỏ, hiệu ứng bàn tay (thay đổi mẫu phát xạ anten do tay hoặc gần đầu) càng giảm hơn nữa độ lợi phân tập. Đối với các thiết bị đòi hỏi tốc độ cao hơn, như máy tính xách tay và các bảng tính, kích thước thiết bị cho phép thiết kế anten phù hợp. Ngoài ra tại các băng tần cao hơn, các đầu cuối nhỏ cũng có thể đảm bảo đủ phân cách anten để đảm bảo hoạt động MIMO tốt. Khi xem xét thiết kế anten cho LTE UE so với các đầu cuối WCDMA hiện thời, ta có thể gập các các vấn đề cần giải quyết sau:  Hỗ trợ toàn băng tổng thể: dải tần anten WCDMA là từ 824 đến 2170MHz trong khi các thiết bị LTE tương lai phải bao phủ từ 698 đến 2690MHz. Điều này đòi hỏi mở rộng phối kháng anten hiện thời và duy trì độ lợi anten trên băng thông rộng hơn. Đây có thể là động lực dần đến việc đưa ra công nghệ mới như các mođul điều chỉnh anten tích cực.  Một số băng LTE tạo nên các vấn đề ghép anten mới với các hệ thống khác nhiều khả năng có mặt trong UE. Các anten khác cần xem xét là anten GPS (Global Positioning System: hệ thống định vị toàn cầu), anten BT (Blootooth) và WLAN, truyền hình số (DVB-H: Digital Video BroadcastHandheld)  Hộ trợ phân tập anten: đưa thêm một anten vào một UE vốn đã khá nhỏ và phức tạp sẽ là một thách thức lớn nếu cần đạt đựơc độ lơi phân tập hợp lý. 335

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

6.6.2.3. Các thách thức đồng tồn tại vô tuyến mới Trong ngữ cảnh UE đa chế độ có nhiều hệ thống vô tuyến và nhiều modem (bộ điều chế và giải điều chế) đồng tồn tại như BT, vô tuyến FM, GPS, WLAN và DVB-H, thì băng thông rộng hơn, sơ đồ điều chế mới và nhiều băng mới được đưa vào LTE sẽ tạo nên các thách thức đồng tồn tại mới. Tổng quan, các vấn đề đồng tồn tại do tín hiệu phát (TX) của một hệ thống (kẻ gây nhiễu) ảnh hưởng xấu lên hiệu năng máy thu (RX) của một hệ thống khác (nạn nhân) và nhất là độ nhạy của máy thu này. Có hai khía cạnh cần xem xét: tăng trực tiếp sàn tạp âm của nạn nhân do tạp âm ngoài băng của mát phát gây nhiễu xẩy ra trong băng thu và giảm cấp hiệu năng máy thu do các cơ chế chặn. Ta xét khía cạnh thứ nhất. Tổng tạp âm máy thu do rò tạp âm TX gây nhiễu vào máy thu nạn nhận được xác định phương trình (6.10) như sau: PTxmax (6.19)  Nintrinsic DTxOOB L OOB 0 .L isol trong đó N0 là tổng mật độ phổ công suất tạp âm; Nintrinsic0=kTNF là mật độ phổ công suất N0  Nintrinsic0  NTxOOB0  Nintrinsic0 

tạp âm bản năng máy thu (không có rò tạp âm từ máy phát) với k=1,38.10-23WHz-1K-1 là hằng số Boltzmann, T=290K và NF là hệ số tạp âm máy thu; PTxmax là công suất phát cực đại cuả máy phát gây nhiễu; Lisol là cách ly giữa máy phát gây nhiễu và máy thu nạn nhân; LooB0[dBcHz-1] là suy hao ngoài băng lọc phát tương đối so với công suất phát trên một Hz,;DTxooB là giảm độ nhạy do rò tạp âm phát. Hay theo dB





DTxOOB [dB]=10lg 10Nintrinsic0/10  10PTX max L OOB 0 L isol  Nintrinsic0

(6.20)

trong đó Nintrinsic0=-174dBm.Hz-1+NF. Giảm độ nhạy do rò tạp âm từ TX gây nhiễu và máy thu nạn nhân được mô tả trên hình 6.17.

336

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Giảm độ nhạy do hiệu năng chặn của máy thu nạn nhân Máy phát hệ thống A gây nhiễu Máy thu nạn nhân hệ thống B

Giảm độ nhạy do tạp âm máy phát nhiễu ngoài băng

Công suất sóng mang TX cực đại Cách ly anten

Công suất sóng mang TX tại anten thu nạn nhân

Suy hao lọc RX trong băng gây nhiễu

Mức chặn tại LNA nạn nhận Tạp âm TX ngoài băng Tạp âm ngoài băng của nguồn nhiễu Rò tạp âm ngoài băng của nguồn nhiễu Băng RX của nạn nhân Vùng độ nhạy+giảm độ nhạy

Suy hao lọc TX trong băng nạn nhân Cách ly anten

Sóng mang TX gây nhiễu tại Pmax

Hình 6.17. Ảnh hưởng giảm độ nhạy do rò tạp âm từ TX nhiễu và RX nạn

nhân Mức công suất nhiễu chặn tại đầu vào LNA nạn nhân phụ thuộc vào công suất tín hiệu phát cực đại của nhiễu, cách ly anten và suy hao bộ lọc đầu vô tuyến nạn nhân trong băng TX của nguồn nhiễu. Giảm độ nhạy do sự xó mặt của nguồn nhiễu chặn có thể là xảy ra do nhiều cơ chế (xem hình 6.18). Tạp âm pha của bộ dao động nội thu (RX LO) nạn nhân được bổ sung thêm vào tín hiệu mong muốn do quá trình trộn tương hỗ với rò tín hiệu phát nguồn nhiễu:  RX nạn nhân giảm khuếch đại tín hiệu mong muốn do nén chéo đối với rò tín hiệu TX  Sản phẩm méo điều chế giao thoa bậc hai (IMD2) của phần AM của rò tín hiệu TX rơi lên thành phần một chiều (DC:Direct Current) đối với máy thu biến đổi trực tiếp (DCR: Direct Conversions Receiver) và chồng lấn lên tín hiệu mong muốn.  Sản phẩm điều chế giao thoa bậc ba giữa rò LO nạn nhân phần AM của rò tín hiệu phát rơi lên DC và chồng lấn lên tín hiệu mong muốn (đựơc gọi là điều chế chéo)

337

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Rò LO nạn nhân tại đầu vào LNA

Rò máy phát nhiễu tại đầu vào LNA

Tín hiệu mong muốn

2

3 4 1 Tần số LO Kênh thu nạn nhân IF

Kênh phát nhiễu

Hình 6.18. Các cơ chế giảm độ nhạy Đối với hai trường hợp đầu, đặc tính và băng thông của tín hiệu nhiễu không ảnh hưởng đến cơ chế nhiễu:  Nén chéo liên quan trực tiếp đến công suất đỉnh của tín hiệu, công suất này đựơc giữ nguyên không đổi giữa đường lên WCDMA và LTE nhờ giảm công suất cực đại (MPR) đựơc đưa vào 3G  Trộn tương hỗ liên quan trực tiếp đến rò nhiễu và pha LO nạn nhân tại dịch tần bằng hiệu số giữa tần số TX nhiễu và tần số RX nạn nhân. Khoảng cách này càng lớn thì càng cải thiện độ chọn lọc rò nhiễu và tạp âm pha LO. Tương tự, rò tạp âm nhiễu đối với khoảng cách tần số xa do chọn lọc cao hơn và tạp âm pha thấp hơn tại dịch tần lớn hơn. Từ xem xét ở trên ta thấy đối với các cơ chế như rò tạp âm TX, nén chéo và trộn tương hỗ, yêu tố đầu tiến là sự gần nhau cuả miền tần số nhiễu và nạn nhân. Điều chế chéo và các sản phẩm IMD2 có độ rộng phổ (BW) liên quan chặt chẽ đến độ rộng phổ của tín hiệu gây nhiễu. Ngoài ra dạng phổ của các méo này phụ thuộc vào tính chất thống kê của tín hiệu và sơ đồ điều chế. Rất khó phân tích so sánh nhiễu LTE với WCDMA. Các thách thức đồng tồn tại đặc thù cơ sở Liên quan đến các phát xạ TX ngoài băng của LTE, bộ lọc song công phải đảm bảo đủ suy hao trong các băng tần sau:

338

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

 Băng 11, tần số TX rất gần với băng GPS. Với cách ly anten có thể tính trứơc, cần đảm bảo 40 dB suy hao. Các máy thu GPS cũng có thể cải thiện khả năng xử lý nhiễu chặn cuả chúng để đối phó với rò tín hiệu LTE TX.  Trong các băng 11/12/13/14, các tần số TX nằm gần một số băng TV vì thế cần có suy hao tạp âm LTE TX tương ứng. 6.6.3. Các thách thức thiết kế giao diện băng gốc-phần vô tuyến Trong các máy cầm tay di động, máy phát thu vô tuyến (TRX) và bộ xử lý băng gốc (BB) thường được thực hiện trên một số vi mạch. TRX IC thông thường chứa phần xử lý tín hiệu tương tự còn BB IC chủ yếu là số. Vì thế cần có các chuyển đổi A/D và D/A trong tuyến phát và tuyến thu. Trong thiết kế hệ thống không dây vấn đề lựa chọn vị trí cuả các bộ chuyển đổi nói trên là rất quan trọng. Nếu các bộ chuyển đổi này được đặt trong máy thu phát vô tuyến, thì số liệu miền rời rạc thời gian (số) được chuyển qua giao diện giữa BB và TRX. Trái lại nếu các bộ chuyển đổi này được đặt trong BB IC, thì giao diện chứa các tín hiệu I/Q vi sai miền thời gian liên tục (tương tự). Hình 6.19 cho thấy một thí dụ điển hình về giao diện trên cơ sở tương tự với phân tập thu. Trong trường hợp này máy di động được thiết kế để hỗ trợ tất cả các tùy chọn khai thác vô tuyến: 3G WCDMA trên một băng tần số và GSM trên bốn băng tần số. Ta dễ ràng nhận thấy cần có 24 kết nối riêng rẽ.

339

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

I/Q tương tự Các t/h điều khiển chuyển 4 mạch anten

Phân tập RX GSM TX băng cao GSM TX băng thấp

A/D RF RX

GSM 900MHz RX GSM 850MHz RX PCS RX DCS RX

A/D

LNA

A/D

Bộ cách ly

Bộ biến đổi DC/DC Nguồn nuôi PA

LNA

A/D

Máy phát thu Vô tuyến

D/A

RF TX D/A Bộ tách công suất

BPF

Băng gốc số

RF RX

D/A

Định thiên PA

D/A A/D 3

Điều khiển qua giao diện Bus Đồng hồ hệ thống Cho phép đồng hô hệ thống

Hình 6.19. Sơ đồ khối phân chia máy phát thu/băng gốc (BB) tại giao diện IQ tương tự cho trường hợp máy di động có một băng 3G HSPA và bốn băng 2G. Mặc dù là sơ đồ được sản suất hàng loạt bởi nhiều nhà bán máy, các giải pháp giao diện tương tự phải đối nặt với nhiều thách thức và chỉ trích. Số chân kết nối lớn làm tăng kích thước và giá thành tại cả hai phía và làm phức tạp đi dây bản mạch in. Ngoài ra các kết nối tương tự rất nhạy cảm nhiễu vì thế đòi hỏi phải che chắn cẩn thận để đạt được hiệu năng yêu cầu. Hơn nữa các giao diện kiểu này không chuẩn hóa buộc các nhà sản xuất máy cầm tay phải sử dụng các cặp thiết bị BB và vô tuyến riêng. Trong khi một số nhà sản xuất IC lại thích hạn chế này thì nó lại làm hại công nghiệp vì hạn chế cạnh tranh và không cho phép tiếp nhận các giải pháp sáng tạo đối với phần BB và phần vô tuyến. Các thiết bị BB phải chứa một khối lượng lớn các khối tương tự làm tăng kích thước của chúng. Từ các lý do trên, ta thấy rất cần giao diện hoàn toàn số vì điều này rất có lợi đối với công nghiệp di động. Tổ chức chính đi đầu trong nỗ lực chuẩn hóa giao diện số là MIPI (Mobile Industry Processor Interface Alliance). Giao diện chuẩn hóa này có tên là sự kết hợp các từ ‘Digital’ (số) và ‘RF’ (vô tuyến) vào chung 340

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

một tên ‘DigRF’ (Digital RF: vô tuyến số), giao diện này đã đạt được bước phát triển thứ ba như trong bảng 6.22. Bảng 6.22. Các bước phát triển của DigRF Phiên bản DigRF Chuẩn V2:2G GSM/GPRS/EDGE V3:3G 2G+HSPA V4:4G 3G+LTE

Tốc độ bit giao diện (Mbps) 26 312 1248,1456,2498,2912

Việc tiếp nhận các giao diện số nói trên đã thay đổi các sơ đồ khối trước đây thành sơ đồ được cho trên hình 6.20. Sơ đồ này cho phép đạt được mục tiêu loại bỏ các thiết kế tương tự ra khỏi phần BB và giảm các chân cắm jack nối xuống 7 chân. Đối với DigRFSMv4, tốc độ số liệu cần thiết để hỗ trợ một đường thu từ một anten trong 20MHz LTE đạt đến 1284 Mbps. DigRFSMv4 Các t/h điều khiển chuyển 4 mạch anten

Phân tập 3G RX GSM TX băng cao GSM TX băng thấp GSM 900MHz RX

RX RF RX SER

Bộ biến đổi DC/DC

RF RX DSP

LNA

Nguồn nuôi PA 3G PA

Máy phát thu Vô tuyến RF TX

DESER TX DSP

Bộ tách công suất

BPF Định thiên PA

DESER

RX

3G RX

Bộ cách ly

DSP

LNA

D/A D/A

SER

Băng gốc số

GSM 850MHz RX PCS RX DCS RX

CTL

A/D Đồng hồ hệ thống Cho phép đồng hô hệ thống Cho phép DigRF

SER: Serialize = biến đổi song song vào nối tiếp, DER: Deserialze= biến đổi nối tiếp vào song song, DPS: xử lý số bao gồm các chức năng lấy mẫu, lọc số và A/D (đối với phát) và D/A (đối với thu).

Hình 6.20. Thí dụ về giao diện vô tuyến băng gốc (RF-BB) sử dụng DigRFSMv4 với phân tập anten. 341

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Một trong các thách thức lớn nhất trong DigRFSMv4 là kiểm soát EMI (Electromagnetic Interference: nhiễu điện từ). EMI không phải là vấn đề lớn đối với DigRFv2 và v3 vì tốc độ số liệu của các giao diện này thấp hơn tần số công tác vô tuyến của máy di động. Khi thiết kế cho tất cả các băng cho máy di động LTE, phần LNA nhạy cảm với năng lượng từ dải tần số 700MHz đến gần 6MHz. Tốc độ số liệu của DigRFv4SM và phát xạ phổ chung khi nay sẽ vượt quá các tần số vô tuyến của một số băng công tác của máy di động. Khi xét đến các kỹ thuật loại bỏ EMI, ta cần hiểu khả năng cách ly của hộp bọc RFIC. Trong kỹ thuật EMI, LNA được gọi là nạn nhân rò giao diện được gọi là “kẻ xâm hại”. Khi xem xét hình 6.21 (trái) ta thấy năng lượng của giao diện có thể đến LNA theo nhiểu đường. Hình 6.21 (phải) cho thấy thí dụ về cách ly có thể đạt được thực tế. Nạn nhân

-40

Kẻ xâm hại

-45

Cách ly (dB)

-50 -55 -60 -65 -70 -75 -80 0

1000

2000 Tần số (MHz)

3000

4000

Hình 6.21. Thí dụ về các đường xâm nhập EMI trong một RF IC (trái) và suy hao hộp bọc (phải) Giới hạn trên đối với đại lượng cực dại của mật độ phổ công suất (PSD) tạp âm xâm hai tại các chân vào của nạn nhân được xác định bằng tập các đặc tuyến trên hình 6.22. Xét cho các trường hợp xấu nhất ta thấy bộ LNA di động với NF bản năng bằng 3dB có thể giảm cấp đến 3,5dB NF. Theo các đặc tuyến này, tạp âm gây nhiễu phải ít nhất thấp hơn sàn kT 6dB, nghĩa là bằng hoặc thấp hơn -180dBm/Hz. Tương tự GPS LNA nhạy hơn với NF bản năng 2dB có thể bị giảm khoảng 0,25dB. Đánh giá hai trường hợp này ta có thể kết luận rằng nhiễu phải thấp hơn -180dBm/Hz đối với di động và -184dBm/Hz đối GPS RX.

342

15 14 13 12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0 -190

2,0 2dB NF 3dB NF 5dB NF 7dB NF 9dB NF

2dB NF 3dB NF 5dB NF 7dB NF 9dB NF

1,8

Giảm độ nhạy máy thu (dB)

RX NF hiệu dụng tại nhiệt độ phòng (dB)

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

1,5 1,3 1,0 0,8 0,5 0.3

-185

-180

-175

-170

-165

-160

PSD tạp âm của kẻ xâm hại trong băng thu (dBm/Hz)

0.0 -194

-189

-184

-179

-174

-169

PSD tạp âm của kẻ xâm hại trong băng thu (dBm/Hz)

Hình 6.22. Đáp ứng của LNA ‘nạn nhân’ đến tạp âm bổ sung tại đầu vào của nó. Hình trái: tăng tạp âm hiệu dụng của LNA nạn nhân so với tạp âm bản năng tham chiếu đầu vào LNA. Hình phải: giảm độ nhạy của nạn nhân phụ thuộc vào PSD am của kẻ xâm hại

6.6.4. So sánh mức độ phức tạp thiết kế băng gốc giữa LTE và HSDPA Ngoài những mục đích như tăng cường hiệu suất sử dụng phổ tần và cho phép triển khai băng thông linh hoạt, LTE còn có mục đích giảm giá thành trên một bit. Từ quan điểm máy thu, một số đo quan trọng là mức độ phức tạp yêu cầu và nhất là so với các phát hành trước như WCDMA và HSDPA. Hình 6.23 cho thấy đánh giá mức độ phức tạp dựa trên một máy thu tham chuẩn cho tất cả các chế độ truyền dẫn không xét đến mức độ phức tạp của hoạt động giải mã kênh. Ta thấy rằng mức độ phức tạp của máy thu LTE tăng tuyến tính với băng thông hệ thống và và thông lượng chuẩn cực đại tương ứng. Điều thú vị là chế độ MIMO đòi hỏi độ phức tạp chưa đến hai lần mức độ phức tạp cuả SIMO. Khi so sánh độ phức tạp của máy thu HSDPA lạc quan R6 ta giả thiết thiết bị HSDPA loại 10 với bộ cân băng mức chip ít phức tạp với thông lượng 13Mbps. LTE cho thấy là một công nghệ hấp dẫn ít nhất là từ quan điểm độ phức tạp máy thu vì sử dụng OFDM. Với giả thiết băng thông 5MHz và điều chế 16QAM, LTE cung cấp cùng thông lượng nhưng độ phức tảm chỉ gần bằng một nửa độ phức tạp của HSDPA. Tuy nhiên mặc dù vượt trội về độ phức tạp trong băng thông 5MHz so với HSDPA, nhưng máy thu LTE lại phức tạp hơn nhiều vì UE phải hỗ trợ băng thông 20 MHz và vì thế đây sẽ là một thách thức đối với các nhà sản suất máy di động và vi mạch. Thiết bị LTE loại 4 với khả năng 150 Mbps đòi hỏi độ phức tạp bốn lần cao hơn độ phức tạp cuả thiết bị HSDPA loại 10 với khả năng 13 Mbps. Hình 6.24 cho thấy chi tiết hơn về tỷ phần mức độ phức tạp của các tầng xử lý trong máy thu LTE.

343

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 9 LTE SIMO QPSK 8

LTE SIMO 16QAM LTE SIMO 64QAM LTE SFBC QPSK LTE SFBC 16QAM LTE SFBC 64QAM LTE MIMO QPSK

7

LTE MIMO 16QAM LTE MIMO 64QAM

Mức độ phức tạp (Gips)

6

HSDPA 16QAM (th.chuẩn) 5

4

3

2

1

0 0

2

4

6

10 8 12 Băng thông hệ thống (MHz)

14

16

18

20

Hình 6.23. Mức độ phức tạp của máy thu LTE SIMO 2%

SFBC

MIMO

1%

1%

25% 34% 40% 47% 4%

55%

69% 3% FFT (biến đổi Fourier nhanh)

Giải sắp xếp

Ước tính kênh

Cân bằng

18%

Hình 6.24. Tỷ phần mức độ phức tạp của các tầng xử lý trong máy thu LTE

344

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

6.7. CÁC VẤN ĐỀ THIẾT KẾ MÁY PHÁT LTE UE 6.7.1. So sánh các yêu cầu phần vô tuyến LTE UE với WCDMA/HSPA Quy định cửa sổ công suất ra cực đại giống như WCDMA: 23dBm2dB. Các quy định WCDMA trứơc đây sử dụng 24dBm +1/-3dB. SC-FDMA có PAPR (tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình) cao hơn điều chế HPSK (PSK lai ghép) của WCDMA. Hình 6.25 cho thấy hiệu năng ACLR của WCDMA PA và tín hiệu SC-FDMA 5MHz điều chế QPSK. Khai thác WCDMA sử dụng công suất ra 23dBm còn LTE sử dụng 23dBm. Khác nhau chủ yếu liên quan đến dạng phổ và thực tế là băng thông bị chiếm của LTE (4,5MHz) hơi lớn WCDMA (99% năng lượng nằm trong 4,2MHz) và vì thế ACLR hơi kém hơn.

Biên độ (dB)

20 10

WCDMA RMC12,2K

0

LTE 5MHz QPSK

-10 -20 -30 -40 -50 -60 1920

1925

1930 1935 Tần số, MHz

1940

1945

Hình 6.25. Phổ của 24dBm WCDMA và 23dBm LTE 5MHz QPSK Tương tự như HSDPA và HSUPA, giảm công suất cực đại (MPR: Maximum Power Reduction) được đưa vào LTE để xét đến PAPR cao hơn do điều chế 16QAM và một số ấn định tài nguyên. Ngoài ra điều này cũng đảm bảo ACLR hợp lý đối với một tập phức tạp các sơ đồ điều chế. Trong khi đối với WCDMA 345

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

chỉ có nhiễu trực tiếp rơi vào băng RX và tạp âm ngoài băng là gây phiền toái, thì đối với LTE cần xét đến tính tuyến tính của máy thu. Điều này đặc biệt quan trọng đối với băng thông 10MHz trong các băng tần 700 MHz vì khoảng cách song công chỉ là 30MHz và ở đây các sản phẩm điều chế giao thoa của TX chồng lấn lên kênh RX. Dải điều khiển công suất LTE từ -30dBm đến +23dBm. Các máy phát WCDMA đảm bảo dải điều khiển công suất (TPC) từ -50dBm đến 23dBm với độ phân giải 1dB. Có thể áp dụng các kỹ thuật điều khiên công suất tương tự cho LTE cho tất cả các trường hợp MPR. Mặc dù tạp âm ngoài băng của TX xẩy ra trong băng RX không là yêu cầu tường minh trong các đặc tả của 3G WCDMA, các phép đo độ nhạy tham chuẩn cũng được thực hiện khi toàn bộ công suất phát được phát. Để đáp ứng độ nhạy tham chuẩn, mức rò tạp âm TX phải thấp hơn sàn tạp âm nhiệt. Các nỗ lực gần đây trong kiến trúc TX đã cho phép bỏ bộ lọc giữa TRX IC và PA. Các bộ lọc giữa các tầng đã từng được sử dụng để làm sạch tạp âm phát trước khi khuếch đại tiếp. Việc thiết kế cẩn thận các nguồn tạ âm trong RF TRX IC cho phép loại bỏ bộ lọc. 6.7.2. Độ chính xác điều chế của máy phát LTE, EVM Điều chế LTE 16QAM đưa ra các yêu cầu chặt chẽ về sự không hoàn thiện của TX trong việc đáp ứng quỹ EVM (đại lượng vectơ lỗi). Tổng thể cần giảm thiểu hơn nữa các lỗi đối với LTE. Cần phân tích riêng rẽ từng thành phần lỗi để đáp ứng quỹ EVN 17,5% đối với QPSK và 12,5% đối với 16QAM. Trong thiết bị đo kiểm, đo EVN được thực hiện sau cần bằng cường bức về không. Để so sánh, ta thấy quỹ WCDMA HPSK EVM bằng 17,5% nhưng không giả định nất cứ cần bằng nào trong thiết bị đo kiểm. Trong thực tế đích thiết kế là vào khoảng 8%.

6.7.3. Kiến trúc máy phát 6.7.3.1. Bộ điều chế vô tuyến của máy phát Biến đổi trực tiếp là lựa chọn tất yếu cho TX đa chế độ 2G/3G/LTE. Đây là chuẩn phổ biến đối với WCDMA. Các yêu cầu băng thông rộng của LTE đặt ra các thách thức mới đối với các kiến trúc lựa chọn như điều chế phân cực hay các phương pháp phi Đề-các-tơ khác.

346

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

6.7.6.2. Bộ khuếch đại công suất đa chế độ Như ta đã nói ở trên, để đơn giản hóa đầu vô tuyến cần sử dụng một loại PA duy nhất làm việc đa băng và đa chế độ. Có thể phân loại các PA đa băng này như sau:  Loại PA băng thấp (LB) cho tất cả các băng giữa 698MHz và 915MHz  Loại PA băng cao (HB) cho tất cả các băng giữa 1710 và 2025 MHz  Loại PA băng cao cho tất cả các băng giữa 2300 MHz và 2620 MHz Băng duy nhất không được phục vụ là băng 11 của Nhật. Có thể bổ sung băng này cho cấu hình máy đặc thù hay thậm chí thay thế một trong các PA băng rộng khác phụ thuộc vào tổng băng cần hỗ trợ. Mỗi loại PA trong số các loại nói trên phải hỗ trợ các sơ đồ điều chế khác nhau, công suất ra cực đại phụ thuộc vào các tổ hợp băng-chế độ. Các tổ hợp này được cho trong bảng 6.23 trong đó tổn hao từ PA đến anten đựơc cho bằng 2dB đến 3 dB đối với TDD và FDD tương ứng. Bảng 6.26. Sơ đồ điều chế và công suất ra cực đại cho các với PA đa chế độ. Chế độ Các nhóm băng Băng thấp Băng cao 698-915 MHz 1710-2025 MHz 35 dBM 32 dBm GSM (GMSK) 29 dBm 28dBm EDGE (8PSK) 27 dBm 27dBm WCDMA (HPSK) 26dBm 26dBm LTE (QPSK)

cầu hình băng đối Băng cao hơn 2300-2620MHz Không áp dụng Không áp dụng 27dBm 26dBm

Khi xét đến PAPR khác nhau liên quan đến từng sơ đồ điều chế và độ lùi cần thiết để đảm bảo yêu cầu ACLR, mỗi loại PA phải đáp ứng một dải các khả năng công suất ra bão hòa (Poutsat) để đạt được dung hòa giữa tính tuyến tính và hiệu suất. Chẳng hạn LB PA phải đạt đựơc khả năng 35dBm Poutsat đối với GSM, vì GMSK chi có điều chế pha nên có thể đưa PA vào bão hòa và đạt đựơc hiệu suất tốt nhất. Trong chế độ WCDMA, cần có khả năng Poutsat gần 31 dBm để có đủ khoảng lùi. Một PA có khả năng GSM sẽ có hiệu suất rất thấp trong WCDMA nếu không có biện pháp giảm khả năng công suất ra của nó. Điều này cho thấy kiến trúc đa chế độ có thể bị hạn chế về mặt hiệu năng nhất là ở các chế độ 3G. Các duy nhất để đạt đựơc hiệu suất PA tốt nhất trong tất cả các chế độ là điều chỉnh đường tải tầng ra. Có thể đạt được điều này theo hai cách:  Điều chỉnh phối kháng để chuyển đổi trở kháng tải (thường là 50 Ôm) vào đường tải cho mọi chế độ. Có thể đạt đựơc lỹ thuật này đối với một tập nhỏ

347

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

các các trở kháng và kỹ thuật này thường dẫn đến phối kháng đầu ra I-Q thấp hơn  Điều chỉnh nguồn nuôi PA: trong trường hợp này khả năng công suất bão hòa tỷ lê với bình phương điện áp nguồn nuôi. Nếu thay đổi nguồn nuôi bằng cách sử dụng bộ biến đổi DC/DC thì có thể tối ưu hoá cho mọi chế độ. Kỹ thuật này ngày cảng trở nên thông dụng và nó có ưu điểm là cho phép đạt đựơc hiệu suất tối ưu đối với mọi chế độ. 6.8. CÁC VẤN ĐỀ THIẾT KẾ MÁY THU LTE UE Phần này sẽ giải thích các khác biệt giữa các yêu cầu đối với máy thu vô tuyến UE của FDD WCDMA và FDD LTE. Mục tiêu của các yêu cầu đo kiểm phần vô tuyến của LTE UE là để phân loại các giảm cấp vô tuyến tác động lên hiệu năng mạng. Các giảm cấp này bao gồm hệ số tạp âm (NF), biên độ vectơ lỗi (EVM), độ chọn lọc tại các tần số khác nhau bao gồm cả kênh lân cận,… Các yêu cầu đo kiểm đã được đưa ra để cho phép công nghiệp tái sử dụng tốt nhất các mạch điện đã phát triển cho WCDMA UE. Phần này sẽ tập trung lên các yêu cầu hệ thống về độ nhạy tham chuẩn của UE và độ chọn lọc kênh lân cận (ACS). Phần này sẽ xét: tự giảm độ nhạy RX, các thách thức thiết kế ADC và ảnh hưởng các phần tử RX EVM trong OFDM so với đơn sóng mang. 6.8.1. Các phần tử gây tự giảm độ nhạy trong các FDD UE Hình 6.26 cho thấy nạn nhân nhạy cảm nhất với tự giảm độ nhạy trong UE chình là LNA của máy thu chính, vì nó chỉ được bảo vệ bởi cách ly TX đến cửa vào RX của bộ lọc song công. LNA phân tập hưởng lợi nhờ loại bỏ nhiễu từ TX đến của bộ lọc song công cộng với cách ly anten đến anten. Trong các đo kiểm hợp chuẩn, cách ly anten đến anten khá cao do đo kiểm được thực hiện với sử dụng các cáp đồng trục bọc kim, vì thế các cơ chế ghép nhiễu chỉ liên quan đến xuyên nhiễu của bản mạch in. Cả hai nạn nhân đều làm việc khi tồn tại hai nguồn tạp âm của kẻ xâm hại: phát xạ tạp âm PA của chính UE và tạp âm chế độ chung băng rộng của các đường nối DigRFSMv4.

348

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Máy phát thu MM-MB LNA LNA

Ghép anten đến anten

Băng thấp (EGPRS)

LNA

Băng cao (EGPRS)

LNA

RX BPF

LNA Băng thấp (WCDMA/LTE)

LNA

RX phân tập

DigRFEN

Máy thu MMMB chính

LNA

Anten chính

Chuyển mạch anten

TX BPF

LNA LNA

Băng thấp (EGPRS)

SP5T

LB

MM PA HB

FE CLT DVGA

RXDATA1 RXDATA2 TXDATA SYSCLKEN SYSCLK

DCXO Tinh thể

Băng cao (EGPRS)

22 đến 23 dBm

Cách ly lọc song công TX ® RX

Các ly giữa các chân vi mạch

Băng gốc số

Anten phân tập

LNA

Giao diện DigRFv4

Băng thấp (WCDMA/LTE)

Máy phát MM-MB

DVGA

25 đến 26dBm

Kẻ xâm hại IL» 3 dB

Nạn nhân

MM: đa chế đô, MB: đa băng, LB: băng thấp, HB: băng cao, PA: bộ khuếch đại công suất, LNA: bộ khuếch đại tạp âm nhỏ, DigRFEN: cho phép giao diện DigRF, RXDATA1: luồng số thu 1, RXDATA2: luồng số thy 2, TXDATA: luồng số phát, SYSCLK: đồng hồ hệ thống, SYSCLKEN: cho phép đồ hồ hệ thống, IL: suy hao thuận, DCXO: Digital Compensated Crystal Osillator: bộ dao động tinh thể số, DVGA: Digital Variable Gain Amplifier: bộ khuếch đại khả biến số, FE CTL: điều khiển đầu vô tuyến.

Hình 6.26. Thí dụ về các kẻ xâm hại (gây nhiễu) và các nạn nhân (bị nhiễu) trong phân hệ vô tuyên của máy di động đa băng đa chế độ tối ưu với khả năng hỗ trợ: bốn băng 2G và một băng WCDMA/LTE. Cơ chế ghép nhiễu đựơc thể hiện bởi đường không liên tục. 6.8.2. Tạp âm phát rơi vào băng thu Ta xét tự giảm độ nhạy của UE theo các giả thiết đưa ra trong phần 5.6. Nạn nhân là một UE với NF bản năng 3dB và giảm độ nhạy cho phép cực đại là 0,5 dB. Từ phần 6.6.3 ta đã xác định được mật độ phổ công suất tạp âm (PSD: Power Spectral Density) cực đại của kẻ xâm hại phải thấp hơn -180dBm/Hz.

349

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

6.8.3. Các băng tần có khoảng cách song công (DD: Duplex Distance) lớn Trường hợp này cũng giống như trường hợp trong các máy cầm tay băng I WCDMA. Giả thiết trường hợp xấu nhất với cách ly song công trong RX là 43 dB, PSD tạp âm cực đại rơi vào băng RX được đo tại cửa ra PA phải là -180dBm/Hz+ 43dB= -137dBm/Hz. Hầu hết các PA đều được đo kiểm bởi một bộ tạo tín hiệu lý tưởng, nghĩa là bộ tạo sóng đảm bảo sàn tạp âm gần bằng sàn tạp âm nhiệt tại khoảng cách song công, vì thế vừa đủ đáp ứng mức nói trên. Đây chính là một trong các lý do cần thiết kế các độ điều chế vi mạch RFIC có thể cung cấp các sàn tạp âm thấp như vậy đến PA. Giải pháp đơn giản nhất là sử dụng một BPF (bộ lọc băng thông) giữa các các tầng, tuy vậy khi số băng cần hỗ trợ tăng điều này dẫn đến tăng linh kiện (BOM: Bill of Material). Đưa ra các giải pháp thiết kế TX RF không dùng bộ lọc là một giải pháp cân đối khôn ngoan giữa mật độ linh kiện cho phép, tiêu thụ dòng điện của bộ điều chế RF, giá thành BOM và đảm bảo mức độ nhạy tham chuẩn cạnh tranh cho khách hàng. 6.8.4. Băng thông truyền dẫn lớn trong các băng tần có khoảng cách song công nhỏ. Mặc dù nhiệm vụ tránh giảm độ nhạy máy thu không đơn giản trong các băng có khoảng trống song công (DG: Duplex Gap) lớn, nhưng đã có các giải pháp và vẫn còn nhiều cơ hội để đưa ra các giải pháp mới. Đối với DG nhỏ, tình trạng này nghiêm trọng hơn vì kẻ xâm hại không còn là sàn tạp âm PA ngoài băng mà là một phần của PA ACLR (xem hình 6.27). Vì thế cách duy nhất để đảm bảo hoạt động của hệ thống là phải giảm độ nhạy của 3GPP.

350

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng lg

DD: Df3 = 30MHz

Phổ sóng mang đường lên LTE

15,0 Điều chế QPSK Bchannel = 10 MHz

Df2 = 20MHz

Bcofig = 9 MHz Pout= 23dBm/9MHz ACLR-10MHz = 39 dBc -5,0 ACLR-20MHz = 52 dBc ACLR-30MHz = 62 dBc -15,0 Suy hao thuận từ PA đến anten =3dB 5,0

Df1 = 10MHz

ACLR 10MHz

ACLR 20MHz

ACLR 30MHz

-25,0 -35,0 -45,0 Vị trí sóng mang đường xuống trong băng UMTS 700 MHz

-55,0 -65,0

Khối Khối A B

Khối C

Đường lên

698 704 710

716

Khối A

Khối B

Khối C

Đường xuống

728 734 740

746 MHz

Hình 6.27. Phổ ACLR đường lên của LTE 10 MHz QPSK trong băng UMTS 700 MHz chồng lấn lên băng thu Các nghiên cứu cho thấy tại công suất ra 23dBM, giảm độ nhạy trong băng 12 lên đến 16 và 10 dB đối với NF bằng 3 và 9 dB. Để giải quyết vấn đề này , hai kỹ thuật được đề xuất:  MSD (Maximum Sensetivity Degradation: giảm cấp độ nhạy cực đại): kỹ thuật giảm độ nhạy nạn nhân bao gồm giảm nhẹ mức độ nhạy tham chuẩn một lượng phù hợp. Chẳng hạn 16 hoặc 12 dB với NF bằng 3 hoặc 9 dB trong băng 12. Công suất phát UE vẫn duy trì cực đại Poutmax.  Phương pháp điểm B: kỹ thuật ‘giảm công suất kẻ xâm hại’, trong đó vẫn giữ nguyên độ nhạy tham chuẩn. Kỹ thuật này duy trì UE tại Poutmax đối với số khối tài nguyên (RB) có hạn tại một điểm được gọi là ‘B’. Khi này nếu NRB > điểm ‘B’ lùi công suất ra để phỏng ngừa tự giảm độ nhạy UE. Vì thế điểm ‘B’ tương ứng với số RB cực đại mà tại đó Poutmax còn được duy trì, còn điểm ‘A’ là điểm mà tại đó phải lùi công suất cực đại một lượng ‘X’ để có thể hỗ trợ số RB cực đại (NRBmax) mà không giảm cấp độ nhạy tham chuẩn (xem hình 6.28.).

351

Công suất phát của UE , dBm

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

23dBm

Điểm B

Điểm A

NRB

NRBmax

Hình 6.28. Phương pháp điểm ‘B’ để phòng ngừa tự giảm độ nhạy của UE 6.8.5. Ảnh hưởng rò sóng mang máy phát lên đầu vào LNA của máy thu Trong máy thu biến đổi trực tiếp (DCR: Direct Coversion Receiver), sự mất cân bằng cấu trúc vi sai và tự trộn là một số trong các cơ chế tạo ra các sản phẩm méo hài điều chế giao thoa bậc hai (IMD2). Tự trộn xẩy ra do cách ly có hạn giữa phần vô tuyến và cửa bộ dao động nội của bộ trộn hạ tần. Trong các tình trạng này, hành vi của bộ trộn có thể được đánh giá gần đúng như là một hàm bình phương tín hiệu đầu vào và vì thế tạo ra các sản phẩm IMD2. Bình phương các nhiễu chặn CW (sóng liên tục) sẽ cho thành phần một chièu (DC) và có thể loại bỏ thành phần này bằng bộ lọc thông cao (HPF). Tuy nhiên bình phương nhiễu chặn được điều chế AM sẽ tạo ra tạp âm băng rộng giống như sản phẩm IMD2 và nó sẽ là giảm cấp tỷ số SNR của tín hiệu mong muốn. Trong kiến trúc không dùng bộ lọc, rò TX của chính máy di động đặt ra các yêu cầu về IIp2 của bộ trộn chặt chẽ nhất. Cần đảm bảo tỷ số tín hiệu trên tạp âm yêu cầu khi tín hiệu thu mong muốn yếu ( -85dBm) với sự có mặt của công suất trung bình rò TX vào khoảng 10,5dBm, trong đó công suất trung bình rò TX tại đầu vào LNA được tính như sau: Công suất trung bình đầu vào LNA  27dBm- tổn hao cách ly siêu cao tần/ghép – cách ly song công + khuếch đại LA=27dBm-0,5 dB-52dB+15dB= -10,5dBm. Giải pháp đơn giản nhất là sử dụng bộ lọc băng thông giữa các tầng nhưng đây không phải là lựa chọn được ưa chuộng vì nó tăng độ phức tạp và giá thành. So sánh IMD2 sóng mang đựơc điều chế đường lên trong máy thu DCR giữa WCDMA và LTE QPSK được thể hiện trên hình 6.29.

352

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng -75 Sóng mang TX tại đầu ra PA (27dBm)

Rò TX tại đầu vào LNA (-25dBm)

45

0

-450 LNA

BPF (tùy chọn)

LO

Biên độ, dBm

Tương tự “I”

Cách ly 52 dB

Ior» Pmin

-80

Sản phẩm DC IMD2

Sản phẩm LTE IMD2

Giảm cấp SNR trong băng

-85 -90 Sản phẩm WCDMA IMD2 -95

Tương tự “Q” -100

Sóng mang đường lên

Sóng mang đường xuống

X(t)

Y(t)= a.x(t)+b.x2(t)+….

-105 -10

-5

0 Tần số , MHz

5

10

Hình 6.29. Tự trộn trong máy thu biến đổi trực tiếp (DCR): hình trái thể hiện rò TX tại đầu vào PA, hình phải thể hiện phổ I/Q quan sát được tại đầu ra bộ trộn, đường không liên tục thể hiện kênh tín hiệu mong muốn. Hình 6.29 cho thấy rằng LTE IMD2 PSD đặt ra yêu cầu đối với IIP2 của bộ trộn hơi cao hơn WCDMA. 6.8.6. ACS, các nhiễu chặn băng hẹp và các thách thức thiết kế ADC. 6.8.6.1. ACS và nhiễu chặn băng hẹp Cả hai yêu cầu ACS và nhiễu chặn băng hẹp (NB: Narrow Band) đều là số đo khả năng máy thu thu tín hiệu mong muốn tại tần số kênh được ấn định khi có mặt nhiễu kênh lân cận (ACI: Adjacent Channel Interference) nhưng vẫn đảm bảo yêu cầu thông lượng. Yêu cầu thông lượng phải bằng hoặc lớn hơn 95% thông lượng cực đại tại kênh đo tham chuẩn được đặc tả. Mục đích của yêu cầu này là để kiểm tra lọc bỏ ACI (ACIR: Adjacent Channel Interference Rejection). Cả hai đo kiểm này đều quan trọng để tránh rớt cuộc gọi của UE khi eNodeB của nhà khai thác lân cận không đựơc đặt cùng site. Đối với LTE, ACS được định nghĩa theo các nguyên tắc giống như UMTS. Yêu cầu hiệu năng đối với LTE ACS tương tự giống như UMTS cho đến tần số 10 MHz, nhưng nhẹ hơn đối với 15 MHz và 20 MHz. LTE ACS được định nghiã cho từng băng thông với giả thiết một tín hiệu LTE được điều chế là nguồn nhiễu và chỉ định nghĩa cho các điều kiện SINR thấp. Giống như các đặc tả của WCDMA, các đặc tả của LTE dựa trên quỹ ACS băng 33 dB được rút ra từ rất nhiễu các mô phỏng đồng tồn tại các hệ thống. Để tránh các yêu cầu chọn lọc chặt chẽ đối với cac băng 15 MHz và 20 MHz, giảm nhẹ 3dB và 6dB ACS được đề suất cho các băng này. Đo kiểm cho trường hợp 1 (nhiễu yếu) được thực hiện theo bảng 6.24, kết quả đo kiểm được tổng kết trong bảng 6.24 và các hình 6.30, 6.31. Trường hợp đo kiểm ACS 1 được thực hiện với công suất trung bình tín hiệu mong muốn được đặt cao hơn mức độ nhạy tham chuẩn là 14 dB và công suất 353

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

nhiễu có thể thay đổi cho từng băng thông kênh mong muốn. Trong trường hợp ACS này, giống như UMTS, tín hiệu mong muốn cao hơn độ nhạy hiệu dụng 14 dB và vì thế có mức tuyệt đối khác nhau cho các băng thông khác nhau. Đối với các băng thông bằng và thấp hơn 10MHz, C/I là -31,5dB và ACS được đưa ra là 33 dB gồm cả dự trữ thực hiện 2,5dB. Tại các băng thông cao hơn, C/I giảm. Như vậy đối với băng thông 5MHz, Pmin=-100 dBm, tín hiệu mong muốn là -86dBm và nhiễu kênh lân cận là -54,5 dBm. Đối với băng thông 20MHz, Pmin=-94dB, nhiễu kênh lân cận là -81,5 dBm, C/I=-25dB và ACS=27dB. Các hình 6.28 và 6.29 minh họa các yêu cầu đo kiểm ACS trường hợp 1 cho 5MHz LTE và 10MHz LTE. Trường hợp đo kiểm ACS II (để nhấn mạnh dải động của UE) được thực hiện bằng cách đặt công suất nhiễu không đổi là -25dBm, công suất nhiễu có thể thay đổi để đảm bảo điều kiện đo kiểm ACS bằng 33dB. Chẳng hạn đối với băng thông kênh 5MHz (NRB=25, B=4,5MHz) tỉ số công suất sóng mang trên nhiễu (CIR) bằng -56,5dBm-(-25dBm)=-31,5dBm. Bảng 6.24. Quan hệ giữa tín hiệu nhiễu và tín hiệu mong muốn đối với các yêu cầu ACS. Băng thông kênh, Bchannel 5 10 15 5 5 5 5 7,5 10

Thông số RX 1,4 Bnhiễu 1,4 fnhiễu (dịch tần) 1.4 [MHz] ACS giả thiết 33 [dB] Trường Pmong muốn[dBm] hợp đo Pnhiễu[dBm] kiểm I Trường Pmong muốn[dBm] -56,5 hợp đo Pnhiễu[dBm] kiểm 2

3 3 3 33

33

33

20 5 12,5

30

27

Pmin +42,5dB -53,5

Pmin +39,5dB -50,5

Pmin+14dB Pmin+45,5dB -56,5

-56,5

-56,5 -25

354

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Pnhiễu=Pmin+45,5dB= -54,5dBm Nhiễu kênh lân cận ACS=33 dB

C/I=-31,5dB

45,5dB Bchannel=5MHz Pmong muốn= Pmin+14dB= -86dBm

-rreq,3= 1dB

-87,5dBm -MIM=-2,5dB

Tín hiệu mong muốn Bchannel=5MHz

+14dB

Pmin=-100dBm 5MHz Sóng mang mong muốn NRB=25, Bconfig= 4,5MHz

Nhiễu NRB=25, B= 4,5MHz

Hình 6.30. Yêu cầu đo kiểm chọn lọc kênh lân cận trường hợp I cho 5MHz LTE Pnhiễu=Pmin+39,5dB =-54,5dBm

C/I=-25,5dB

Băng thông kênh 5MHz

Băng thông kênh 20MHz

ACS=27dB

-rreq,3= 1dB Pmong muốn= -80dBm 14dB

Tín hiệu mong muốn

Nhiễu kênh lân cận

-81,5dBm -MIM=-2,5dB

Pmin=-94dBm 12,5MHz

Sóng mang mong muốn NRB=100, Bconfig= 18MHz

Sóng mang nhiễu NRB=25 B=4,5MHz

Hình 6.31. Yêu cầu đo kiểm chọn lọc kênh lân cận trường hợp I cho 20MHz LTE Một trong số các khối của UE DCR bị ảnh hưởng của ACSII là LNA. Hệ số khuếch đại của LNA phải đủ nhỏ để không làm quá tải các đầu vào bộ trộn I/Q và nhờ vậy giảm bới các yêu cầu tuyến tính của bộ trộn, nhưng đồng thời phải đủ cao để phòng ngừa UE NF không đảm bảo yêu cầu SNR tối thiểu gây ra do các yêu cầu đo kiểm MCS cao nhất. Ngoài ra đối với LTE nơi mà PAPR cao hơn WCDMA, sự xuất hiện nguồn nhiễu mạnh như vậy sẽ đặt ra một yêu cầu tuyến tính đối với LNA. Các thành phần phi tuyến của LNA có thể tạo ra rò kênh lân cận (ACL) chồng lấn lên tín hiệu mong muốn và vì thế trực tiếp làm giảm SNR của sóng mang. Hình 6.32 minh họa vấn đề này. 355

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Nhiễu Nhiễu Giảm cấp SNR Tín hiệu mong muốn

Tín hiệu mong muốn

LNA

5MHz

5MHz

Hình 6.32. Thí dụ về các thành phần phi tuyến khi có mặt nhiễu -25dBm ACS. Hình trái: phổ tại đầu vào LNA. Hình phải: phổ tại đầu ra khi có LNA ACI. Đo kiểm nhiễu chặn băng hẹp (NB) được minh họa trên hình 6.33 đối với băng thông kênh 5MHz (Bconfig=4,5MHz). Phép đo kiểm này đảm bảo có thể triển khai các LTE UE trong các vùng có các tiêu chuẩn thông tin di động khác như GSM/EDGE. Để giảm thiểu tổn hao dung lượng hệ thống, cần giảm các băng bảo vệ. Vì thế, đo kiểm nhiễu chặn NB đặt kênh mong muốn của UE nằm cách nhiễu chặn một khoảng dịch tần nhỏ. Đo kiểm này chỉ hơi khác đo khiểm WCDMA ở chỗ: trong LTE, nhiễu chặn là tín hiệu CW (so với GMSK trong 3G), dịch tần được đặt bằng 2,7075MHz (thay vì 2,7MHz trong 3G). Sở dĩ như vậy để dịch tần là bội số lẻ của (2k+1)x7,5 đảm bảo không rơi vào điểm không của phổ sóng mang con nhận được từ FFT. Tín hiệu mong muốn cho phép giảm độ nhạy 16dB trong băng thông kênh 5MHz (so với 10dB trong 3G). Nhiễu CW -55dBm Sóng mang mong muốn NRB=25, Bconfig=4,5MHz Bchannel=5MHz

Pmong muốn=-84dBm 16dB Pmin=-100dBm

2,7075MHz Hình 6.33. Đo nhiễu chặn băng hẹp cho 5MHz LTE

Ta có thể thấy rằng khi làm việc trong băng thông kênh 5MHz, các yêu cầu về lọc của LTE cũng giống như đối với các thiết bị WCDMA hiện có. Trong các hệ thống băng thông linh hoạt, chiến lược thiết kế bộ lọc là sự dung hòa giữa hai 356

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

kịch bản thái cực. Tại một thái cực, máy thu có ACIR vô tận giảm thiểu độ phân giải ADC và tiêu thụ công suất với trả giá bộ lọc tương tự có độ dốc cao dẫn đến méo dạng tín hiệu mong muốn. Tại thái cực kia máy thu không cung cấp hoặc cung cấp ACIR nhỏ dẫn đến dải động (DR: Dynamyc Range) của ADC phải cao để đảm bảo các yêu cầu về DR của 3GPP. Dưới đây ta sẽ xem xét sự dung hòa này như sau: trước hết trình bày ảnh hưởng tính linh hoạt băng thông lên các bộ lọc kênh tương tự (ACF: Analog Channel Filter) sau đó xét ảnh hưởng lên ADC. 6.8.6.2. Ảnh hưởng của các yêu cầu băng thông linh hoạt lên chiến lựơc thiết kế bộ lọc kênh tương tự Các hệ thống OFDM khắc phục đựơc nhiễu giữa các ký hiệu (ISI: InterSymbol Interference) và nhiễu giữa các sóng mang (ICI: Inter-Carrier Interfrence) do các kênh truyền sóng tán thời gây ra bằng cách đưa ra tiền tố chu trình (CP: Cyclic-Prefix). CP hoạt động giống như các khoảng bảo vệ giữa các ký hiệu OFDM liền kề. Vì thế CP càng dài thì khả năng chống lại trải trễ lớn càng tốt nhưng với trả giá tổn hao năng lượng càng lớn. Phải chọn độ dài CP phù hợp để tránh sự nhòe tín hiệu do méo trễ nhóm (GDD: Group Delay Distortion) của các bộ lọc tương tự. Hơn nữa việc chọn loại bộ lọc cho trường hợp trải trễ tồi nhất như dự kiến trong chuẩn (mô hình ETU chẳng hạn) không hẳn là chiến lược tốt nhất. Lý do vì trong phần lớn các trường hợp UE trải nghiệm trễ nhỏ hơn chiều dài CP, vì thế có thể sử dụng kết quả ứơc tính của bộ ước tính kênh băng gốc để lập trình động hàm truyền đạt của một bộ lọc FIR số sau ADC. Giải pháp thông minh này đảm bảo hiệu năng ACS đối với một bộ lọc ACF trước ADC. Vậy thì các hạn chế khi tăng giảm tần số cắt ‘Fc’ 3dB của ACF là gì?. Hình 6.34 cho thấy ảnh hưởng của thay đổi Fc của bộ lọc chuẩn được tối ưu hóa cho WCDMA ACS và nhiễu chặn lên GDD trải nghiệm. Fc của bộ lọc được dãn ra hoặc co lại bằng một thừa số tỷ lệ với các tỷ số của băng thông băng thông LTE.

357

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 4,0

40 LTE 1,4MHz Fc=0,61MHz

Trễ nhóm, ms

3,0

35

LTE 3MHz Fc=1,32MHz

2,5

30

LTE 5MHz Fc=2,2MHz

2,0

LTE 15MHz Fc=6,6MHz

1,5

25

LTE 20MHz Fc=8,8MHz

LTE 10MHz Fc=4,4MHz

1,0

Lọc bỏ băng hẹp, dB

3,5

20

0,5 0

15 0

2,5

5,0 Tần số, MHz

7,5

10,0

Hình 6.34. Ảnh hưởng của thay đổi Fc của ACF chuẩn 5MHz được tối ưu hóa cho WCDMA tỷ lệ với băng thông công tác LTE. Trục y bên trái biểu thị: trễ nhóm của bộ lọc. Trục y bên phải biểu thị: lọc bỏ nhiễu chặn băng hẹp của bộ lọc (tương ứng với các hình trám đen). Từ hình 6.42 ta có thể thấy rằng ‘Fc’ của bộ lọc càng thấp, thì trễ nhóm, méo trễ nhóm (GDD) và ACIR đối với nhiễu chặn càng cao. Chẳng hạn khi LTE làm việc trong băng thông kênh 1,4 MHz, GDD cao hơn 1s một chút. Trường hợp này ‘tiêu tốn’ một lượng độ dài CP chuẩn bằng 4,7s và có thể ảnh hưởng ISI trong các kênh trải trễ lớn. Từ thí dụ này ta có thể kết luận là tăng giảm tỷ lệ tần số cắt Fc của ACF không phải là giải pháp tốt nhất. Một giải pháp khác sử dụng lợi điểm các giảm nhẹ yêu cầu của 3GPP để chỉ điều chỉnh ACF ACIR đáp ứng các yêu cầu ADC DR tại các khai thác 15 và 20 MHz. Khi này các tăng cừơng ADC DR trong băng thông kênh nhỏ có thể được sử dụng để giảm độ dốc của bộ lọc vì thế đạt được toàn bộ lợi ích của độ dài CP. 6.8.6.3. Ảnh hưởng của các yêu cầu băng thông linh hoạt lên ADC DR Để đơn giản, ước tính phân giải ADC yêu cầu tối thiẻu được thực hiện bằng cách đánh giá ADC EVM (EVNADC) dựa trên mô hình tạp âm giả lượng tử (PQN: 358

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Pseudo-Quantization Noise). Hình 6.35 (trái) cho thấy tỷ số tín hiệu trên tạp âm méo lượng tử (SDQNR: Signal to Distortion Quantization Noise) tại đầu ra ADC và các tỷ số xén ADC còn được ký hiệu là độ lùi ADC (ADC BO) trong dải từ 10 đến 14 dB. Kết quả EVNADC được vẽ trên hình 6.35 (phải). Quỹ UE EVM được ước tính từ SNR yêu cầu để đạt được thông lượng SIMO LTE cao nhất tương ứng với 64QAM 6/9 MCS. Tổn thất thông lượng 5% được đáp ứng khi EVM tổng hợp thấp hơn 6,3%. Giả thiết là giảm cấp EVM giống như AWGN và xét thí dụ khi eNodeB EVM là 4,5% và hiệu năng UE RF RX EVM là 4% dẫn đến quỹ EVMADC chỉ còn: EVM ADC  6,3%2   EVM 2eNodeB  EVM 2UE RFRX   1,5%

60 Xén ADC

(6.21)

8

Tạp âm lượng tử ADC

50 6

EVM, %

SDQNR, dB

40 10 bit 30

6 bit 4

10 bit

Thí dụ quỹ ADC EVM cực tiểu » 1,5%

8 bit

20

8 bit

2 6 bit

10

0

0 0

10

20 Lùi đầu vào ADC, dB

30

40

5

15

25

35

Lùi đầu vào ADC, dB

ADC back off: lùi đầu vào ADC: cho thấy công suất đầu vào thấp hơn công suất đầu vào cực đại tương đương toàn bộ dải bao nhiêu dB

Hình 6.35. Hình trái: SDQNR (dB) tại đầu ra ADC phụ thuộc phân giải ADC và độ lùi đầu vào ADC (in dB) hay tỷ số xén ADC. ADC BO tối ưu được biểu thị bằng hình trám, tròn và vuông cho các độ phân giải 6, 8 và 10bit. Hình phải: hiệu năng EVM đầu ra ADC tương ứng. Trước hết ta giả thiết chuỗi RF-BB lý tưởng đảm bảo ACIR vô hạn và vòng tự điều khuếch (AGC) lý tưởng sao cho luôn đáp ứng BO. Tình trạng này được thể hiện thên hình 6.3 (trái) và cho thấy rằng phân giải ADC chấp thuận được thấp nhất là 8 bit. Trong hệ thống vòng AGC thực tế, ADC BO trong thời gian cuộc gọi không còn là một điểm mà trải rộng với phân bố thống kê đựơc thể hiện trên biểu đồ hình 6.36. Nếu xét đến thí dụ cụ thể về sự không chính xác của vòng AGC, ta có thể thấy rằng phân giải 10 bit sẽ là phân giải tối thiểu của ADC với trần DRF 12 dB cho sự không hoàn hảo của phần vô tuyến, như loại bỏ dịch DC và ACIR không hoàn hảo (hình 6.36 bên phải). Yêu cầu này tương ứng với CW DR (Dynamic Range: dải động) 60 dB. Một trong số các điểm khác biệt trong LTE so 359

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

với WCDMA là vòng AGC của UE phải xử lý biên độ thay đổi theo thời gian của tín hiệu trong băng do các người sử dụng được lập biểu động với số RB tích cực được phát tại các mức tín hiệu khác nhau trên đường xuống. Với phân giải 10 bit, DRF đủ lớn để đảm bảo dự trữ không hoàn hảo phần RF. Cần lưu ý rằng các giả thiết nêu trên chỉ là một thí dụ về các yêu cầu tối thiểu vì đây là các thực hiện đặc thù. BOmin

8 6 bit

8 bit

6 bit

Vòng AGC lý tưởng duy trì BO tối ưu 10 bit

4

Thí dụ phân bố ADC BO của vòng AGC thực tế

2

8 bit

DRF

6

EVM, %

6

EVM, %

BOmax

BOmin

BOmax

8

10 bit 4

2

0

0 5

15

25 Lùi đầu vào ADC, dB

35

5

15

25 Lùi đầu vào ADC, dB

35

Hình 6.36. Ảnh hưởng của không hoàn hảo vòng AGC. Hình trái: 8bit ADC; hình phải: 10 bit ADC. Vùng gạch chéo là vùng không đáp ứng các yêu cầu EVM ADC của MCS. Đường bao cuả biểu đồ biểu thị dự trữ ADC BO do sự không hoàn hảo phần RF (DRF) tại đầu vào ADC. Kết luận lại, chế độ khai thác thách thức nhất cho ADC đa chuẩn là khai thác LTE 20 MHz vì cần đảm bảo tối thiểu 60 dB DR. Các ADC sigma delta là giải pháp lý tưởng cho các yêu cầu này. Các bộ biến đổi này tạo dạng sàn tạp âm lượng tử (QN) thông qua một hàm truyền đạt thông cao bằng cách khoét một lỗ sâu vào mật đổ phổ công suất QN trong băng thông sóng mang mong muốn và lọc bỏ tạp âm ngoải băng. Có thể tối ưu độ rộng băng được khoét QN cho từng băng thông khai thác bằng cách thay đổi tần số lấy mẫu và/hoặc lập lại cấu hình hàm truyền đạt của bộ lọc tạo dạng tạp âm. Thí dụ về sigma-delta ADC được cho trên hình 6.37. Ta thấy rằng Sigma-delta ADC đáp ứng yêu cầu DR đối với LTE 20 MHz và và cải thiện 20 dB cho khai thác LTE 1,4 MHz. Mọi độ lợi 1dB trong DR đều có thể sử dụng để giảm bới yêu cầu thiết kế bộ lọc ACF. Đặc biệt là hiệu năng DR cao tại băng thông khai thác thấp sẽ giảm đáng kể yêu cầu lọc bỏ của ACF trong chế độ GSM, đây là chế độ đòi hỏi bộ lọc độ dốc cao đắt tiến trong vùng chết (vùng nhiễu hệ thống khác cao là máy di động không hoạt động được).

360

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 90

ADC CW DR, dB

85

80

75

70

65

z H

z

M 20

LT E

15 LT E

10

M

M

H

H

z

z M LT E

5 LT E

W C

D

M

H

A

z H 3

M

D LT E

EV

D C -S

O

A M

H M TD

1. 4 LT E

G SM /E D

G E

z

60

Hình 6.37. Khả năng đạt được dải động (DR) của Sigma-delta ADC trên dải băng thông hệ thống rộng. 6.8.7. Các phần tử EVM: so sánh giữa LTE và WCDMA Quỹ dường xuống LTE được đặt gần bằng 8%. So với WCDMA quỹ này có thể bằng 10-12% thậm chí đối với khai thác HSDPA với yêu cầu chặt chẽ hơn. Tuy nhiên điểm mới trong LTE là đo EVM sử dung bộ cân bằng cưỡng bức về không. Vì thế cần phân biệt các phần tử AWGN và các phần tử có thể cân bằng được và vì thế không gây hại cho máy thu. Đây là điểm khác biệt quan trọng giữa WCDMA nơi mà khi hệ số trải phổ đủ lớn, từng phần tử EVN cư sử như AWGN. Phần này minh họa các khác biệt nói trên đối với một số giảm cấp được chọn lựa: khuếch đại I/Q và mất cân bằng pha, các méo do ACF và tạp âm pha của bộ dao động nội DCR. 6.8.7.1. Ảnh hưởng của lọc bỏ ảnh có hạn do mất phối hợp pha và biên I/Q Trong các thiết kế các phần RF/tương tự thực tế, gần như không thể thiết kế các DCR với khuếch đại và đáp ứng pha như nhau cho các nhánh I và Q. Vì thế 361

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

các DCR luôn có hai giảm cấp: không phối hợp pha và biên được ký hiệu là DA và D dẫn đến việc lọc bỏ ảnh (IR: Image Rejection) có hạn. Các kết quả IR có hạn trong từng sóng mang con chồng lấn với sóng mang con nằm tại vị trí tần số ảnh gương như trên hình 6.38. Tỷ số công suất giữa sóng mang con và ảnh của nó được định nghĩa là IR. Nếu giả thiết các ký hiệu được mang bởi các sóng mang con không tương quan, thì ảnh hưởng của IR lên LTE không khác với hệ thống đơn sóng mang và có thể coi là nguồn AWGN. b) Phổ phức băng gốc I+jQ tại đầu vào ADC với lọc bỏ ảnh hữu hạn bằng nhau trên tất cả sóng mang con

a) Sóng mang OFDM phát

Phổ ảnh IR

-fSC

Sóng mang DC

fSC

Sóng mang DC

-fSC

IR: Image Rejection = lọc bỏ ảnh

fSC

Hình 6.38. Lọc bỏ ảnh có hạn

10

10

9

9

8

8

7

7

EVM, %

EVM, %

Hình 6.39 cho thấy LTE EVM và WCDMA EVN phụ thuộc vào mất cân băng biên (DA) và mất cân băng pha (D).

6 5

6 5

4

4

3

3

2

2

1

1 0,0

0,5 1,0 Mất cân bằng biên, dB

1,5

2,0

2

4

8 6 Mất cân bằng pha, Độ

10

Ký hiệu cho LTE Ký hiệu cho WCDMA

Hình 6.39. LTE EVM và WCDMA EVM phụ thuộc vào mất cân băng biên (DA) và mất cân băng pha (D).

362

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

6.8.7.2. Ảnh hưởng của các méo trễ nhóm và biên độ trong băng của bộ lọc tương tự Đóng góp giảm cấp của bộ lọc thông thấp (LPF) trung tần không Ảnh hưởng của bộ lọc kênh I/Q được đo cho 5MHz 16 QAM LTE và WCDMA đường xuống. Kết quả cho thấy EVMLPF bằng 8% đối với WCDMA và giảm xuống 1,2 % đối LTE. Như vậy LTE giảm quỹ giảm cấp LPF so với WCDMA. Đóng góp giảm cấp bộ lọc thông cao (HPF) trung tần không Các sản phẩm IMD2 tạo ra thành phần một chiều có thể dẫn đến sau khi đi tín hiệu được khuếch đại I/Q vài dB để đáp ứng yêu cầu ADC BO. Trong WCDMA có thể lọai bỏ DC này bằng bộ lọc thông cao (HPF) và nghiên cứu cho thấy HPF ảnh hưởng lên EVM thể hiện ở dạng AWGN. Khi thiết kế HPF cần dung hòa giữa EVM, kích thước tụ điện và thời gian thiết lập DC. Thí nghiệm đo thực hiện cho LTE sử dụng HPF 4,5MHz với méo trễ lớn hơn độ dài CP. Các sóng mang con được đặt gần sóng mang nơi dễ bị ảnh hưởng nhất. Đối với băng thông 2,4 MHz xung quanh sóng mang EVM đo được là 7.5%, Vì thế đối với LTE cần cẩn trọng khi thiết kế sơ đồ bù trừ dịch DC. 6.8.7.3. Ảnh hưởng của vòng khóa pha Nếu tín hiệu đường xuống OFDM chỉ là một tập các tần số CW không điều chế nằm gần nhau, Đầu ra I/Q của bộ trộn trong DCR sẽ chỉ là các tần số CW nhân với lý lịch tạp âm pha (PN: Phase Noise) của bộ dao động nội (hình 6.40). Rõ ràng là PN vượt quá khoảng cách giữa các sóng mang con sẽ gây ra gảm SNR. Bộ trộn RFin

I/Qout

Các sóng mang con OFDM

Bộ dao động nội

Hình 6.40. Nhân PN dao động nội với các sóng mang con

363

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Nghiên cứu cho thấy đóng góp PA tại vùng gần sóng mang và vùng xa sóng mang khác nhau. PN vùng gần gây ra quay tất cả các sóng mang con và được gọi là lỗi pha chung (CPE: Common Phase Error). Có thể ước tính được CPE và hiệu chỉnh đựơc nó. Các phần tử PN xa tạo nên nhiễu giữa các sóng mang (ICI) giống như tạp âm và không thể hiệu chỉnh được. Tóm lại, khoảng cách giữa các sóng mang con OFDM sử dụng trong LTE dẫn đến yêu cầu tạp âm pha dao động nội mới. 6.9. HIỆU NĂNG ĐIỀU CHẾ CỦA LTE UE 6.9.1. Các chế độ truyền dẫn Điều chế OFDMA trên đường xuống của LTE cho phép tối ưu hóa truyền dẫn trong các miền thời gian, tần số và không gian (miền anten). Phải đảm bảo tiêu chuẩn của 3GPP cho UE bằng cách thỏa mãn các yêu cầu đối với nhiều chế đô bao gồm phát/thu phân tập và ghép kênh không gian. Phần này ta sẽ xét các nguyên lý của từng chế độ và các sơ đồ thu cho từng trường hợp. 6.9.1.1. Chế độ một đầu vào nhiều đầu ra, SIMO Truyền dẫn OFDM đơn giản SISO (một đầu vào một đầu ra) không được LTE UE hỗ trợ vì các UE đều phải có ít nhất là hai anten thu. Vì trế trường hợp SIMO là sơ đồ đơn giản nhất và nó là mở rộng của trường hợp SISO. Giả thiết băng thông truyền dẫn B=20MHz với tần số lấy mẫu fs=30,72MHz và chế độ CP bình thường. Tại phía thu, đối với từng anten thu, các mẫu tín hiệu số sau phần vô tuyến và ADC được lưu đệm trên một ký hiệu OFDM có độ dài Ts=71,3s (hay 71,9s đối với ký hiệu đầu tiên của một khe do các mầu CP hơi dài hơn). Sau đó các mẫu CP đựơc loại bỏ và N=2048 mẫu được chuyển đổi FFT vào tín hiệu tương đương trong miền tần số. Theo chuẩn LTE, tại đầu ra FFT chỉ K=1200 mẫu được giữ lại còn các mẫu khác bị loại bỏ. Phụ thuộc vào kênh vật lý và ấn định cụ thể các sóng mang con, quá trình phân kênh và sắp xếp lại các mẫu số phức được thực hiện. Đối với truyền sóng đa đường nếu đảm bảo thời gian nhất quán kênh lớn hơn nhiều so với thời gian của một ký hiệu OFDM, thì tín hiệu tại đầu ra của FFT tại từng vị trí sóng mang con có thể được coi là chỉ chịu ảnh hưởng của phađinh phẳng. Trong trường hợp này sơ đồ giải điều chế tỗi ưu là lọc phối hợp đơn giản và có thể loại bỏ ảnh hưởng của kênh bằng cách nhân với hệ số phức liên hợp của kênh tại từng sóng mang. Các ký hiệu QAM nhận được bằng cách kết hợp các ký hiệu của cùng một sóng mang con trên hai tuyến anten thu. Phương pháp này được gọi là kết hợp tỷ lệ cực đại (MRC). Nó cho phép đạt được lợi ích tốt nhất từ phân tập của anten bổ sung. Sau MRC, các ký hiệu QAM đựơc giải sắp xếp và chuỗi các bit mềm của kênh cần cho giải mã kênh được nhớ đệm cho đến khi đạt được tổng khối lượng 364

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

cần thiết sau khi giải điều chế một số ký hiệu OFDM. Các bit mềm được phối hợp tốc độ cho các thông số đặc thù với kênh vật lý; sau đó kết hợp mềm HARQ được thực hiện và tiếp theo là giải mã kênh. Tại đầu ra cuả giải mã kênh, chuỗi nhận được sau quyết định cứng được kiểm tra theo các bit CRC để quyết định xem các bit sau giải mã đúng hay sai. Giải mã kênh được sử dụng tùy thuộc vào tính chất của kênh vật lý: nếu là kênh riêng (PDSCH) thì mã turbo luôn luôn được sử dụng còn các kênh mang thông tin điều khiển (PDCCH chẳng hạn) sử dụng mã hóa xoắn và vì thế giải mã được thực hiện bằng bộ giải mã Viterbi. Đối với các kênh hỗ trợ giao thức HARQ, kết quả nhận đựơc sau kiểm tra CRC được phản hồi về BTS. Hiệu năng máy thu được tính toán dựa trên tỷ lệ thành công của CRC so với thông lượng. Đây là số đo các bit được giải mã thành công thực sự sau quá trình HARQ. 6.9.1.2. Chế độ phân tập phát Phân tập phát được thực hỉện trong LTE bằng sơ đồ mã hóa SFBC (Spatial Frequency Block Code). SFBC là sơ đồ mã hóa Alamouti của hai ký hiệu QAM trên hai sóng mang con liền kề. Vì thế đối với phân tập phát, tại phía thu các ký hiệu tại đầu ra của FFT cần được sắp xếp lại theo từng cặp tương ứng với mã hóa SFBC được thực hiện tại phía phát và và sơ đồ Allamouti đựơc giải mã bằng một thao tác tuyến tính. 6.9.1.3. Chế độ MIMO Truyền dẫn MIMO là kỹ thuật then chốt để đạt được tốc độ số liệu cao của LTE (lên đến 150Mbps đối với băng thông 20MHz). Kỹ thuật này cho phép truyền một hoặc hai luồng số liệu độc lập phụ thuộc vào điều kiện kênh mà UE trải nghiệm. Trong chế độ MIMO, kênh trên từng sóng mang con được trình bày bởi một ma trận có kích thước bằng số anten phát (Nt) và số anten thu (Nr). Nếu môi trường truyền sóng giầu tán xạ, thì hạng (bậc) của ma trận là đầy đủ và trong điều kiện này có thể hỗ trợ ghép kênh không gian với hai luồng số. Ngược lại nếu hạng của ma trận không đầy đủ, chẳng hạn bằng một thì chỉ một từ mã được phát. Cũng như đối với các công nhận HARQ, chế độ vòng kín của MIMO đòi hỏi phản hồi liên tục từ UE đến BTS theo từng khung con. Ngoài thông tin về hạng của ma trận, UE cũng cung cấp cho BTS các chỉ số của các vectơ bảng mã tiền mã hóa cần sử dụng tại phía phát. Cơ chế tiền mã hóa MIMO vòng kín với trả giá thông tin báo hiệu bổ sung là phương pháp được sử dụng trong LTE khai thác hiệu quả phân tập kênh MIMO. Sở dĩ như vậy vì các chỉ số của vectơ tiền mã hóa do UE yêu cầu được chọn lựa để đạt được tỷ số SNR cao nhất nhờ vậy đạt đựơc thông lương cực đại. SNR được tính trên toàn bộ kênh tương đương bao gồm ma trận tiền mã hóa và ma trận kênh truyền sóng tức thời. Chuẩn không quy định sơ đồ tách sóng cụ thể mà chỉ giả thiết là bộ cân bằng MMSE (Minimum-Mean-Squared-Error: sai lỗi trung bình quân phương cực 365

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

tiểu) là bộ tách sóng tham chuẩn để thiết lập yêu cầu hiệu năng cực tiểu. Sơ đồ máy phát thu MIMO được cho trên hình 6.41. a) Máy phát

Sắp xếp ấn định tài guyên Mã hóa kênh

Sắp xếp QAM

Mã hóa kênh

Sắp xếp QAM

IFFT

Chèn CP

DAC + RF

IFFT

Chèn CP

DAC + RF

Tiền mã hóa MIMO

Sắp xếp ấn định Hạng và các chỉ tài nguyên số của tiền mã hóa (từ UE)

b) Máy thu

RF+ ADC

Loại CP

FFT

Giải sắp xếp ấn định tài nguyên Ước tính kênh

RF+ ADC

Loại CP

FFT

Giải sắp xếp ấn định tài nguyên

Bộ cân bằng MMSE của MIMO

Tính toán các bit mềm

Kết hợp HARQ

Giải mã kênh

Tính toán các bit mềm

Kết hợp HARQ

Giải mã kênh

Ước tính kênh

Hình 6.41. Máy phát thu MIMO Các hệ số của bộ cân bằng được điều chỉnh theo các hệ số của ma trận kênh, vectơ tiền mã hóa và công suất nhiễu. Một cách tương đương ta có thể coi rằng nhân ma trận 2x2 với vectơ 2x1được tạo ra từ tín hiệu phức tại từng sóng mang con tại đầu ra của FFT của hai anten như sau: x i  G i,MMSE y i  G i,MMSE  Hi Px i i  ni 

(6.22)

trong đó: x i là vectơ 2x1 của ký hiệu được tách sóng tại sóng mang con i, G i,MMSE là ma trận 2x2 của bộ cân bằng tại sóng mang con i, 366

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

y i là vectơ 2x1 của tín hiệu thu tại sóng mang con i, H i là ma trận kênh tương đương 2x2 nhận được từ nối tầng của ma trận tiền mã hóa Pi 2x2 và ma trận kênh thực tế 2x2 H i tại sóng mang con i, n i là vectơ tín hiệu nhiễu 2x1 thu được tại sóng mang con i.

6.9.2. Lập mô hình kênh và ước tính Các sơ đồ tách sóng nhất quán đòi hỏi ước tính kênh tin cậy đối với từng sóng mang con, đối với từng ký hiệu OFDM và đối với từng liên kết giữa các anten phát và anten thu. Vì thế các hệ thống LTE cung cấp tín hiệu tham chuẩn (RS : Reference Signal) trong đó các phần tử tài nguyên được thể hiện trong mặt phẳng tài thời gian-tần số. Đối với truyền dẫn đa anten, các RS được đan xen và xóa về không tại các vị trí tương đương trong các anten khác để giảm thiểu nhiễu tương hỗ. Nhờ cầu trúc đặc biệt trong LTE, ước tính kênh trên các anten có thể được thực hiện độc lập đối với từng liên kết giữa anten phát và anten thu. Sơ đồ báo hiệu hoa tiêu này đơn giản hóa đánh kể ước tính kênh trong các ứng dụng MIMO. Đối với sơ đồ thu, chuẩn để tự do trong việc thực hiện ước tính kênh miền tần số-thời gian ngay cả khi một số hãng đã đưa ra các hướng dẫn thực tế trong quá trình bàn luận về tiêu chuẩn hóa để định nghĩa các hiệu cầu hiệu năng. Các hướng dẫn này để xuất ước tính kênh nên thực hiện gồm hai tầng lọc một chiều : chiều thứ nhất gồm lọc Wiener/MMSE các ký hiệu OFDM chứa RS theo phương tần số. Sau bộ lọc Wiener/MMSE là chiều thứ hai trong miền thời gian để đạt được hàm truyền đạt đầy đủ cho tất cả các chỉ số sóng mang con và các ký hiệu trong khung con. Chỉ các ký hiệu thuộc khung con hiện thời là được sử dụng để nội suy miền thời gian. Các hệ số được sử dụng cho quá trình lọc miền tần số được lựa chọn từ một tập được tính tính trứơc như một hàm chỉ phụ thuộc vào tỷ số tín hiệu trên tạp âm. Cần lưu ý rằng vì ước tính kênh được thực hiện sau thao tác FFT, nên kênh được ước tính sẽ là tích chập của một số đáp ứng xung kim của bộ lọc, trong số chúng thành phần phụ thuộc thời gian là thành phần của kênh truyền sóng trên giao diện vô tuyến lớp vật lý còn các bộ lọc khác là các bộ lọc kênh eNodeB hay các bộ lọc của đầu vô tuyến của UE. Vì thế các méo trong băng do các bộ lọc gây ra được bù trừ chừng nào tổng trải trễ không vượt quá CP. 6.9.3. Hiệu năng điều chế 6.9.3.1. Các kênh tham chuẩn cố định PDSCH PDSCH (Physical Data Shared Channel : kênh đô liệu chia sẻ vật lý) là kênh lưu lượng dùng chung. Các yêu cầu hiệu năng trong chuẩn bao gồm một tập 367

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

các kênh tham chuẩn cố định (FRC : Fixed Reference Channel) cho từng chế độ truyền dẫn như : SIMO, phân tập phát và MIMO. FRC đã được chấp thuận cho trường hợp SIMO và các tín hiệu RS đặc thù ô và được chia làm ba loại chứa một tập hạn chế các sơ đồ điều chế và mã hóa (MCS : Modulation and Coding Schemes) : QPSK với tỷ lệ mã 1/3, 16QAM với tỷ lệ mã ½ và 64QAM với tỷ lệ mã ¾. Càn lựa chọn loại RFC để giảm thiểu số lần đo kiểm trong khi vẫn có được MCS đại diện trên tập gồm 29 tổ hợp MCS. Trong mỗi loại FRC, một đo kiểm được đặc tả cho một băng thông hệ thống cho trứơc và vì thế được đặc tính bởi một độ dài khối truyền tải, các thông số phân đoạn khối mã và dải ấn định trên toàn bộ băng thông khả dụng. Một FRC bổ sung cũng được định nghĩa cho một ấn định khối tài nguyên xẩy ra tại biên băng và sử dụng điều chế QPSK. 6.9.3.2. Các yêu cầu hiệu năng giải điều chế PDSCH Các yêu cầu hiệu năng được biểu thị bằng tỷ số SNR ˆ I or / Noc để đạt đựơc phần trăm cho trước của thông lượng chuẩn kênh FRC cho trước trong các điều kiện truyền sóng cho trước. Phần trăm thông lượng chuẩn luôn luôn được chọn bằng 30% hoặc 70%. Cần lưu ý rằng để đo kiểm hiệu năng phần vô tuyến, số đo được đặt là dung lượng bằng hoặc lớn hơn 95% thông lượng cực đại của kênh đo tham khảo. Thí dụ về yêu cầu hiệu năng đối với 64QAM trong chuẩn 3GPP được thể hiện trong bảng 6.25. Bảng 6.25. Hiêu năng tối thiểu đối với 64QAM (FRC) Băng thông Điều kiện Ma trận Giá trị tham chuẩn truyền sóng tương quan Phần trăm thông lượng SNR ˆ I or / Noc cực đai [dB] 10 MHz EVA5 Thấp 70 17,7 ETU70 Thấp 70 19,0 EVA5 Cao 70 19,1 SNR yêu cầu đã đựơc các hãng tham gia lập chuẩn nhất trí. Giá trị được tính toán dựa trên các hiệu năng giải mã của dãy thu điểm hoàn toàn thả nổi trong đó dự trữ thực hiện được xét cho giảm cấp gây ra bởi điểm cố định hay bởi sự không hoàn thiện của quá trình xử lý tín hiệu. Dự trữ thực hiện nằm trong dải từ 1,5 đến 2,0dB. Nguyên tắc rút ra yêu cầu hiệu năng nói trên đựơc giải thích bằng đồ thị trên hình 6.42.

368

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng x10

6

SIMO 10MHz, QPSK 1/3 EVA5

5 4,5

Hiệu năng máy thu điểm thả nổi

4

3,5

Thông lượng (bit/s)

70% thông lượng chuẩn 3

Hiệu năng thực hiện ước tính

2,5

2 1,5

Yêu cầu đối với 70 %

30% thông lượng chuẩn Yêu cầu đối với 30 %

1

Dự trữ thực hiện

0,5

0 -14

-12

-10

-8

-6

Dự trữ thực hiện

-4

-2

0

2

6

SNR (dB)

Hình 6.42. Nguyên lý rút ra yêu cầu hiệu năng. 6.9.3.3. Lập mô hình EVM và ảnh hửơng EVM lên hiệu năng Để rút ra yêu cầu hiệu năng thực tế, LTE giả thiết rằng máy phát được lập mô hình như là một nguồn tín hiệu không lý tưởng được đặc trưng bởi EVN của máy phát. Nói chung sự không lý tưởng này xuất phát từ tính phi tuyến xẩy ra do tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình của tín hiệu OFDM quá cao và dải động có hạn của bộ khuếch đại vô tuyến máy phát. Hình 6.43 cho thấy mô hình EVN để rút ra yêu cầu hiệu năng LTE trong đó tính phi tuyến được xét đến như là một nguồn méo bổ sung vào máy phát. Bảng 6.26 cho thấy các mức EVM được sử dụng trong mô phỏng hiệu năng. Ảnh hưởng của nguồn méo bổ sung dẫn đến giới hạn dung lượng có thể đạt được do không thể tăng SNR hiệu dụng của máy thu khi loại bỏ nhiễu của các ô khác. Hậu quả bổ sung là tập MCS bị giới hạn cùng với dung lượng chung của hệ thống.

369

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hình 6.43. Mô hình EVM đựơc sử dụng để mô phỏng hiệu năng Bảng 6.26. Giá trị EVM được sử dụng cho các yêu cầu hiệu năng Điều chế Mức Phương sai tạp âm tương đương trên một anten TX (dB) QPSK 17,5% -15,13924 16 QAM 12,5% -18,0618 64QAM 8% -21,9328 Hình 6.44 cho thấy ảnh hưởng của EVN lên thông lượng SIMO lý thuyết theo AWGN

370

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Ảnh hưởng của EVM lên thông lượng SIMO lý thuyết đối với 10MHZ tính theo AWGN 70 EVM = 0 EVM = 8%

Thông lượng (Mbps)

60

EVM = 12,5% EVM = 17,5%

50

40

30

20

10

-10

-5

0

5

10

15

20

25

30

SNR (dB)

Hình 6.44. Ảnh hưởng của EVN lên thông lượng SIMO lý thuyết theo AWGN

6.10. TỔNG KẾT Để tạo điều kiện cho các nhà sản suất cạnh tranh trong việc cung cấp các thiết bị 4G LTE, chuẩn 4G LTE đã đưa ra các định nghĩa rõ ràng cho các yêu cầu hiệu năng. Các tiêu chuẩn này cần thiết để đảm bảo rằng các các thiết bị đầu cuối di động và mạng vô tuyến của các nhà cung cấp thiết bị khác nhau phải cung cấp hiệu năng khả dự kiến trong băng tần của nhà khai thác như tốc độ số liệu, dung lượng hệ thống và khả năng di động. Các yêu cầu này cũng cần thiết để tạo điều kiện cho sự đồng tồn tại cuả LTE với các hệ thống thông tin di động hiện có khác cũng như đồng tồn tại giữa các nhà khai thác LTE khác nhau trong các băng tần liền kề. 3GPP đã định nghĩa các yêu cầu vô tuyến tối thiểu cho 4G LTE UE và hiệu năng hệ thống khả dự kiến trong môi trường nhiều nhà sản xuất. Nếu so sánh các yêu cầu vô tuyến cho 4G LTE với 3G UMTS, ta thấy có nhiều nét tương đồng như nhiễu băng hẹp của máy thu và tự nhiễu trong chế độ hoạt động FDD. Tuy nhiên các đặc tả 4G LTE đòi hỏi phải giải quyết thêm các vấn đề như:  Băng thông kênh khả biến trên một dài băng rộng  Máy thu có ít nhất hai anten thu cho phân tập thu và chỉ có loại UE thấp nhất là không hỗ trợ thu ghép kênh không gian MIMO 371

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

 Tồn tại nhiều dạng sơ đồ điều chế và mã hóa trong đó một số sơ đồ đòi hỏi SNR cao  OFDM nhạy cảm hơn với tạp âm pha. Trái lại, LTE có khả năng chịu đựng méo biên và pha do các bộ lọc thu phát gây ra tốt hơn UMTS. Ngoài việc xét cụ thể và chi tiết các yêu cầu vô tuyến đối 4G LTE UE, chương này còn xét các thách thức thiết kế đối với máy thu và máy phát 4GLTE nhất là việc thiết kế các đầu cuối đa băng đa chế độ với đa khả năng: 2G GSM, 3G UMTS và 4G LTE. 6.11. CÂU HỎI 1. Trình bày các băng tần được quy định sử dụng cho LTE và các khai niệm băng thông kênh và cấu hình băng thông truyền dẫn 2. Trình bày các thuật ngữ đựơc sư dụng để đánh giá hiệu năng 3. Trình bày khái niệm EVM 4. Trình bày công suất đầu ra cực đại của UE 5. Trình bày các yêu cầu đối với phát xạ không mong muốn 6. Trình bày các yêu cầu về điều chế giao thoa 7. Trình bày yêu cầu mức vào cực đại đối với máy thu 8. Trình bày các yêu cầu đối với tín hiệu thấp 9. Trình bày mức độ nhạy tham chuẩn 10. Trình bày ảnh hưởng của rò tạp âm phát vào máy thu 11. Trình bày độ chọn lọc kênh lân cận 12. Trình bày tỷ số nhiễu kênh lân cận 13. Trình bày nhiễu chặn trong băng 14. Trình bày nhiễu chặn ngoài băng 15. Trình bày nhiễu chặn băng hẹp 16. Trình bày đáp ứng giả 17. Trình bày IMD3 18. Trình bày phát xạ giả của máy thu 19. Trình bày phân hệ vô tuyến đa chês độ đa băng 20. Trình bày yêu cầu phân tập anten 21. Trình bày các thách thức đồng tồn tại vô tuyến 22. Trình bày các thách thức thiết kế giao diện băng gốc-phần vô tuyến 23. So sánh mức độ phức tạp thiết kế banưg gốc LTE và HSDPA 24. So sánh các yêu cầu vô tuyến LTE UE với WCDMA/HSPA 25. Trình bày độ chình xác điều chế của máy phát LTE UE 26. Trình bày bộ khuếch đại công suất đa chế độ 27. Trình bày các phần tử gây giảm độ nhạytrong các máy thu FDD UE 28. Trình bày tạp âm phát rời vào máy thu 29. Trình bày độ chọn lọc kênh lân cận, nhiễu chặn băng hẹp và các thách thức thiết kế ADC 30. So sánh EVM giữa LTE và WCDMA 31. Trình bày các chế độ và các sơ đồ thu khác nhau đối với LTE 372

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 32. Trình bày lập mô hình kênh và ước tín 33. Trình bày các yêu cầu hiệu năng giải điều chế

373

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 7 CÁC YÊU CẦU HIỆU NĂNG VÀ CÁC VẤN ĐỀ THIẾT KẾ MÁY THU PHÁT VÔ TUYẾN 4G LTE eNodeB

7.1. GIỚI THIỆU CHUNG

7.1.1. Các vấn đề được trình bày trong chương      

Các yêu cầu hiệu năng đối với máy phát 4G LTE eNodeB Các yêu cầu hiệu năng đối với máy thu 4G LTE eNodeB Nguyên lý thiết kế 4G LTE eNodeB và các vấn đề cần giải quyết Các vấn đề thiết kế máy phát của 4G LTE eNodeB Các vấn đề thiết kế máy thu 4G LTE eNodeB Hiệu năng giải điều chế của 4G LTE eNodeB

7.1.2. Hướng dẫn  Học kỹ các tư liệu đựơc trình bầy trong chương  Tham khảo thêm tài liệu tham khảo [13], [15]. 7.1.3. Mục đích chương  Nắm đựơc các yêu cầu hiệu năng chung của của thiết bị 4G LTE eNodeB  Nắm được các vấn đề chung khi thiết kế máy thu phát trong 4G LTE eNodeB  Nắm được các vấn đề thiết kế cần giải quyết khi thiết kế 4G LTE eNodeB 3GPP đưa ra các quy định về hiệu năng vô tuyến LTE cho các đầu cuối di động (UE) và các trạm gốc (eNodeB). Các quy định này là bộ phận quan trọng của tiêu chuẩn 4G LTE vì nó là tạo điều kiện cho một hiệu năng hệ thống ổn định và có thể dự báo trước trong môi trường đa nhà cung cấp. Trong chương này ta sẽ xét các yêu cầu hiệu năng tối thiểu quan trọng nhất của LTE eNodeB: các cơ sở cho hiệu năng hệ thống, các khuyến nghị cho hiệu 374

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

năng hệ thống và thiết kế thiết bị và các vấn đề liên quan đến thiết kế LTE eNodeB.

7.2. CÁC YÊU CẦU VÔ TUYẾN CHUNG ĐỐI VỚI ENODEB Các yêu cầu vô tuyến định nghĩa các đặc tính vô tuyến của máy phát và máy thu eNodeB hay UE. eNodeB là một nút vật lý phát và thu các tín hiệu vô tuyến trên một hay nhiều anten connectơ để phủ sóng cho một ô. Tập các yêu cầu vô tuyến được định nghĩa cho LTE về cơ bản giống như các yêu cầu được định nghĩa cho WCDMA hay mọi hệ thống vô tuyến khác, Một số yêu cầu cũng dựa trên các yêu cầu quy định và một số được chi tiết hóa cho băng tần khai thác hoặc cho nơi triển khai hệ thống chứ không liên quan đến kiểu hệ thống. Điểm khác biệt của LTE là băng thông linh hoạt và nhiều băng thông kênh của một hệ thống. Vì thế định nghĩa một số yêu cầu khó hơn. Đặc biệt đối với các yêu cầu máy phát liên quan đến phát xạ không mong muốn, trong đó định nghĩa các giới hạn trong quy định quốc tế bị phụ thuộc vào băng thông vì eNodeB có thể công tác với nhiều băng thông kênh và đầu cuối có thể thay đổi băng thông kênh công tác. Các tính chất linh hoạt của lớp 1 được xây dựng trên cơ sở OFDM cũng ảnh hưởng lên quá trình đặc tả chất lượng điều chế của máy phát và cách đặc tả độ chọn lọc cũng như các yêu cầu chặn của máy thu. Ngoài ra còn có một số khác biệt trong cách định nghĩa các yêu cầu cho UE và cho eNodeB. Các yêu cầu vô tuyến được chia thành các yêu cầu cho máy phát và các yêu cầu cho máy thu. Ngoài ra còn có thêm “các đặc tính hiệu năng” để xác định hiệu năng băng gốc của máy thu và nói một cách chặt chẽ thì đây không phải là các yêu cầu vô tuyến mặc dù ở mức độ nào đó hiệu năng này cũng phụ thuộc và phần vô tuyến. Các đặc tính của máy phát bao gồm công suất phát cực đại, dải động công suất đầu ra, chất lượng tín hiệu phát (chủ yếu là lỗi tần số và biên độ vectơ lỗi EVM), phát xạ không mong muốn và điều chế giao thoa máy phát. Các đặc tính của máy thu bao gồm mức độ nhạy tham chuẩn, dải động máy thu, chọn lọc kênh lân cận (ACS), chặn máy thu (bao gồm cả đáp ứng giả đối với đầu cuối), điều chế giao thoa máy thu và các phát xạ giả máy thu. Đối với mỗi yêu cầu vô tuyến đều có một quy định đo kiểm tương ứng trong đặc tả đo kiểm cho eNodeB. Các đặc tả này quy định việc thiết lập đo kiểm, thủ tục đo kiểm các tín hiệu đo kiểm, các dung sai … cần để đảm bảo sự hợp chuẩn với các yêu cầu vô tuyến và hiệu năng.

375

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

7.3. CÁC YÊU CẦU ĐỐI VỚI MÁY PHÁT eNodeB Các yêu cầu vô tuyến cho 4G LTE eNodeB và các đặc tả đo kiểm được quy định trong tiêu chuẩn của 3GPP. Trong phần này ta sẽ xét các yêu cầu quan trọng nhất đối với máy phát eNodeB.  Phát xạ không mong muốn trong và ngoài băng công tác. Các yêu cầu này sẽ đảm bảo tính tương thích vô tuyến của đường xuống LTE với các hệ thống làm việc trong các băng lân cận (hoặc các băng khác)  Chất lương tín hiệu phát (tín hiệu điều chế) và các yêu cầu về EVM. Các yêu cầu náy sẽ quyết định hiệu năng trong kênh của phần phát đường xuống. Mỗi máy phát phải thỏa mãn hai loại yêu cầu: (1) các yêu cầu liên quan đến mức công suất và chất lượng phát dự kiến, (2) các yêu cầu mô tả các mức phát xạ không mong muốn được phép. Các yêu cầu thứ nhất thường dễ xử lý: thiết bị vô tuyến phải phát tín hiệu vô tuyến đựơc định nghĩa rõ ràng trong kênh được ấn định cho nó. Các yêu cầu loại hai thường là các thách thức đối với các nhà thiết kế. 7.3.1. Công suất phát đầu ra Công suất phát đầu ra ảnh hưởng trực tiếp lên nhiễu giữa các ô sử dụng cùng kênh và biên độ phát xạ bên ngoài băng công tác. Vì thế nó ảnh hưởng đến khả năng hệ thống LTE đạt đựơc hiệu suất phổ tần cực đại và đây chính là lý do cần đặt chính xác công suất phát ra của máy phát. Đối với eNodeB, công suất phát ra cực đại phải duy trì trong dung sai khoảng 2dB so với công suất được nhà sản suất thông báo. Ngoài ra, dải động trong miền tần số (được tính toán như là hiệu số giữa công suất tại một phần tử tài nguyên (RE) cho trước và công suất RE trung bình) không đựơc vượt quá giới hạn quy định tùy theo bậc điều chế để tránh gây bào hòa các máy thu của UE. Đối với UE, công suất phát ra cực đại là 23dBm và phải đảm bảo dung sai 2dB. Nếu nhiều anten đựơc sử dụng cho máy phát như là một phần của MIMO, các quy định này áp dụng cho toàn bộ công suất phát ra từ tất cả các anten. 7.3.2. Phát xạ không mong muốn của băng tần công tác Bên ngoài băng chỉ định, các đặc tả LTE định nghĩa hai loại phát xạ không mong muốn: (1) các phát xạ ngoài bằng (OOB) và các phát xạ giả. LTE định nghĩa các yêu cầu cho cả hai kiểu phát xạ không mong muốn, trong đó yêu cầu đối với các phát xạ giả chặt chẽ hơn. Các yêu cầu được đặc tả này phải được thực hiện đối với các tín hiệu mạnh và trong các điều kiện cụ thể. Điều này có nghĩa là không như các yêu cầu vô tuyến cố định của các hệ thống 376

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trước đây, các yêu cầu phát xạ có thể thay đổi trong các kịch bản khác nhau. Nếu máy phát không thể thỏa mãn một yêu cầu cụ thể, thì hoặc máy phát bị tắt hoặc phải thích ứng các đặc tính của máy phát (chẳng hạn giảm công suất phát hay sử dụng các kỹ thuật vô tuyến được định nghĩa bằng phần mềm) để thay đổi hiệu năng theo cách thức yêu cầu. Vì các phát xạ ngoài băng (OOB) nằm gần phát xạ mong muốn vì thế tăng mức công suất phát mong muốn thường dẫn đến tăng mức các phát xạ không mong muốn. Trái lại giảm công suất phát thường là một giải pháp hiệu quả để giảm các phát xạ OOB và đây là một biện phát để đáp ứng các yêu cầu về hiệu năng. Các phát xạ OOB có thể là một sản phẩm phụ không thể tránh khỏi của quá trình điều chế và cũng thường được gây ra bởi các tính chất phi tuyến trong các bộ khuếch đại công suất. Trong các hệ thống vô tuyến có băng thông cố định (UMTS), các yêu cầu về phát xạ ngoài băng được định nghĩa theo tần số phát trung tâm. Vì băng thông của hệ thống LTE có thể thay đổi, nên không thể định nghĩa các yêu cầu như vậy. Vì thế các đặc tả OOB được định nghĩa theo biên của ‘băng tần bị chiếm’ trong đó băng tần bị chiếm được coi là bằng 99% của băng thông chứa tổng bộ công suất lấy tích phân theo băng thông cấu hình. Trong LTE, các phát xạ OOB được định nghĩa bằng các yêu cầu về mặt nạ phổ phát xạ (SEM) và ACLR. SEM có băng thông tham chuẩn hẹp hơn nhiều so với băng thông tham chuẩn của ACLR và ACLR là yêu cầu chặt chẽ hơn. Đối với WCDMA các yêu cầu phát xạ giả theo khuyến nghị trong ITURMS,239 có thể áp dụng cho các tần số có khoảng cách lớn hơn 12,5MHz so với tần số trung tâm sóng mang. Giá trị 12,5 MHz đựơc rút ra từ 2,5 (250%) lần băng thông cần thiết (5MHz đối với WCDMA). Dải tần trong vùng giới hạn bởi khoảng cách 2,5 lần băng thông cần thiết xung quanh trung tâm sóng mang có thể được coi là miền OOB. Méo điều chế giao thoa của máy phát thể hiện chủ yếu trong miền OOB và vì thế các yêu cầu phát xạ đựơc giảm nhẹ như ACLR thường được áp dụng trong miền OOB. Trong LTE, băng thông kênh có thể nằm trong dải từ 1,4 đến 20 MHz. Nếu sử dụng tỷ lệ 250% băng thông kênh cần thiết có thể dẫn đến miền OOB lớn: đối với kênh LTE 20MHz miền OOB có thể mở rộng đến 50MHz. Để có thể bảo vệ dịch vụ trong các băng tần lân cận một cách có thể dự đoán hơn và để đồng bộ với WCDMA, vùng phát xạ giả của LTE được định nghĩa bắt đầu từ khỏang cách 10 MHz thấp hơn tần số thấp nhất của băng tần công tác của máy phát eNodeB và từ khoảng cách 10 MHz cao hơn tần số cao nhất của băng tần công tác của máy phát eNodeB như thấy trên hình 7.1. Vùng phát xạ giả của LTE theo ITU-RMS.329 được chia thành một số loại, trong đó loại A và B được áp dụng cho các yêu cầu từng vùng. Tại châu Âu yêu cầu giới hạn lọai B bằng -30dBm/MHz trong băng tần từ 1GHz đến 13,75 GHz trong khi đó giới hạn lọai A áp dụng cho châu Mỹ và 377

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Nhật là -13dBm/Hz. Vùng tần số bao gồm băng công tác cộng 10MHz tại hai phía được coi là vùng phát xạ không mong muốn của băng công tác. Sóng mang 10MHz

10MHz

Trường hợp A: -13dBm/MHz Trường hợp B: -30dBm/MHz 10MHz

Băng tần E-UTRAcông tác (eNode B phát)

10MHz

Miền OOB Các giới hạn phát xạ không mong muốn

Hình 7.1. Quy định các dải phát xạ giả và phát xạ không mong muốn của băng công tác cho 4G LTE eNodeB. Ngoài các giái hạn phát xạ giả, ITU-R SM.329 còn định nghĩa các giới hạn chặt chẽ hơn trên các băng tần công tác của các hệ thống vô tuyến bao gổm WCDMA, GSM và PHS (Personal Handyphone System). Các giới hạn phát xạ không mong muốn được định nghĩa như là các giới hạn tuyệt đối bởi một mặt nạ kéo dài từ 10MHz thấp hơn tần số thấp nhất của eNodeB đến 10 MHz cao hơn tần số cao nhất của băng công tác của máy phát eNodeB như thấy trên hình 7.2. Mặt nạ này phụ thuộc vào băng thông kênh của LTE như thấy trên hình 7.5 đối với các băng LTE >1GHz và giới -25dBm/100kHz tại biên thấp của các giới hạn phát xạ không mong muốn. Giới hạn -25dBm/100kHz (tương đương với -15dBm/MHz) phù hợp với mức được sử dụng cho 3G WCDMA cho giới hạn phát xạ giả trong băng công tác (-15dBm/MHz). Băng thông 100 kHz được chọn để phù hợp với tính hạt của các cấp phát tài nguyên vô tuyến nhỏ nhất của các hệ thống chịu nhiễu (1 RB của LTE bằng 180 MHz và một kênh vô tuyến của GSM băng 200 kHz).

378

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

0 -1 -5 -7

Dịch tần số trung tâm bộ lọc đo so với biên kênh (MHz) 1

2

3

4

6

7

8

-11

-10

dBm/100kHz

5

9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19

-14 -15

-15 -25 (-15dBm/MHz) -20 -25 3 -30

0,5 1,45 2,85

5 6 1,4MHz

10 3MHz

5,10,15,20MHz

Hình 7.2. Mặt nạ phát xạ cho máy phát của eNodeB: Các mức yêu cầu phát xạ không mong muốn của băng công tác so với biên kênh (Các băng LTE lớn hơn 1GHz) Các giới hạn phát xạ không mong cũng phải phù hợp với các giới hạn tương ứng của ITU-R SM.329 cho tất cả các tùy chọn băng thông kênh của LTE. Nghĩa là bên ngoài 250% của băng thông cần thiết tính từ tần số trung tâm sóng mang, cần đảm bảo giới hạn loại B tương ứng là -25dBm/100 kHz (hình 7.6). Mặc dù dải tần trong đó xẩy ra các méo điều chế giao thoa của máy phát tăng giảm theo băng thông kênh, ngưởi ta nhận thấy có thể định nghĩa một mặt nạ chung cho các tùy chọn 5,10,15 và 20 MHz của LTE đáp ứng giới hạn SM,329 trong các dịch tần 2,8 MHz và 6 MHz. Tuy nhiên giới hạn -23dBm/100kHz đã phải đạt được với các dịch tần 2,8Hz và 6MHz tính từ biên của LTE 1,4MHz và LTE 3MHz và vì thế cần định nghĩa các mặt nạ riêng cho các băng này. Đối với các 1,4 MHzLTE, 3MHzLTE và 5MHz LTE, tổng công suất phát giả định của eNodeB 46dBm dẫn đến mật độ phổ công suất cao hơn đối với các tùy chọn băng thông LTE lớn hơn, vì thế mặt nạ này cho phép các mức phát xạ cao hơn tại biên kênh.

7.3.3. Tỷ lệ rò kênh lân cận (ACLR) 7.3.3.1. Quy định ACLR và ACS Các phát xạ OOB còn được quy định bởi yêu cầu tỷ lệ rò kênh lân cận (ACLR). Khái niệm ACLR rất hữu ích cho việc phân tích sự đồng tồn tại giữa hai hệ thống họat động trên các tần số lân cận. ACLR quy định tỷ số công suất phát 379

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

của tín hiệu mong muốn trong băng thông kênh được ấn định với công suất phát xạ của tín hiệu không mong muốn trên kênh lân cận. Tương ứng với nó là yêu cầu chọn lọc kênh lân cận (ACS) của máy thu. ACS định nghĩa khả năng máy thu lọc bỏ tín hiệu trên kênh lân cận. Định nghĩa ACLR và ACS được minh họa trên hình 7.3 đối với tín hiệu mong muốn và tín hiệu nhiễu thu đựơc trong các kênh lân cận. Rò tín hiệu nhiễu do phát xạ không mong muốn tại máy thu tín hiệu mong muốn được xác định bởi ACLR và khả năng máy thu lọc bỏ tín hiệu tín hiệu nhiễu trong kênh lân cận đựơc xác định bởi ACS. Hai thông số này khi kết hợp với nhau xác định tổng rò giữa hai truyền dẫn trên các kênh lân cận. Tỷ số này được gọi là tỷ lệ nhiễu kênh lân cận (ACIR) và đựơc đinh nghĩa như là tỷ số giữa công suất phát trên một kênh với tổng nhiễu thu đựơc bởi máy thu trên kênh lân cận do hai khiếm khuyết ACLR và ACS gây ra. Tỷ lệ xác định ACLR cho tín hiệu phát Tín hiệu nhiễu

Tín hiệu mong muốn

Phát xạ không mong muốn

Đặc tính bộ lọc máy thu Tín hiệu nhiễu

Tỷ lệ xác định ACS cho máy thu

Tín hiệu mong muốn

Hình 7.3. Định nghĩa ACLR và ACS. Quan hệ giữa các thông số kênh lân cận được xác định theo phương trình như sau: 380

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

A CIR 

1 1 1  A CIR A CS

(7.1)

Cả ACLR và ACS đều đựơc quy định cho các băng thông khác nhau đối với hai kênh lân cận. Phương trình (7.3) được áp dụng cho các băng thông kênh khác nhau nhưng chỉ cho trương hợp hai băng thông kênh giống nhau được sử dụng để xác định tất cả các thông số ACIR, ACLR và ACS. Các giới hạn ACLR đựơc rút cho LTE dựa trên rất nhiều kết quả phân tích sự đồng tồn tại giữa LTE và LTE tiềm năng hay các hệ thống khác trên các sóng mang lân cận. Các yêu cầu về ACLR và các giới hạn phát xạ không mong muốn đều cho vùng OOB, nhưng các giới hạn phát xạ không mong muốn của băng công tác được đặt thấp hơn so với ACLR, vì chúng được xác định trong băng thông hẹp hơn bằng 100kHz. Điều này cho phép thay đổi ấn định công suất giữa các khối tài nguyên trong kênh. Đối với eNodeB, có cả các yêu càu ACKR cho kênh lân cận với máy thu WCDAM và với máy thu LTE của cùng băng thông kênh. Dưới đây ta xét ACLR với việc đồng tồn tại các hệ thống khác trên các sóng mang con lân cận. 7.3.3.2 Đồng tồn tại với các hệ thống khác trên các sóng mang lân cận trong cùng băng tần công tác Các đặc tả RAN4 bao gồm các yêu cầu ALCR 45dBc đối với các kênh lân cận thứ nhất và thứ hai của (a) cùng một băng thông LTE, (b) WCDMA 5MHz (hình 7.4).

381

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Kênh LTE (10MHz)

ACLR2 (10MHz)

ACLR1 (10MHz)

ACLR1 (10MHz)

ACLR2 (10MHz)

Kênh LTE (10MHz)

ACLR2 ACLR1 (5 MHz) (5 MHz)

ACLR1 ACLR2 (5 MHz) (5 MHz)

Hình 7.4. Hai quy định ACLR được định nghĩa, một cho sóng mang LTE kênh lân cận thứ nhất và thứ hai và một cho sóng mang kênh lân cận WCDMA thứ nhất và thứ hai. Các kết quả mô phỏng đã được công bố cho việc đồng tồn tại LTE với các sóng mang kênh lân cận LTE, WCDMA và GSM. Tỷ lệ nhiễu kênh lân cận yêu cầu (ACIR: Adjacent Channel Interference Ratio) để đảm bảo tổn thất thông lượng biên ô 5% đối với hệ thống nạn nhân được tìm thấy vào khoảng 30dB cho tất cả các trường hợp này. Với giả thiết độ chọn lọc kênh lân cận (ACS: Adjacent Channel Selectivity) là 33dB đối với LTE và WCDMA, lựa chọn ACLR bằng 45dB đảm bảo giảm thiểu ảnh hưởng từ tuyến phát của eNodeB và đồng bộ với các yêu cầu hiệu năng tối thiểu WCDMA ACLR1. Đối với đồng tồn tại LTE-LTE, ACLR1 và ACLR2 chỉ được đặc tả cho cùng băng thông LTE. Đối với các trường hợp hỗn hợp như 5MHz LTE -20MHz LTE, các yêu cầu về ACLR không được trình bày rõ ràng theo tất cả các giá trị có thể có đối với băng thông của hệ thông nạn nhân. Tuy nhiên phân tích cũng cho thấy rằng các trường hợp này chỉ cần 45dB ACLR trong cùng băng tân giống như sóng mang gây nhiễu. Ngoài ra, mặt nạ phát xạ không mong muốn đặc tả cho LTE cung cấp đường biên bảo vệ cho mọi hệ thống nạn nhân. Vì thế các yêu cầu về ACLR đã không được đặc tả, chẳng hạn cho các sóng mang nạn nhân GSM – các giá trị ACLR tương ứng có thể nhận được từ việc lấy tích phân mặt nạ phát xạ không mong muốn và khá cao hơn yêu cầu vào khoảng 30dB nhận được từ mô phỏng hệ thống. Tuy nhiên các yêu cầu ACLR cho các kênh WCDMA thứ nhất và thứ hai cũng đã được bổ sung để bảo vệ cho các sóng mang WCDMA ‘hợp lệ’ bởi cùng một mức từ các hệ thống LTE gây nhiễu khi WCDMA chuyển sang LTE trong các băng WCDMA (đây là kịch bản triển khai LTE quan trọng). 382

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

ACLR2/3,84MHz đối với một nạn nhân WCDMA được đặc tả có cùng giá trị như ACLR1/3,84MHz (45dB), chứ không phải 50dBc đối với WCDMA. Điều này là hợp lý vì nhiễu kênh lân cận thứ hai chỉ ảnh hưởng ít lên tổng ACIR: A CIR 

1 1 1 1 1    A CIR1 A CS1 A CIR 2 A CS2

(7.2)

do WCDMA ACS2 trong kênh lân cận thứ hai cao hơn đáng kể (42dBc) so với ACS1 (33dBc). Vì thế giảm ACLR2/3,84MHz từ 50 xuống 45 dBc gây ảnh hưởng không đáng kể. Mặt khác, yêu cầu ACLR2/3,84 MHz là 50dBc đối với 5,10,20 MHz LTE sẽ là thái quá xét từ tương lai triển khai LTE vì vùng WCDMA ACLR2 (trong khoảng dịch tần 5 … 10MHz từ biên sóng mang LTE) sẽ vẫn nằm trong vùng ACLR1 của sóng mang phát LTE mà đối với nó yêu cầu 45dBc phù hợp hơn. Có thể so sánh các giá trị được đặc tả cho LTE với các giá trị nhận được từ việc lấy tích phân mặt nạ phát xạ không mong muốn với giả thiết là công suất phát ra của eNodeB là 46dBm. Thực tế, các giá trị nhận được sau tích phân mặt nạ vào khoảng 2…5dB là thấp hơn các giá trị ACLR quy định. Các giá trị được quy định để xét đến trường hợp điều khiển công suất đường xuống trên các RB có thể dẫn đến các “gợn sóng” của phổ công suất rò trong miền OOB và thiết kế mặt nạ không mong muốn nhầm đến yêu cầu ‘đỉnh’. Các ‘gợn sóng’ này sẽ được trung bình hóa trong băng thống đó ACLR và vì thế gây hại xét từ triển vọng đồng tồn tại. Vì thế không giống như WCDMA, trong LTE tuyền tính công suất của máy phát (PA) được thiết lập bởi ACLR chứ không phải từ các yêu cầu của mặt nạ phát xạ không mong muốn để tạo điều kiện cho việc tăng công suất. Cuối cùng, các yêu cầu về mặt nạ phát xạ không mong muốn và ACLR áp dụng cho kiểu máy phát được xét (đơn hay đa sóng mang). Đối với một eNodeB đa sóng mang, yêu cầu về ACLR áp dụng cho tần số kênh lân cận thấp hơn tần số sóng mang thấp nhất được eNodeB sử dụng và cao hơn tần số sóng mang cao nhất được eNodeB sử dụng (không nằm trong băng thông phát được eNodeB hỗ trợ) với giả thiết thuộc cùng một nhà khai thác. 7.3.3.3. Đồng tồn tại với các hệ thống khác làm việc trong các băng công tác lân cận Chuẩn cũng đưa ra các yêu cầu phát xạ giả đối với các hệ thống làm việc trong các băng tần lân cận trên cùng một vùng địa lý như: GSM850/900/1800/1900, PHS, các hệ thông an ninh công cộng trong băng US 700 MHz, WCDMA FDD/TDD và/hoặc LTE FDD/TDD. Hầu hết các yêu cầu này đều có cùng một cơ sở quy định và vì thế là bắt buộc đối với các vùng liên quan 383

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

(Châu Âu, Nhật, Bắc Mỹ). Các giới hạn phát xạ giả để bảo vệ các hệ thống vô tuyến thường là cách ly vào khoảng 67dB (tổn hao ghép cực tiểu, MCL: Minimum Coupling Loss) giữa hệ thống gây nhiễu và hệ thống nạn nhân bao gồm cả hệ số khuếch đại anten và tổn hao cáp. Ngoài ra để hỗ trợ lắp đặt cùng site (giả thiết MCL chỉ 30dB) với các trạm gốc của các hệ thống 3GPP khác, một tập các yêu cầu phát xạ giả tùy chọn đã đựơc định nghĩa. Tuy nhiên như thấy trên hình 7.5, các phát xạ gỉa không áp dụng cho giải 10MHz ngay sau dải tần phát của băng công tác của eNodeB. Đây cũng là trường hợp khi dải tần phát nằm cạnh băng nạn nhân, vì thế các yêu cầu đồng tồn tại trên khong áp dụng cho các tần số chuyển đổi FDD/TDD (1920, 2570, 2620 MHz). Tuy nhiên việc triển khai các công nghệ FDD và TDD tại các khối tần số cạnh nhau sẽ gây nhiễu giữa các hệ thống như minh họa trên hình 7.5. Có thể xẩy ra nhiễu giữa các trạm gốc FDD và TDD và giữa các đầu cuối.

2500

1

2

2570

2629

Đường lên FDD

Đường xuống FDD

TDD

4

2690

3 1

1 = Nhiễu từ TDD BTS đến FDD BTS

TDD BTS

FDD BTS

2 = Nhiễu từ FDD BTS đến TDD BTS 3

= Nhiễu từ TDD UE đến FDD UE

2

4 = Nhiễu từ FDD UE đến TDD UE 3 FDD UE

TDD UE 4

Hình 7.5. Kịch bản nhiễu giữa FDD và TDD (thí dụ cho băng 7). Từ tầm nhìn thực hiện eNodeB, cần định nghĩa các yêu cầu bộ lọc máy phát và máy thu chặt chẽ để giảm thiểu kích thước của băng bảo vệ cần thiết xung quanh các tần số chuyển đổi FDD/TDD. Ngoài ra các vùng khác nhau trên thế giới có thể đặt ra các yêu cầu quy định địa phương để hỗ trợ triển khai FDD/TDD trong các băng lân cận. Vì thế sẽ không thực tế trong 3GPP khi đưa ra các giả định về 384

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

các băng bảo vệ khả dụng để định nghĩa các yêu cầu bảo vệ FDD/TDD phù hợp với các yêu cầu quy định luật khác nhau trên toàn thế giới. Vì thế các giới hạn phát xạ bảo vệ FDD/TDD cho dải băng tần 10MHz trực tiếp bên ngoài dải tần phát của băng công tác eNodeB đựơc để lại cho các yêu cầu địa phương hoặc vùng. Để làm thí dụ cho các yêu cầu địa phương nói trên, phần còn lại của phần này sẽ bàn luận về các quy tắc để sử dụng FDD và TDD trong băng 2,6GHz (băng 7 của 3GPP). Các điểm mấu chốt của các yêu cầu này như sau:  Các mặt nạ phát xạ EIRP (Equivalent Isotropic Radiated Power:công suất phát xạ đẳng hướng tương đương) trong và ngoài khối được định nghĩa mà không cần bất kỳ tham khảo đến một tiêu chuẩn BTS của một hệ thống vô tuyến đặc thù, nghĩa là có thể coi các giới hạn như là một nghệ trung lập. Các giới hạn EIRP trong khối đảm bảo sự bảo vệ chống lại nhiễu chặn đối với tuyến thu BTS của hệ thống lân cận. Các mặt nạ ngoài khối còn đựơc gọi là BEM (Block Edge Mask: mặt nạ biên khối) đặt ra các giới hạn phát xạ không mong muốn trên các dải tần băng thu đường lên/đường xuống của khối được cấp phép lân cận.  Các BEM phải hỗ trợ đồng tồn tại FDD/TDD mà không cần phối hợp cụ thể và các tổ chức phối hợp giữa các nhà khai thác trong các khối phổ lân cận đối với các phân cách BTS lớn hơn 100m. Trong trường hợp này, MCL được gỉa định >53dB và ảnh hưởng của nhiễu so với tạp âm nhiệt BS (I/N) được giả thiết bằng -6dB với tạp âm bằng 5dB. Các đo đạc cách ly anten cho thấy rằng có thể dễ ràng đạt được 50dB MCL trên cùng một nóc nhà bằng cách cách ly các anten theo chiều đứng hoặc chiề ngang đối với FDD và TDD.  Một số BEM đựơc rút ra từ SEM (mặt nạ phát xạ phổ) của WCDMA BTS bằng cách chuyển đổi WCDMA SEM (yêu cầu phát xạ dẫn cần đáp ứng tại connectơ anten) vào mặt nạ EIRP bằng cách đưa ra các giả định về tổn hao cáp và độ lợi anten (17dBi).  Các giới hạn EIRP là các yêu cầu đối với các phát xạ không mong muốn được phát xạ (không dẫn) và chúng áp dụng trong hay ngoài khối được cấp phép. Vì thế các yêu cầu này không phải là các yêu cầu để kiểm tra thiết bị BTS nhưng nó bao hàm toàn bộ lắp đặt site vô tuyến bao gồm cả anten và tổn hao cáp. Ngoài ra không nhất thiết yêu cầu BEM phải bắt đầu tại biên kênh (sóng mang) vô tuyến mà có thể tại biên khối được cấp phép và biên này có thể khác với biên kênh tùy theo kịch bản triển khai thực tế. Cuối cùng BEM phải đáp ứng đối với tổng các phát xạ ngoài khối được phát xạ, chẳng hạn các phát xạ từ nhiều sóng mang vô tuyến hay thậm chí nhiều BTS lắp tại site chứ không chỉ cho các phát xạ từ một kênh vô tuyến đơn như trong trường hợp UTRA SEM. Dưới đây ta sẽ xét chi tiết hơn các yêu cầu này với giả định tổ chức băng 7 với 70MHz FDD đường lên, 50MHz TDD và 70MHz FDD đường xuống. 385

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hình 7.6 cho thấy các giới hạn EIRP trong băng cho phép cực đại. Giới hạn EIRP chuẩn 61dBm/5MHz có thể được giảm nhẹ bởi quy định địa phương tới 68dBm/5MHz đối với triển khai đặc thù chẳng hạn trong các vùng mật độ dân cư thấp khi cần hệ số khuếch đại anten và (hoặc) công suất phát BTS cao hơn. Phần 5MHz thấp hơn của ấn định TDD là một khối bị giới hạn với EIRP trạm gốc cho phép cực đại là 25dBm/5MHz, khi các anten được đặt trong nhà hay độ cao của các anten thấp hơn một độ cao nhất định được quy định bởi cơ quan quy định. Công suất phát thấp hơn trong khối 5MHz TDD hạn chế cho phép giảm độ chọn lọc của FDD BTS và các yêu cầu nhiễu chặn ngay tại tần số thấp hơn 2570MHz.

Đường lên FDD

Đường xuống FDD

TDD

+61 dBm/5MHz

+61 dBm/5MHz

60 5 MHz 40 +25 dBm/5MHz

20 0 -20 -40

MHz 2570

2620

Hình 7.6. EIRP trong khối cho phép cực đại bao gồm cả khối bị giới hạn Hình 7.7 cho thấy mặt nạ phát xạ (BEM) EIRP ngoài băng cho ấn định khối 20MHz TDD không bị giới hạn (công suất cao) bắnt đầu từ 5MHz cao hơn án định băng đường lên FDD.

386

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đường lên FDD

Đường xuống FDD

TDD +61 dBm/5MHz

60 5 MHz 40 20 +4 dBm/MHz

0 -20 -40

-45 dBm/MHz

MHz 2570

2620

Hình 7.7. Mặt nạ phát xạ EIRP (BEM) ngoài khối cho khối 20MHz TDD nằm trên ấn đinh băng thông đường lên FDD. 

 

 

Từ hình 7.7 ta thấy: Tòa bộ án định đường băng lên FDD được bảo vệ bởi giới hạn EIRP 45dBm/MHz được chọn làm yêu cầu tham chuẩn để bảo vệ đường lên trong kịch bản nhiễu máy phát BTS đến máy thu BTS. Nếu đảm bảo MCL>53 dB, ảnh hưởng lên đường lên của FDD BTS sẽ là tối thiểu. Khả năng khai thác TDD không đồng bộ cũng được bảo vệ bởi giới hạn -45dBm/MHz EIRP tín từ 5MHz phía trên biên khối TDD trở đi. Đối với nhiễu trên băng đường xuống FDD (nhiễu từ máy phát TDD BTS đến máy thu FDD UE), chỉ cần giới hạn 4dBm/5MHz là đủ. Giới hạn này cũng đựơc quy định như là giới hạn EIRP ngòai băng cho FDD BTS trên phần này của băng (hình 7.10) Cũng có thể sử dụng một khối TDD bị hạn chế trong băng 2570MHz-2575 MHz (không thể hiện trên hình 7.10) khi có yêu cầu BEM chặt hơn tại 5MHz nằm ngay dưới chuyển đổi 2750 MHz để bảo vệ đường lên FDD. Hình vẽ cũng không thể hiện chi tiết độ dốc của BEM trong MHz đầu tiên tại cả hai phía của biên khối TDD.

Hình 7.8 cho thấy mặt nạ phát xạ EIRP (BEM) ngoài băng cho ấn định khối 10MHz FDD bắt đầu ngay phía trên ấn định băng TDD.

387

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đường lên FDD

Đường xuống FDD

TDD

+61 dBm/5MHz 60 40 20 +4 dBm/MHz

0

5 MHz

-20 -40

-45 dBm/MHz

MHz 2570

2620

Hình 7.8. Mặt nạ phát xạ EIRP (BEM) ngoài băng cho khối 10 MHz FDD phía trên án định băng TDD. Từ hình 7.11 ta thấy:  Khối 5MHzTDD đầu tiên ngay phía dưới khối đường xuống FDD có thể thu mức nhiễu cao hơn do giới hạn BEM EIRP được giảm hơn (+4dBm/Hz). Điều này tạo điều kiện thuận lợi cho các bộ lọc FDD BTS; không có dự kiến các khối công suất hạn chế đối với các khối FDD.  Phần còn lại của băng TDD và ấn định băng đường lên FDD được bảo vệ bởi yêu cầu tham chuẩn EIRP bằng -45dBm/MHz. 7.3.4. Chất lượng tín hiệu phát Chuẩn chứa các yêu cầu về biên độ vectơ lỗi (EVM) để đảm bảo mức chất lượng tín hiệu phát của BTS đủ lớn. Thông thường các nguyên nhân làm suy giảm độ chính xác của điều chế tín hiệu phát là các méo trong phần vô tuyến tương tự (dịch tần, tạp âm pha của bộ dao động nối, gợn sóng biên/pha của các bộ lọc tương tự) cũng như các méo đựơc tạo ra trong miền số chẳng hạn nhiễu giữa các ký hiệu từ các bộ lọc số được sử dụng để tạo dạng phổ, các hiệu ứng độ dài từ hữu hạn và đặc biệt quan trọng tại điều kiện gần công suất phát cực đại là tạp âm xén từ các sơ đồ giảm tỷ số đỉnh trên trung bình. Yêu cầu EVM đảm bảo rằng thông lượng đừơng xuống do dạng sóng không lý tưởng của BTS chỉ bị giảm theo một lượng dự trữ, thường là 5% với giả thiết thu lý tưởng tại UE. EVM yêu cầu phải được thỏa mãn cho tất cả các cấu hình phát và trên toàn bộ dải động của các mức công suất được sử dụng bởi BTS. 388

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

7.3.4.1. Định nghĩa EVM Chất lượng của tín hiệu vô tuyến được phát phải thực hiện một số yêu cầu nhất định. Thông số chính được sử dụng để đo chất lượng này là EVM (Error Vector Magnitude: Biên độ vectơ lỗi). EVM là số đo méo do các không hoàn thiện của phần vô tuyến gây ra trong thực hiện thực tế. Nó được định nghĩa là biên độ hiệu số giữa tín hiệu tham chuẩn (tín hiệu được định nghĩa bởi các phương trình đặc tả lớp vật lý) và tín thiệu thực tế đựơc phát (được chuẩn hóa theo biên độ của tín hiệu dự kiến). Biểu diễn hình học được thể hiện trên hình 7.9. EVM thiết lập SNR cho phép cực đại của đường truyền vô tuyến khi không có tạp âm, nhiễu, tổn hao đường truyền và các dạng méo khác do kênh vô tuyến gây ra. Vì thế nó được sử dụng để xác định bậc điều chế và tỷ lệ mã hữu dụng cực đại. Vectơ lỗi Phát dự kiến

Phát thực tế

Hình 7.9. Trình bày hình học khái niệm EVM Có thể nói một cách chính xác hơn, EVM là số đo sự khác nhau giữa các điểm của chùm tín hiệu lý tưởng và các điểm của chùm tín hiệu đo nhận được sau cân bằng bởi một ‘máy thu tham chuẩn’. Không giống như WCDMA, EVM không được đo trên dạng sóng tín hiệu tổng hợp miền thời gian mà được đo trong miền tần số sau FFT bằng cách phân tích độ chính xác của các điểm của chùm tín hiệu trên từng sóng mang con. Hình 7.10 cho thấy điểm tham chuẩn đo EVM.

389

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đồng bộ thời gian trứơc/sau FFT

Máy phát eNodeB

Loại bỏ CP

FFT

Hiệu chỉnh biên/ pha cho từng sóng mang con bằng bộ cân bằng ZF

Tách/giải mã ký hiệu

Điểm tham chuẩn đo EVM

Hình 7.10. Điềm tham chuẩn đo EVM Cac khối xử lý tín hiệu OFDM trước điểm tham chuẩn EVM (đặc biệt là bộ cân bằng cưỡng bức không hạn chế) hoàn toàn không khác gì các khối của UE. Lý do chủ yếu cho định nghĩa EVN khá phức tạp như vậy vì các giảm cấp của máy phát này dẫn đến EVM và máy thu UE không thể loại bỏ được chúng. Chẳng hạn tạp âm xén nhận đựơc từ việc giảm tỷ số đỉnh trên trung bình có đặc tính giống như AWGN và bộ cân bằng thu không thể loại bỏ trong khi đó đáp ứng pha phi tuyến từ méo bộ lọc tương tự có thể ước tính được từ các tín hiệu tham chuẩn và sau đó được loại bỏ bởi bộ cân bằng ZF. Giá trị sau phân loại trong quá trình cân bằng ZF được gọi là quá trình lấy trung bình tần số các ước tính kênh thô được sử dụng để tính toán các trọng số của bộ cân bằng ZF. Một số dạng trung bình hóa tần số các ước tính kênh thô tại các vị trí điểm tham chuẩn sẽ có mặt trong thực hiện máy thu UE vì thế sẽ hạn chế việc lọai bỏ mọt số giảm cấp như gợn sóng biên (pha) của bộ lọc. Vì thế một tương đương quá trình trung bình hóa tần số đã được định nghĩa cho quá trình đo EVM. Một nét nữa của định nghĩa EVM là điểm đồng bộ thời gian đựơc chọn để xử lý FFT. EVM không được đo tại thời điểm đồng bộ thời gian lý tưởng nằm gần tâm CP mà tại hai điểm ngay trước và sau khởi đầu và kết thúc CP. Điều này đảm bảo rằng UE sẽ nhận đựơc nhiễu giữa cácký hiệu thấp ngay cả khi điều kiện bám thời giam không lý tưởng. Các giá trị EVM phải thỏa mãn các quy định cho trong bảng 7.1. Bảng 7.1. Các yêu cầu về EVM Điều chế QPSK Đường lên 16QAM QPSK Đường xuống 16QAM 64QAM

Yêu cầu EVM (%) 17,5 12,5 17,5 12,5 8,0

390

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chi tiết về thủ tục đo EVM cùng với các khía cạnh trình bày ở trên được quy định trong “3GPP Technical Specifications 36.141 ‘Base Station (BS) conformance testing’, v. 8.0.0, phụ lục 5”.

7.3.4.2. Rút ra yêu cầu EVM Dưới đây ta sẽ đưa ra cơ sở cho các yêu cầu EVM dựa trên phương pháp phân tích được trình bày trong [3GPP R4–070124 ‘System simulation results for derivation of E-UTRA BS EVM requirements’, 2/2007]. Ta sẽ tính toán EVM yêu cầu để đạt được tổn thất thông lượng 5% đối với từng giá trị C/I tức thời tương ứng với một sơ đồ điều chế và mã hóa (MCS) được chọn lựa. Trước hết ta xét các đường đặc tuyến thông lượng MCS và xấp xỉ hóa đường bao MCS như thấy trên hình 7.11. Các đặc tuyến MCS được tạo ra từ các mô phỏng mức liên kết trên kênh AWGN cho cấu hình anten 1x1 (một anten phát và một anten thu) khi sử dụng ước tính kênh lý tưởng trong máy thu. Ta xấp xỉ hóa các đặc tính dung lượng này bằng biểu thức dung lượng kênh của Shannon với thông số điều chỉnh =0,65: S  C   log 2  1    N

(7.3)

Trong đó S là công suất tín hiệu và N là công suất tạp âm. Ta giả thiết có thể lập mô hình cho các giảm cấp bằng AWGN với công suất M và tạp âm máy thu với công suất N. Khi này ta có thể biểu diễn điều kiện để AWGN của máy phát dẫn đến tổn thẩt thông lượng 5% như sau: S  S    log 2  1   0,95. log 2 1     M N  N

(7.4)

391

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Các đặc tuyến thông lượng MCS, 1TXx1Rx, 10MHz BW, HARQ/IR, kênh lý tưởng 4

3,5

Thông lượng (bit/s/Hz)

3

2,5

QPSK 1/3 QPSK 1/2 QPSK 2/3 QPSK 3/4 QPSK 8/9 16QAM 1/3 16QAM 1/2 16QAM 2/3 16QAM 3/4 16QAM 8/9 64QAM 1/3 64QAM 1/2 64QAM 2/3 64QAM 3/4 64QAM 8/9 Xấp xỉ MCS

2

1,5

1

0,5

0 -10

-5

0

10

5

15

20

25

G[dB]

Hình 7.11. Các đặc tuyến thông lượng của MCS và xấp xỉ hóa đường bao MCS. Giải phương trình (7.4) cho EVM req  EVM req

M , ta được: S

0,95  N M  S   1    1  S  N   S

(7.5)

EVM yêu cầu được vẽ trên hình 7.12 cho dải C/I của xấp xỉ hóa các đặc tuyến thông lượng MCS trên hình 7.13. Ta có thể thấy cầu yêu cầu EVM6,3% cho MCS thông lượng cao nhất (64QAM 8/9, S/N công tác 17,7dB). Tuy nhiên khi giả thiết yêu cầu EVN đơn nhất cho tất cả các MCS được điều chế 64QAM, điều này là quá chặt chẽ vì có thể chọn 64QAM trong dải C/I từ 12 đến 17,7dB theo tập MCS được chọn. Như vậy EVM yêu cầu nằm trong dải 10-6,3%. Xét điểm giữa S/N  15dB đối với chọn 64QAM MCSm ta được yêu cầu 7,9% EVM. Tương tự ta được:  Đối với 16QAM: dải C/I từ 6 đến 12 dB, điểm giữa C/I9dB với yêu cầu EVM bằng 12,9%

392

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

 Đối với QPSK: dải C/I từ -8 đến 6 dB, điểm giữa C/I  -1dB với các yêu cầu EVM băng 29,6% và 16,3% (cho 6dB C/I). Các giá trị EVM yêu cầu đối với 64QAM, 16QAM và QPSK là 8%, 12,5% và 17,5%. 30

EVM yêu cầu %

25 20 15 10 5 0 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 C/I tức thời (dB)

Hình 7.12. EVM yêu cầu đối với tổn thất thông lượng 5% Tuy nhiên các giá trị được rút ra ở trên theo giả định là xấp xỉ hóa đường bao MCS có dạng nhẵn mịn. Trong thực tế đường bao MCS có dạng ‘thác nước’ như thấy trên hình 7.13 và EVM có thể thể hiện ảnh hưởng lớn hơn tại các vùng có độ dốc cao và ảnh hưởng thấp hơn tại các vùng có độ dốc thấp. Trong kịch bản hệ thống thực tế, phân bố C/I sẽ trung bình hóa các tổn thất thông lượng khác nhau này trên đường bao MCS dạng ‘thác nước”. Mô phỏng hệ thống tựa tĩnh kiểm chứng rằng tổn thất thông lượng trung bình đối với 64QAM phù hợp với kết quả dược rút ra ở trên. 7.4. CÁC YÊU CẦU ĐỐI VỚI MÁY THU eNodeB Mục đích cảu các yêu cầu vô tuyến đối với máy thu eNodeB là để kiểm tra ảnh hưởng lên hiệu năng mạng của các giảm cấp vô tuyến khác nhau. Các giảm cấp này bao gồm hệ số tạp âm, EVM máy thu, độ chọn lọc trên các tần số khác nhau bao gồm cả kênh lân cận … Các yêu cầu đối với máy thu vô tuyến trạm gốc sau đây sẽ được trình bày: mức độ nhạy tham chuẩn, dải động, chọn lọc trong băng, chọn lọc kênh lân cận (ACS), nhiễu chặn, phát xạ giả của máy thu và điều chế giao thoa của máy thu.

393

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

7.4.1. Mức độ nhạy tham chuẩn Mức độ nhạy tham chuẩn là công suất thu trung bình tối thiểu tại connectơ anten mà tại dó yêu cầu thông lượng vẫn được thực hiện. Thông lượng phải bằng hoặc cao hơn 95% thông lượng cực đại đối với một kênh đo tham chuẩn được đặc tả. Mục đích của yêu cầu này là để kiểm tra hệ số tạp âm của máy thu. Các giảm cấp khác như EVM nằm trong các yêu cầu hiệu năng dải điều chế của máy thu tại các điểm SNR cao. Vì thế thông lượng cực đại được định nghĩa tại các điểm SNR thấp cho trường hợp độ nhạy. Kênh đo tham chuẩn đựơc xây dựng trên cơ sở điều chế QPSK với tỷ lệ mã hóa 1/3. Đối với các băng thông kênh nhỏ hơn hay bằng 5MHz, kênh đo tham chuẩn được định nghĩa trên cơ sở tất các các khối tài nguyên được ấn định cho băng thông kênh này. Đối với các băng thông rộng hơn 5MHz, độ nhạy được đo bằng cách sử dụng các khối liên tục gồm 25 RB. Độ nhạy đựơc tính như sau: Pmin[dBm]= -174dBm.Hz-1+10lg(NRB.180kHz) +NFmax+ req,3+ MIM (7.6) hệ số tạp âm NF=5dB và dự trữ thực hiện MIM =2dB. Chẳng hạn đối với băng thông kênh 10MHz (NRB=25), req,3=-1,0dB ta được độ nhạy tham chuẩn bằng -101,5dB. Bảng 7.2 cho thấy các mức độ nhạy tham chuẩn cho eNodeB. Bảng 7.2. Các mức độ nhạy tham chuẩn Băng thông kênh [MHz] Kênh đo tham chuẩn 1.4 3 5 10 15 20

FRC A1-1 FRC A1-2 FRC A1-3 FRC A1-3 FRC A1-3 FRC A1-3

Mức độ nhạy tham chuẩn,Pmin [dBm] -106,8 -103.0 -101,5 -101,5 -101,5 -101,5

Hệ số tạp âm liên quan đến diện tích phủ sóng. Các tính toán quỹ đường lên thường giả định hệ số tạp âm trạm gốc bằng 2dB, vì thế rõ ràng là tốt hơn yêu cầu hiệu năng tối thiểu được quy định trong các đặc tả của 3GPP. eNodeB thông thường có hiệu năng tốt hơn yêu cầu tối thiểu vi hiệu năng đựơc tối ưu hóa là một trong các nhân tố bán hàng của các nhà cung cấp thiết bị mạng.

394

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

7.4.2. Dải động Yêu cầu dải động là một số đo khả năng máy thu thu được tín hiệu khi có mặt tín hiệu nhiễu trong kênh tần số thu mà tại đó yêu cầu về thông lượng vẫn được đảm bảo. Thông lượng phải bằng hoặc lớn hơn 95% thông lượng cực đại đối với kênh đo tham chuẩn được đặc tả. Mục đích của yêu cầu này là đảm bảo rằng trạm gốc vẫn có thể thu đựơc thông lượng cao khi có mặt nhiễu tăng và các mức tín hiệu mong muốn cao. Nhiễu cao này có thể đến từ các ô lân cận trong trường hợp các ô nhỏ và tải hệ thống cao. Yêu cầu này đánh giá các hiệu ứng của các giảm cấp máy thu như EVM máy thu và hiệu năng tại các điểm SNR cao. Công suất trung bình của tín hiệu nhiễu (AWGN) bằng sàn tạp âm máy thu cộng thêm 30 dB để che lấp sàn tạp âm của chính máy thu. Thông lượng được quy định tại các điểm SNR cao, vì thế kênh đo tham chuẩn được xây dựng trên cơ sở điều chế 16QAM và tỷ lệ mã 2/3. Công suất tín hiệu nhiễu được xác định như sau: I [dBm] = -174dBm/Hz +10lg(NRB.180kHz)+NF+20dB

(7.7)

Trong đó NRB bằng số khối tài nguyên được ấn định cho tín hiệu gây nhiễu, NF=5dB. Chẳng hạn đối với băng thông kênh 10MHz, NRB=50, ta được: I [dBm] =-174dBm/Hz + 10lg(50.180kHz)+5dB +20dB= -79,5dBm Biết nhiễu ta có thể tính được công suất tín hiệu mong muốn như sau: Pmm  req,3 .m IM  Pmm [dBm]=I +req,3  M IM I

(7.8)

Trong đó Pmm là công suất tín hiệu mong muốn, I được tính theo phương trình (7.7), req,3 nhận được từ mô phỏng để đảm bảo 95% dung lượng kênh cực đại và bằng 9,8dB; dự trữ thực hiện MIM=2,5dB. Ta xét thí dụ cho trường hợp nhiễu 5MHz với NRB=25 . Từ phương trình (7.7) ta được: I [dBm] = -174dBm/Hz + 10lg(25.180kHz)+5dB +20dB = -82,5dBm Từ phương trình (7.8) ta được công suất tín hiệu mong muốn như sau: Pmm[dBm]= -82,5dBm + 9,8dB +2,5 dB = -70,2 dBm Đo dải động cho trường hợp nhiễu 5MHz được minh họa trên hình 7.13.

395

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Công suất tín hiệu mong muốn, Pmm= -70,2dBm + 9,8dB+ 2,5dB Công suất nhiễu 10MHz, I10MHz= -79,5dBm Công suất nhiễu 5MHz, I5MHz= -82,5dBm + 20dB

Sàn tạp âm nhiệt 10MHz + NF: -99,5dBm + 5dB

Sàn tạp âm nhiệt 10MHz: -104,5dBm

Hình 7.13. Thí dụ về yêu cầu dải động cho tín hiệu mong muốn 10MHz chịu tác động của nhiễu 5MHz. Yêu cầu dải động cho các băng thông kênh khác nhau được cho trong bảng 7.3. Bảng 7.3. Yêu cầu dải động Băng thông kênh [MHz] 1,4 3 5 10 15 20

Kênh đo tham chuẩn FRC A2-1 FRC A2-2 FRC A2-3 FRC A2-3 FRC A2-3 FRC A2-3

Công suất tín hiệu Công suất tín hiệu nhiễu chung bình mong muốn trung [dBm] /Băng bình [dBm] thông kênh -76.3 -88.7 -72.4 -84,7 -70.2 -82,5 -70.2 -79,5 -70.2 -77,7 -70.2 -76,4

Kiểu tín hiệu nhiễu AWGN AWGN AWGN AWGN AWGN AWGN

7.4.3. Độ nhạy cảm máy thu với tín hiệu gây nhiễu 7.4.3.1. Tổng quan Tồn tại một tập các yêu cầu để xác định khả năng thu đựơc tín hiệu mong muốn khi có mặt một tín hiệu gây nhiễu. Lý do cần nhiều yêu cầu vì phụ thuộc Tronhvào dịch tần số của tín hiệu gây nhiễu so với tín hiệu mong muốn, kịch bản nhiễu có thể thể hiện rất khác nhau và có nhiều kiểu giảm cấp máy thu khác nhau ảnh hương lên hiệu năng. Mục đích của xét các tổ hợp nhiễu khác nhau là để lập được mô hình gồm nhiều kịch bản với tín hiệu gây nhiễu bên trong và bên ngoài băng công tác của máy thu eNodeB. Các các kịch bản liên quan đến yêu cầu nhạy cảm đến tín hiệu khác nhau được thể hiện trên hình 7.14. Trong tất cả các trường hợp khi tín hiệu gây nhiễu là 396

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

một tín hiệu LTE, nhiễu có cùng băng thông với tín hiệu mong muốn nhưng lớn nhất là 5MHz. Các RB ‘gây nhiễu’ Các RB ‘mong muốn’

Kịch bản ICS Chặn (ngoài băng) Chặn băng hẹp 1RB

ACS

Chặn (trong băng) CW 20MHz

Tín hiệu LTE

Hình 7.14. Các yêu cầu đối với độ nhạy cảm của máy thu đối với tín hiệu liên quan đến: chặn, ACS và chọn lọc trong băng (ICS).  Chặn: là kịch bản trong đó các tín hiệu gây nhiễu mạnh nằm ngoài băng công tác (Out-of-band) hay trong băng công tác, nhưng không cạnh tín hiệu mong muốn (trong băng bao gồm cả 20 MHz đầu tiên bên ngoài băng); Trừơng hợp chặn ngoài băng tín hiệu gây nhiễu là CW và tín hiệu mong muốn là LTE. Ngoài ra (tùy chọn) còn có các yêu cầu chặn cho kịch bản khi một BTS được đặt cùng trạm với một BTS khác trong băng tần công tác khác.  Chọn lọc kênh lân cận: là kịch bản trong đó tín hiệu gây nhiễu mạnh nằm trong kênh lân cận so với tín hiệu mong muốn và trường hợp này gần giống với yêu cầu ACLR cho UE. Nhiễu kênh lân cận là một tín hiệu LTE.  Chặn băng hẹp: là kịch bản trong đó tín hiệu gây nhiễu là một tín hiệu mạnh băng hẹp lân cận được mô hình bằng một khối tài nguyên của tín hiệu LTE.  Chọn lọc trong băng (ICS): là kịch bản trong đó tín hiệu thu đựơc trong băng thông kênh gồmnhiều tín hiệu có các mức công suất thu khác nhau và tín hiệu ‘mong muốn’ yếu hơn được kiểm tra với sự có mặt của tín hiệu ‘gây nhiễu’ mạnh hơn.  Điều chế giao thoa máy thu: là kịch bản trong đó hai tín hiệu gây nhiễu nằm gần lân cận với tín hiệu mong muốn, trong đó một tín hiệu nhiễu là CW và tín hiệu nhiễu thưa hai là LTE (không đựơc thể hiện trên hình 7.6). Các tín hiệu nhiễu đựơc đặt tại các vị trí sao cho sản phẩm điều chế giao thoa chính 397

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

của chúng rơi vào băng thông kênh của tín hiệu mong muốn. Ngoài ra còn có yêu cầu điều chế giao thoa băng hẹp trong đó tín hiệu CW nằm rất gần tín hiệu mong muốn và nhiễu LTE là một khối tài nguyên. Đối với tất cả các yêu cầu ngoài trừ chọn lọc trong băng (ICS) tín hiệu mong muốn sử dụng cùng một kênh tham chuẩn như yêu cầu độ nhạy tham chuẩn. Khi có nhiễu, phải đảm cùng một yêu cầu là thông lượng bằng hoặc lớn hơn 95% thông lượng tham khảo đối với kênh đo được đặc tả với mức công suất tín hiệu mong muốn cao hơn độ nhạy tham chuẩn (6dB đối với hầy hết các yêu câu).

7.4.3.2. Chọn lọc trong băng (ICS) Yêu cầu chọn lọc trong băng (ICS: In channel Selectivity) là số đo khả năng máy thu thu được tín hiệu mong muốn tại các khối tài nguyên được ấn định cho nó khi có mặt tín hiệu nhiễu thu được tại mật độ phổ công suất lớn hơn mà vẫn đảm bảo yêu cầu thông lượng. Thông lượng phải băng hoặc lớn hơn 95% thông lượng cực đại đôi với kênh đo tham chuẩn được đặc tả. Mục đích của yêu cầu này là để đảm bảo độ chọn lọc khối tài nguyên lân cận trong băng, nghĩa là thu đồng thời các tín hiệu của người sử dụng tại các mức mật độ phổ công suất khác nhau lớn do khuôn dạng điều chế được sử dụng, sự không chính xác của điều khiển công suất, nhiễu của các ô khác… Tín hiệu đường lên được tạo bởi hai tín hiệu, trong đó một tín hiệu là tín hiệu mong muốn được điều chế QPSK và tín hiệu nhiễu là tín hiệu được điều chế 16QAM tại mức công suất được đánh giá. Bảng 7.4 trình bày ấn định các khối tài nguyên cho tín hiệu mong muốn và tín hiệu nhiễu khi người sử dụng gây nhiễu gần trạm gốc và có thể sử dụng tỷ số tín hiệu trên tạp âm cao còn người sử dụng mong muốn xa trạm gốc và chỉ đạt được tỷ số tín hiệu trên tạp âm thấp. Bảng 7.4. Ấn định các khối tài nguyên cho tín hiệu mong muốn và tín hiệu gây nhiễu. Băng thông kênh (MHz) Tín hiệu mong muốn Tín hiệu gây nhiễu 1,4 3 3 3 9 6 5 15 10 10 25 25 15 25 25 20 2 25 Đối với băng thông kênh băng 10, 15 và 20MHz, các ấn định 25 khối tài nguyên của các tín hiệu mong muốn và gây nhiễu là liền kề xung quanh DC 398

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

(thành phần một chiều) để có thể nhạy cảm với các giảm cấp vô tuyến của rò ảnh thu, EVM, IMD3 và tạp âm pha bộ dao động nội. Công suất trung bình của tín hiệu nhiễu băng sàn tạp âm cộng thêm 9,5dB (SNR yêu cầu) và bổ sung thêm 16dB (giả định nhiễu cao hơn tạp âm nhiệt). Giảm độ nhạy ấn định khối tài nguyên mong muốn khi có mặt ấn định khối tài nguyên gây nhiễu bằng 3dB. Công suất tín hiệu nhiễu được xác định như sau: I [dBm] = -174dBm/Hz +10lg(NRB.180kHz)+NF+req,3+ 16dB (7.9) Trong đó NF=5dB, req,3= 9,5dB. Chẳng hạn đối với băng thông 10MHz (NRB=25), công suất tín hiệu gây nhiễu bằng: I[dBm] = -174dBm/Hz+ 10lg(25.180KHz)+5+ 9,5dB+16dB= -77dBm Biết nhiễu ta có thể tính được công suất tín hiệu mong muốn như sau: Pmm [dBm]= 174dBm  10 lg(NRB .180kHz)  NF+req,3  Dsen  M IM

(7.10)

Trong đó Pmm là công suất tín hiệu mong muốn, NF=5dB, req,3=-1dB nhận được từ mô phỏng để đạt được 95% thông lượng cực đại; Dsen=3dB là giảm độ nhạy, dự trữ thực hiện MIM=2dB. Chẳng hạn Chẳng hạn đối với băng thông 10MHz (NRB=25), công suất tín hiệu mong muốn bằng: Pmm[dBm]= -174dBm+10lg(25.180kHz) +5dB-1+3dB+ 2dB = -98,5dBm Hình 7.15. minh họa đo chọn lọc trong băng đối với 10 MHz LTE. Nhiễu (16QAM NRB=25): I=-77dBm 5+16+9,5=30,5

3+5+2-1=+9 Sàn tạp âm nhiệt (NRB=25): -107,5dBm 10MHz

Hình 7.15. Đo chọn lọc trong băng đối với nhiễu 10MHz LTE Yêu cầu chọn lọc trong băng cho các băng thông kênh khác nhau được cho trong bảng 7.5.

399

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 7.5. Các thông số đo chọn lọc trong băng

Băng thông kênh (MHz)

Kênh đo tham chuẩn

Công suất tín hiệu mong muốn trung bình [dBm]

Công suất tín hiệu nhiễu trung bình [dBm]

1,4

A1-4

-106,9

-87

3

A1-5

-102,1

-84

5

A1-2

-100,0

-81

10

A1-3

-98,5

-77

15

A1-3

-98,5

-77

20

A1-3

-98,5

-77

Kiểu tín hiệu nhiễu Tín hiệu 1,4 MHz LTE, NRB=3 Tín hiệu 3 MHz LTE, NRB=6 Tín hiệu 5 MHz LTE, NRB=10 Tín hiệu 10 MHz LTE, NRB=25 Tín hiệu 15 MHz LTE, NRB=25 Tín hiệu 20 MHz LTE, NRB=25

7.4.3.3. Chọn lọc kênh lân cận (ACS) và nhiễu chặn băng hẹp Yêu cầu chọn lọc kênh lân cận (ACS) và chặn băng hẹp là số đo khả năng máy thu thu đựơc tín hiệu mong muốn tại tần số được ấn định cho nó khi có mặt tín hiệu gây nhiễu kênh lân cận mà vẫn đảm bảo yêu cầu thông lượng. Thông lượng phải bằng hoặc vượt quá 95% thông lương cực đại đối với kênh đo tham chuẩn được đặc tả. Mục đích của yêu cầu này là để kiểm chứng độ chọn lọc kênh lân cận. Độ chọn lọc và chặn băng hẹp có tầm quan trọng để tránh nhiễu giữa các nhà khai thác. Các máy di động của các nhà khai thác có thể sử dụng mức công suất cao nếu trạm gốc nằm xa. Nếu một máy di động của nhà khai thác khác ở gần trạm gốc của ta, nó sẽ gây ra các mức nhiễu cao trên kênh lân cận. Bảng 7.6 trình bày quan hệ yêu cầu ACS giữa băng thông kênh tín hiệu LTE gây nhiễu, băng thông tín hiệu mong muốn, công suất trung bình tín hiệu mong muốn và dịch tần số trung tâm tín hiệu gây nhiễu so với biên kênh tín hiệu mong muốn. Công suất trung bình tín hiệu gây nhiễu bằng -52dBm.

400

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 7.6. Các thông số để đo kiểm chọn lọc kênh lân cận Công suất Dịch tần số trung Băng Công suất tín tín hiệu tâm tín hiệu nhiễu thông hiệu mong Kiểu tín hiệu gây nhiễu trung so với biên kênh kênh LTE muốn trung nhiễu bình tín hiệu mong [MHz] bình [dBm] [dBm] muốn [MHz] 1,4 Pmin + 11dB -52 0,7 1,4MHz LTE 3 Pmin + 8dB -52 1,5 3MHz LTE 5 Pmin + 6dB -52 2,5 5MHz LTE 10 Pmin + 6dB -52 2,5 5MHz LTE 15 Pmin + 6dB -52 2,5 5MHz LTE 20 Pmin + 6dB -52 2,5 5MHz LTE * Pmin là độ nhạy tham chuẩn

ACS là hiệu số giữa công suất tín hiệu gây nhiễu trung bình (Pmin) và công suất nhiễu cực đại cho phép (Imax) được tính toán như sau: Pmm  SNR req,3  I max [dBm]=Pmm  SNR req,3 I max

(7.11)

A CS  PnhiÔu  I max

Trong đó: SNRreq,3=2,5dB. Đối với băng thông kênh 10MHz (NRB=25), Pmin=-101,5dBm (xem bảng 7.4), Pmm= Pmin+6dB = -95,5dBm, Imax=-95,5dBm-2,5dBm=- 98dBm, Pnhiễu=52dBm và ACS= =-52dBm-98dBm=46dB. Kịch bản đo kiểm chọn lọc kênh lân cận cho trường hợp này đựơc minh họa trên hình 7.16. Pnhiễu= -52dB

Tín hiệu mong muốn 25 RB

Pmm=-95,5dBm

Tín hiệu nhiễu 25 RB

C/I=-43,5dB ACS=Pnhiễu- Imax = 46dB

SNRreq,3=2,5dB 6dB

Tín hiệu mong muốn

Imax=Pmm-SNRreq,3 = -98dBm

Pmin=-101,5dBm 2,5MHz

Hình 7.16. Đo chọn lọc kênh lân cận cho 10MHz LTE

Tín hiệu gây nhiễu cho yêu cầu chặn băng hẹp được cho trong bảng 7.7.

401

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 7.7. Tín hiệu nhiễu cho yêu cầu chặn băng hẹp Băng thông LTE được ấn địn [MHz] 1.4 3 5 10 15 20

Dịch tần số trung tâm của khối RB gây nhiễu so với biên kênh tín Kiểu tín hiệu gây nhiễu hiệu mong muốn [kHz] 252,5+m180, 1.4 MHz LTE, 1 RB m=0, 1, 2, 3, 4, 5 247,5+m180, 3 MHz LTE, 1 RB m=0, 1, 2, 3, 4, 7, 10, 13 342,5+m180, 5 MHz LTE, 1 RB m=0, 1, 2, 3, 4, 9, 14, 19, 24 347,5+m180, 5 MHz LTE, 1 RB m=0, 1, 2, 3, 4, 9, 14, 19, 24 352,5+m180, 5 MHz LTE, 1 RB m=0, 1, 2, 3, 4, 9, 14, 19, 24 342,5+m180, 5 MHz LTE, 1 RB m=0, 1, 2, 3, 4, 9, 14, 19, 24

Công suất trung bình của tín hiệu mong muốn bằng Pmin+6dB. Công suất trung bình tín hiệu LTE gây nhiễu với NRB=1 băng -49dBm. Tín hiệu gây nhiễu được đặt tại các ấn định năm khối tài nguyên đầu tiên đối với trường hợp xầu nhất. Ngoài ra đối với băng thông 3MHz, tín hiệu gây nhiễu được đặt tại ấn định khối tài nguyên thứ ba trong ba khối tài nguyên. Đối với các độ rộng băng thông 5, 10, 15 và 20 MHz tín hiệu gây nhiễu được đặt tại ấn định khối tài nguyên thứ năm trong năm khối tài nguyên. Cách sắp đặt tín hiệu nhiễu như vậy cho phép kiểm tra các giảm cấp có thể có khác nhau của hiệu năng máy thu. Đo nhiễu chặn trong băng được minh họa trên hình 7.17. Tín hiệu nhiễu,1RB, Pnhiễu= -52dBm

Tín hiệu mong muốn 25 RB

Pmm=-95,5dBm

6dB

Tín hiệu mong muốn

Pmin=-101,5dBm 347,5+m´180 kHz m=0,1,2,3,4,9.14.19.24

Hình 7.17. Đo chặn băng hẹp cho 10MHz LTE

Đối với việc sử dụng băng GSM cho LTE, nhiễu chặn có thể là một tín hiệu GSM băng hẹp. Không có yêu cầu riêng cho tín nhiễu nhiễu chặn GSM. Tuy nhiên

402

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

đối với mục đích kiểm tra hiệu năng thực tế, tín hiệu GSM rất giống với nhiễu chặn LTE với một khối tài nguyên.

7.4.3.4. Nhiễu chặn Yêu cầu chặn là số đo khả năng thu được tín hiệu mong muốn tại tần số kênh được ấn định khi có mặt một nhiễu không mong muốn mà vẫn đảm bảo yêu cầu thông lượng. Thông lượng phải bằng hoặc lớn hơn 95% thông lượng cực đại. Mục đích của yêu cầu này là để kiểm tra độ chọn lọc tại các tần số khác nhau ngoại trừ kênh lân cận. Chặn trong băng cũng có thể được gọi là chọn lọc kênh lân cận cho kênh lân cận thứ hai. Bảng 7.8 cho thấy yêu cầu hiệu năng nhiễu chặn. Bảng 7.8. Yêu cầu hiệu năng nhiễu chặn đối với một số băng công tác của LTE. Băng công tác

Tần số trung tâm của tín hiệu nhiễu [MHz]

Công suất trung bình của tín hiệu nhiễu [dBm] 1-7, 9- (fULthấp-20) đến -43 11, 13, (fUlcao+20) 14, 1 đến (fULthấp- -15 18,19, 20) 21, 33-40 (fUlcao+20) đến 1270

Công suất trung bình của tín hiệu mong muốn [dBm]

Pmin +6dB

Kiẻu tín hiệu nhiễu và dịc tối thiểu tần số trung tâm tín hiệu nhiễu so với biên kênh tín hiệu mong [MHz] Xem bảng 7.6

Pmin +6dB

Kiểu tín hiệu CW

Bảng 7.9 cho thấy dịch tần của các tín hiệu nhiễu so với tín hiệu mong muốn. Bảng 7.9. Dịch tần của các tín hiệu nhiễu so với tín hiệu mong muốn. Băng tần kênh LTE [MHz] 1,4 3 5 10 15 20

Dịch tối thiểu tần số trung tâm của tín hiệu nhiễu so với biên kênh tín hiệu mong muốn [MHz] 2,1 4,5 7,5 7,5 7,5 7,5

Kiểu tín hiệu nhiễu 1,4MHz LTE 3MHz LTE 5MHz LTE 5MHz LTE 5MHz LTE 5MHz LTE

403

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đối với chặn trong băng, nhiễu không mong muốn là một tín hiệu LTE. Chẳng hạn, đối với băng công tác 1 (1920-1980), đối với chặn trong băng các tín hiệu không mong muốn có các tần số trung tâm nằm trong dải tần từ 1900 đến 2000 MHz. Đối với chặn ngoài băng, các tín hiệu không mong muốn là CW có các tần số trung tâm nằm trong dải tần từ 1MHz đến 1900MHz và từ 2000MHz đến 12750MHz. Kịch bản đo trong trường hợp này đựơc cho trên hình 7.18. 1900 MHz 1920 MHz

1980 MHz 2000 MHz

Băng công tác I Chặn trong băng

Chặn ngoài băng

Hình 7.18. Đo chặn trong băng và chặn ngoài băng cho băng công tác 1 (E-

UTRA băng). Đo yêu cầu chặn trong băng đối với 10 MHz LTE được minh họa trên hình 7.19 và chặn ngoài băng trên hình 7.20. Công suất trung bình của tín hiệu mong muón băng Pmin+6dB. Công suất trung bình của tín hiệu nhiễu bằng -43dBm. Công suất trung bình của tín hiệu nhiễu CW bằng -15dBm. Nhiễu 25RB

-43dBm

-95,5 dBm 6dB

Tín hiệu 25RB

7,5MHz

Hình 7.19. Đo chặn trong băng cho 10 MHz LTE

404

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

- 15 dBm

-95,5 dBm 6dB Pmin=-101,5dBm

Tín hiệu 25RB

Nhiễu 25RB

Biên băng

> 20MHz

Hình 7.20. Đo chặn ngoài băng đối với 10 MHz LTE

7.4.3.5. Phát xạ giả của máy thu Công suất phát xạ giả là công suất được tạo ra hay được khuếch đại trong mýa thu và xuất hiện tại connectơ anten thu trạm gốc. Yêu cầu tối thiểu đối với phát xạ giả máy thu được cho trong bảng 7.10. Bảng 7.10. Yêu cầu tối thiểu đối với phát xạ giả máy thu Dải tần Mức cực đại 30MHz - 1 GHz -57 dBm 1 GHz - 12.75 GHz -47 dBm

Băng thông đo 100 kHz 1 MHz

Lưu ý. Có thể loại bỏ khỏi yêu cầu dải tần phát cuả trạm gốc giữa 2,5xbăng thông kênh thấp hơn tần số sóng mang đầu tiên và 2,5xbăng thông kênh cao hơn tần số sóng mang cuối cùng. Yêu cầu sẽ không loại bỏ tần số thấp hơn 10MHz so với tần số thấp nhất và cao hơn 10MHz so với tần số cao nhất của băng tcông tác của máy phát BS. Ngoài ra công suất của mọi phát xạ giả không được vượt quá các mức được quy định cho sự đồng tồn tại với các hệ thống khác trong cùng một vùng địa lý và để bảo vệ máy thu trạm gốc LTE FDD khỏi nhiễu chính trạm và của trạm khác.

405

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

7.4.3.6 Điều chế giao thoa máy thu Trộn bậc ba và cao hơn của hai tín hiệu vô tuyến gây nhiễu có thể tạo ra một tín hiệu nhiễu trong băng kênh mong muốn. Loại bỏ đáp ứng điều chế giao thoa là một số đo khả năng máy thu thu được tín hiệu mong muốn tại tần số kênh được ấn định cho nó khi có mặt hai tín hiệu gây nhiễu có quan hệ tần số đặc biệt với tín hiệu mong muốn mà vẫn đảm bảo yêu cầu thông lượng. Thông lượng phải bằng hoặc lớn hơn 95% thông lượng cực đại. Yêu cầu hiệu năng điều chế giao thoa quy định, công suất trung bình của tín hiệu mong muốn bằng Pmin+6dB, công suất trung bình của tín hiệu gây nhiễu bằng -52dBm, dịch tần giữa tần số tín hiệu nhiễu CW với biên kênh tín hiệu mong muốn bằng 1,5 băng thông kênh tín hiệu gây nhiễu LTE và kiểu tín hiệu nhiễu được cho trong bảng 7.11. Dịch tần giữa tần số trung tâm tín hiệu nhiễu và biên kênh tín hiệu mong muốn được quy định dựa trên kịch bản xấu nhất của điều chế gioa thoa: sản phẩm điều chế giao thoa rơi vào các khối tài nguyên biên của băng thông kênh công tác. Bảng 7.11. Tín hiệu nhiễu cho yêu cầu hiệu năng điều chế giao thoa Băng thông kênh LTE [MHz] 1,4 3 5 10 15 20

Dịch tần số trung tâm tín hiệu gây nhiễu so với biên tín hiệu mong muốn [MHz] 2,1 4,9 4,5 10,5 7,5 17,5 7,375 17, 5 7,25 17,5 7,125 17,5

Kiểu tín hiệu gây nhiễu CW 1,4MHz LTE CW 3MHz LTE CW 5MHz LTE CW 5MHz LTE CW 5MHz LTE CW 5MHz LTE

Đo yêu cầu điều chế giao thoa đối với 5MHz LTE được mô tả trên hình 7.21.

406

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Tín hiệu nhiễu 5MHz LTE, 25RB

Nhiễu CW

- 52 dBm

Tín hiệu mong muốn 5MHz LTE, 25RB

-95,5 dBm 6dB Pmin=-101,5dBm

7,5MHz 17,5MHz

Hình 7.21. Đo điều chế giao thoa cho 5MHz LTE Yêu cầu hiệu năng điều chế giao thoa băng hẹp được cho trong bảng 7.12. Bảng 7.12. Yêu cầu hiệu năng điều chế giao thoa băng hẹp Băng thông kênh LTE [MHz]

Công suất tín hiệu trung bình [dBm]

1.4

Pmin + 6dB

3

Pmin + 6dB

5

Pmin + 6dB

10 15 20

Pmin + 6dB Pmin + 6dB Pmin + 6dB

Công suất tín hiệu gây nhiễu trung bình [dBm] -52 -52 -52 -52 -52 -52 -52 -52 -52 -52 -52 -52

Dịc tần số trung tâm tín hiệu gây nhiễu so với biên tín hiệu mong muốn [kHz] 270 790 270 780 360 1060 325 1240 380 1600 345 1780

Kiểu tín hiệu gây nhiễu

CW 1.4 MHz LTE, 1 RB CW 3.0 MHz LTE, 1 RB CW 5 MHz LTE, 1 RB CW 5 MHz LTE, 1 RB CW 5MHz LTE, 1 RB CW 5MHz LTE, 1 RB

Đo yêu cầu điều chế giao thoa băng hẹp đối với 5MHz LTE được mô tả trên hình 7.22.

407

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Nhiễu CW

- 52 dBm

-95,5 dBm 6dB Pmin=-101,5dBm

Tín hiệu nhiễu 5MHz LTE, 1RB

Tín hiệu mong muốn 5MHz LTE, 25RB

360 kHz 1060 kHz

Hình 7.22. Đo yêu cầu điều chế giao thoa băng hẹp đối với 5MHz LTE 7.5. HIỆU NĂNG GIẢI ĐIỀU CHẾ eNodeB Mục đích của các yêu cầu hiệu năng giải điều chế là để đánh giá hoạt động của mạng trong thực tế và kiểm tra các giảm cấp trạm gốc ảnh hưởng lên hiệu năngg mạng. Các giảm cấp bao gồm các giảm cấp phần vô tuyến và phần băng gốc, EVM của máy thu, đồng bộ thời gian và tần số, ước tính tần số, … Các yêu cầu hiệu năng giải điều chế của trạm gốc được mô tả cho các kênh đường lên như: PUSCH (Physical Uplink Shared Channel), PUCCH (Physical Uplink Control Channel) và PRACH (Physical Random Channel). Dưới đây ta sẽ xét ênh PUSCH làm thí dụ. Các yêu cầu giải điều chế đựơc xác định bởi thông lượng tối thiểu đối với một SNR cho trước. Thông lượng phải bằng hoặc lớn hơn 30% hay 70% thông lượng cực đại đối với một kênh đo tham chuẩn được đặc tả chỉ có các tín hiệu số liệu và tham chuẩn. Các yêu cầu hiệu năng giải điều chế PUSCH được quy định cho tất cả các băng thông ckênh ủa LTE. Ngoài ra đối với từng băng thông kênh, các thông số khác nhau dưới đây đựơc lựa chọn để thích hợp với các cấu hình khác nhau:  Số anten thu: 3 hay 4  Sơ đồ điều chế và mã hóa: QPSK 1/3, 16QAM ¾, hay 64QAM 5/6.  Mô hình kênh: EPA5, EVA5, EVA70, ETU70 hay ETU300 trong đó con số thể hiện dịch Doppler. PA là Pedestrian A Channel (kênh đi bộ A), VA là Vehicular A Channel (kênh đi xe A) và TU là Typical Urban Channel (kênh đô thị điển hình)  Kiểu CP: bình thường hay mở rộng  Số khối tài nguyên ấn định cho băng thông kênh: đơn hay toàn bộ. Mỗi mô hình kênh được mô tả bởi tần số Doppler tương ứng với các tốc độ khác nhau phụ thuộc vào băng thông. Chẳng hạn EPA5 thương ứng với tốc độ 408

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

7.7km/h cho 0,7 GHz (băng 12), 2,7km/h cho 2GHz (băng 1) và 2,1 km/h cho 2,6 GHz (băng 7). IR HARQ (HARQ tăng phần dư) cho phép phát lại đến ba lần. Bảng 7.13 trình bày tập các đo kiểm của trạm gốc theo PUSCH đối với từng băng thông kênh và từng cấu hình anten thu. Đối với trạm gốc hỗ trợ nhiều băng thông kênh, chỉ áp dụng các đo kiểm băng thông kênh lớn nhất và nhỏ nhất. Bảng 7.13. Tập các đo kiểm trạm gốc theo PUSCH CP Mô hình kênh, ấn Sơ đồ điều chế và Phần trăm thông định RB mã hóa lượng cực đại Bình thường EPA5, tất cả QPSK 1/3 30 và 70 16QAM ¾ 70 64QAM 5/6 70 EVA5, đơn QPSK 1/3 30 và 70 16QAM ¾ 30 và 70 64QAM 5/6 70 EVA70, tất cả QPSK 1/3 30 và 70 16QAM ¾ 30 và 70 ETU70, đơn QPSK 1/3 30 và 70 ETU300, đơn QPSK 1/3 30 và 70 Mở rộng ETU70, đơn 16QAM ¾ 30 và 70 Các yêu cầu SNR được quy định dựa trên cơ sở các kết quả mô phỏng mức đường truyền với các dự trữ thực hiện được trình bày trong các lần họp khác nhau của 3GPP. Dưới đây là một thí dụ về quan hệ giữa tốc độ số liệu thô và SNR yêu cầu cho giả định băng thông kênh 10 MHz, CP bình thường điều chế QPSK và tỷ lệ mã 1/3. Đối với kênh tham chuẩn cố định A3-5, các yêu cầu SNR được đặc tả co tất cả các khối tài nguyên (50 RB), đối với 2 và 4 anten thu, đối với các mô hình kênh EPA5 và EPA70 và đối với 30%, 70% thông lượng. Bảng 7.14 cho trình bày các yêu cầu SNR cho 30% thông lượng cực đại. Bảng 7.14. Các yêu cầu SNR đối với 30% thông lượng cực đại (kênh tham chuẩn cố định A3-5) Số anten thu Mô hình kênh Yêu cầu SNR [dB] 2 EPA5 -4,2 EPA70 -4,1 4 EPA5 -6,8 EPA70 -6,7

409

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đối với kênh tham chuẩn A3-5 kích thước tải tin bằng 5160bit tương đương với tốc độ số liệu tinh tức thời bằng 5,16Mbps. Đối với một khối tài nguyên tốc độ này là 103,2kbps. 30% thông lượng cực đại tương ứng với 30,9kbps và 61,9kbps đối với một và hai khối tài nguyên. Cần lưu ý rằng một số tính toán quỹ được truyền sử dụng giả thiết SNR=-7dB, 64kbps và 32kbps tương ứng hai và một khối tài nguyên. Sở dĩ hiệu năng eNodeB được giả thiết tốt hơn vì số lần phát lại HARQ nhiều hơn và hiệu năng eNodeB thông thường gần với các giới hạn lý thuyết hơn so với yêu cầu tối thiểu của 3GPP. Ngoài ra chuẩn cũng đưa ra yêu cầu định thời đối PUSCH. Mục đích của yêu cầu này là để kiểm tra xem trạm gốc có gửi các lệnh định thời trước với tần số chính xác hay không và trạm gốc có ước tính đúng định thời truyền dẫn được lên hay không. Các yêu cầu điều chỉnh định thời đường lên được xác định bởi thông lượng yêu cầu cực đại đối với SNR cho trước và đựơc quy định cho các điều kiện truyền sóng di động như thể hiện trên hình 7.23. Hiệu số thời gian giữa định thời tham chuẩn và nhánh thứ nhất được mô tả bởi phương trình (7.12), trong đó A=10s.   Ref

A .sin(t) 2

(7.12)

P1



t0

t1

Hình 7.23. Điều kiện truyền sóng di động Điều chỉnh định thời đường lên được quy định cho các điều kiện bình thường và cực đoan. Đối với các điều kiện bình thường, mô hình kênh ETU và tốc độ UE 120km/h (=0,07.s-1). Điều chỉnh định thời đường lên trong các điều kiện cực đoan là điều kiện tùy chọn tương ứng với kênh AWGN và tốc độ UE bằng 350km/h (=0,13.s-1). 410

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Ngoài ra chuẩn cũng bao hàm cả các yêu cầu giải mã kênh cho các điều kiện tầu cao tốc lên đến 350km/h. eNodeB có thể trải nghiệm dịch hai lần dịch Doppler cao hơn trường hợp tồi nhất nếu UE đồng bộ với tần số đường xuống bao gồm cả dịch Doppler (fd) (hình 7.24). Yêu cầu dịch Doppler cực đại là 1340 Hz tương ứng với 359km/h tại 2,1GHz với giả thiết eNodeB trải nghiêm hai lần dịch Doppler. 2fd

350 km/h (fd)

Hình 7.24. Yêu cầu giải điều chế của tầu cao tốc 7.6. TỔNG KẾT Chương này đã xét các yêu cầu chung đối với eNodeB. Trước hết chương đã này xét các yêu cầu đối với máy phát eNodeB. Liên quan đến các yêu cầu này, chương đã xét các yêu cầu chất lượng tín hiệu phát (EVM), công xuất đầu ra máy phát, các phát xạ không mong muốn, tỷ lệ rò kênh lân cận , đổng tồn tại với các hệ thống khác trên các sóng mang lân cận trong cũng băng tần công tác cũng như trong các băng tần lân cận. Chương đã xét các yêu cầu đối với máy thu eNodeB. Liên quan đến vấn đề này chương đã xét: mức độ nhạy tham chuẩn, dải động, độ nhạy đối với nhiễu của máy thu, độ chọn lọc trong băng, chọn lọc kênh lân cận và nhiễu chặn băng hẹp, nhiễu chặn, phát xạ giả của máy thu, điều chế giao thoa. Ngoài ra chương cũng xét hiệu năng giải điều chế của eNodeB. 7.7. CÂU HỎI 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9.

Trình bày các yêu cầu chung đối với eNodeB Trình bày công suất đầu ra máy phát Trình bày phát xạ không mong nuốn của băng công tác Trình bày tỷ lệ rò kênh lân cận Trình bày vấn đề đồng tồn tại với các hệ thống khác trên các sóng mang lân cận trong cùng một băng công tác Trình bày vấn đề đồng tồn tại với các hệ thống khác trên các sóng mang lân cận trong các băng công tác lân cận Trình bày chất lượng tín hiệu phát (EVM) Trình bày các yêu cầu chung đối với máy thu eNodeB Trình bày mưc độ nhạy tham chuẩn 411

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

10. Trình bày dải động 11. Trình bày tổng quan độ nhạy máy thu đối với tín hiệu gây nhiễu 12. Trình bày độ chọn lọc trong băng 13. Tình bày chọn lọc kênh lân cận và nhiễu chặn băng hẹp 14. Trình bày nhiễu chặn 15. Trình bày phát xạ giải máy thu 16. Trình bày điều chế giao thoa máy thu 17. Trình bày hiệu năng giải điều chế

412

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 8 KIẾN TRÚC ENODEB 8.1. GIỚI THIỆU CHUNG 8.1.1. Các vấn đề được trình bày trong chương        

Các tiêu chí thiết kế eNodeB Kiến trúc cơ sở của một eNodeB Bộ khuếch đại công suất eNodeB Kiến trúc tổng quát của một BTS trên cơ sở SDR Kiến trúc LTE DBS và đặc tính kỹ thuật Đơn vị vô tuyến đặt xa (RRU hay RRH) Các vấn đề khai thác và bảo dưỡng eNodeB Một số kịch bản triển khai eNodeB

8.1.2. Hướng dẫn  Học kỹ các tư liệu đựơc trình bầy trong chương  Tham khảo thêm tài liệu tham khảo [13], [15]. 8.1.3. Mục đích chương    

Nắm đựơc các tiêu chí chung khi thiết kế eNodeB Nắm kiến trúc phần cứng và phần mềm eNodeB Nắm các thông số kỹ thuật của một số eNodeB điển hình Năm đựơc các vấn đề triển khai, khai thác và bảo dưỡng eNodeB

8.2. CÁC TIÊU CHÍ THIẾT KẾ ENODEB eNodeB phải được thiết kế dựa trên các tiêu chí sau.

413

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

8.2.1. Nền tảng BTS tiên tiến, kết hợp mạng UMTS và GSM, chia sẻ RAN và phát triển liên tục  Trong giải pháp một RAN (SingleRAN), các BTS phải cho phép phát triển mạng từ từ và giảm giá thành phát triển mạng LTE bằng cách chia sẻ nền tảng phần cứng BTS và thiết bị giữa các công nghệ truy nhập vô tuyến (RAT: Radio Access Technologies) khác nhau như GSM, WCDMA và WIMAX  Các BTS phải có thể chia sẻ mạng với GSM và UMTS và hỗ trợ chuyển giao giữa LTE và vùng PS của GERAN/UTRAN/CDMA2000. Điều này cho phép dễ ràng triển khai mạng LTE trong mạng GSM và UMTS hiện có  Các BTS phải hỗ trợ chia sẻ RAN. Các nhà khai thác khác nhau có thể có thể chia sẻ mạng RAN và giảm chi phí đầu tư (CAPEX: Capital Expenditure)  BBU hỗ trợ các ứng dụng đa mode. Vì thế các phiến của các chế độ khác nhau có thể lắp đặt được trên cùng môt BBU 8.2.2. Dung lượng lớn, vùng phủ rộng và thông lượng cao  Các BTS phải hỗ trợ dung lượng cao. Một BTS có thể hỗ trợ cực đại 3600 UE trong chế độ RRC-CONNECTED  Các BTS phải cung cấp vùng phủ rộng. Nó có thể phủ sóng cực đại 100km khi sử dụng các chức năng như phân tập thu nhiều anten và điều phối nhiễu giữa các ô (ICIC: Inter-cell Interferece Co-ordination)  Các BTS phải đảm bảo thông lượng cao. Nó có thể đảm bảo cực đại 450 Mbps đường xuống và 300Mbps đường lên khi sử dụng các chức năng như điều chế 64QAM, MIMO và ICIC. 8.2.3. Tiêu thụ năng lượng thấp và hiệu suất cao Công nghệ PA nâng cao mới cho phép eNodeB tiêu thụ năng lượng thấp hơn 800W, chỉ bằng 50% của các trạm BTS vĩ mô khác. Công nghệ này cho phép tiết kiệm 1 triệu đô la trên 1000 site mỗi năm và giảm phát xạ khí CO8. Ngoài ra cũng giảm đáng kể giá thành điều hòa và nhờ vậy giảm OPEX 8.2.4. Chức năng SON tăng cường  Lập cấu hình tự động BTS có thể tự động nhận được các thông số kết nối, tải xuống phần mềm, lập cấu hình số liệu, tiến hành kiểm tra, tải lên thông tin. Điều này giảm nhẹ quá 414

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trình chuẩn bị cho lập cấu hình, giam các xử lý nhân công khi triển khai site và giảm thiểu chi phí khai thác (OPEX: Operation Expenditure)  Tự động tạo lập quan hệ với các ô lân cận (ANR: Automatíc Neighbor Ralation) BTS có thể tự động duy trì tính toàn vẹn và hợp lệ đối với một danh sách các ô lân cận bằng cách tự động phát hiện các ô lân cận bị mất và đánh giá quan hệ với các ô lân cận. Điều này cho phép tăng tỷ lệ chuyển giao thành công và giảm giá thành quy hoạch cũng như tối ưu mạng  Tự động phát hiện xung đột PCI (Physical Cell Identifier: số nhận dạng ô vật lý) và sự cố anten 8.2.5. Truyền tải IP toàn diện  Cung cấp các cửa truyền dẫn IP khác nhau như FE (Fast Ethernet)/GE(Gigabit Ethernet) điện, FE/GE quang và các cửa E1/T1  Hỗ trợ truyền tải IP. Ngoài ra hỗ trợ cấu hình mạng đa dạng như hình sao, chuỗi và cây  Áp dụng nhiều cơ chế QOS để cung cấp dung lượng cao, áp dụng các dịch vụ phân biệt, và đáp ứng các yêu cầu QoS cuả các dịch vụ 8.2.6. Dễ ràng lắp đặt và CAPEX thấp  BTS gọn nhẹ và dễ dàng vận chuyển, dễ dàng hỗ trợ lắp đặt phân bố, giảm đáng kể kết cấu xây dựng và tiết kiệm CAPEX  Có thể lắp đặt trên tường trong nhà hoặc trong tủ máy tiêu chuẩn. Vì thế giảm đầu tư lắp đặt. Có thể lắp đặt RRU trên cột, tháp hay tường bê tông.  Vị trí lắp đặt linh hoạt và yêu cấu không gian nhỏ cho phép giảm chi phí thuê site. Có thể lắp đặt RRU gần với hệ thống anten để giảm giá thành phiđơ và tiêu thụ công suất. 8.2.7. Các công nghệ đa anten tiên tiến R8 LTE áp dụng kỹ thuật MIMO với các cấu hình như sau:  DL (Downlink: đường xuống): 2x2, 2x4, 4x2, 4x4 MIMO  UL (Uplink: đường lên): 1x2, 1x4, 2x2, 2x4 MIMO Ngoài ra các công nghệ 2Tx4R và 4Tx4R MIMO – BF (MIMO-Beamforming: MIMO tạo búp) sẽ được áp dụng chủ yếu trong LTE để tăng vùng phủ sóng và giảm số site so với 2Tz2R beamforming (bảng 8.1).

415

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 8.1. Độ lợi bổ sung nhận được từ các công nghệ 2Tx4R và 4Tx4R MIMO – BF Cấu hình 2T4R MIMO-Beamforming 4T4R MIMO-Beamforming anten DL UL DL UL Độ lợi bổ sung 2-4dB 4-6dB 2-4dB so với 2T2R Độ lợi 3dB có nghĩa là đội lợi bán kính 120%, độ lợi phủ sóng 140% và giảm số site 30% 8.3. KIẾN TRÚC CƠ SỞ CỦA eNodeB 8.3.1. Kiến trúc cơ sở Kiến trúc điển hình của một eNode cũng tương tự như Node B của WCDMA (hình 8.1). eNode được thiết kế trên cơ sử phần cứng và phần mềm. Phần cứng bao gồm bốn phần chính: đơn vị vô tuyến (RFU: Radio Frequency Unít), đơn vị băng gốc (BBU: Baseband Unit), phần điều khiển và truyền dẫn. Đơn vị RF phát/thu các tín hiệu và biến đổi tín hiệu số vào sóng vô tuyến và ngược lại. Đơn vị băng gốc xử lý tín hiệu được mã hóa trước khi phát/thu nó đến/từ mạng lõi thông qua môđule truyền dẫn. Khối điều khiển đóng vai trò điều phối ba môđule nói trên. Công nghiệp sản xuất đã định một số điểm tham chuẩn (RP: Reference Point) nhằm đạt đựơc giá thành thấp nhất cho các môđule khác nhau. Chức năng của trạm gốc được chia thành hai phần chính: các chức năng mặt phẳng điều khiển (CP) và các chức năng mặt phẳng người sử dụng (UP). Chức năng mặt phẳng người sử dụng liên quan đến truyền tải, băng gốc và anten. Ngoài ra còn có chức năng mặt phẳng điều khiển liên quan đến truyền dẫn số liệu điều khiển, số liệu khai thác và bảo dưỡng (O&M: Operation and Maintenance).

416

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Phần mềm Module băng gốc

Module truyền dẫn

RP3

RP2 Giao diện

Các đơn vị RF RFU

BBU

Chuyển mạch

Module điều khiển

Điều khiển và đồng hồ RP1

Module nguồn

Hình 8.1. Kiến trúc chung của một BTS Các bộ khuếch đại công suất và các môđule RF chiếm 50% giá thành BTS, nên các nhà sản suất nghiên cứu kết hợp hai chức năng này vào một môđule duy nhất có giá thành thấp hơn. Vì thế cần có một giao diện chung giữa phần băng gốc và phần RF để cổ vũ các sáng kiến cũng như cạnh tranh cho việc nghiên cứu các môđule RF và bộ khuếch đại công suất (PA: Power Amplifier). Đây chính là lý do của việc đưa ra định nghĩa các các giao diện chung RP3 giữa BB và phần RF. Hai giao diện chung đựơc định nghĩa là: CPRI (Common Public Radio Interface: giao diện vô tuyến công cộng chung) và OBSAI (Open Base Station Standard Initiative: sáng kiến tiêu chuẩn trạm gốc mở). Trong trường hợp khi các xử lý kỹ thuật khác nhau yêu cầu cùng một kiểu tài nguyên, thì tốt nhất là tập trung phần cứng và phần mềm vào một nhóm dùng chung và cách này cho phép sử dụng tài nguyên hiệu quả nhất. Dùng chung tài nguyên cho phép tăng dung lượng trong các môi trường trong đó có thể xẩy ra phân bố nhu cầu tài nguyên không đồng nhất. Tập trung tài nguyên băng gốc tại một chỗ cho phép chia sẻ các tài nguyên xử lý tín hiệu giữa các ô, nhờ đó đạt được sử dụng dung lượng xử lý của BTS lớn nhất. Một nét quan trọng của dùng chung là nó chứa đựng khả năng dự phòng tài nguyên bằng cách chia sẻ tài nguyên chung. Trong trường hợp này lưu lượng có thể chuyển sang tài nguyên khác của phần tài nguyên chung chưa được dùng. Vì thế tính khả dụng của xử lý lưu lượng tăng so với trường hợp không dùng chung tài nguyên. 8.3.2. Các khuynh hướng phát triển BTS Các khuynh hướng phát triển BTS:

417

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

1. Tích hợp anten vô tuyến (IRA: Integrated Radio Antennas) 2. RRU (đơn vị vô tuyến đặt xa) 3. Vô tuyến đa tiêu chuẩn (MSR: Multitandard Radio) Hình 8.1. cho thấy xu thế phát triển BTS. a) BS thông thường Anten trên nóc nhà

b) BS phân bố

Phiđơ cáp đồng trục ~ 30 mm Tổn hao 50% (3dB) công suất

c) BS phân bố

Anten trên nóc nhà

IRA (Integratade Radio Antennas) Remote RF Unit (đơn vị vô tuyến xa)

RRU CPRI/ OBSAI

D/A Phát tương tự BBU

BB

CPRI/ OBSAI

Sợi quang, Không tổn hao công suất

RF

Sợi quang, Không tổn hao công suất

BBU

Trạm gốc ở tầng trệt

Hình 8.1. Xu thế phát triển BTS 8.3.3. Kiến trúc phần mềm Kiến trúc phần mềm của eNodeB được thể hiện trên hình 8.2. Inter-Cell RRM Mobility Control RB Control

Radio Admission Control Provisionning

O&M Agent

Dynamic Resource Allocation Measurement Configuration

RRC

Load Balancing

S1-AP

PDCP

SON

Fault Configuration Management Management

X2-AP GTP-U

RLC STCP

MAC MAC Physical Adaptation Layer

OS Adaptation Layer OS TCP/UDP

LTE PHY

IP (IPSec)

Network Hadware

Hình 8.2. Kiến trúc phần mềm eNodeB Phần mềm eNodeB được chia thành một số phần như:  Phần mềm giao thức (Protocol Software)  Phần mềm quản lý tài nguyên vô tuyến (RRM: Radio Resource Management)

418

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

 Phần mềm khai thác và bảo dưỡng (O&M: Operation and Maintenance)  Phần mềm mạng tự quản lý (SON: Self Organising Network) Phần mềm giao thức được chia hành các phần sau:  MAC (Media Access Control: điều khiển truy nhập môi trường)  RLC (Radio Link Control: điều khiển liên kết vô tuyến  RRC (Radio Resource Control: điều khiển tài nguyên vô tuyến)  eGTP (elvolved GPRS Tunnel Protocol: giao thức tunel GPRS phát triển)  SCTP (Stream Control Transmission Protocol: giao thức truyền dẫn điều khiển luồng  S1AP (S1 Application Protocol: giao thức ứng dụng S1)  X2 AP (X2 Application Protocol: giao thức ứng dụng X2) Phần mềm quản lý tài nguyên vô tuyến được chia thành các phần sau:  RAC (Radio Admission Control: điều khiển cho phép vô tuyến)  RBC (Radio Bearer Control: điều khiển kênh mang vô tuyến)  RC (Radio Configuaration: lập cấu hình vô tuyến)  DRA (Dynamic Resource Allocation: ấn định tài nguyên động)  CMC (Connection Mobility Control: điều khiển kết nối di động)  LB (Load Balancing: cân bằng tải)  Inter-cell RRM (Inter-cel Radio Resource Management: điều khiển tài nguyên vô tuyến giữa các ô)  Inter-RAT RRM (Inter-RAT Radio Resource Management: điều khiển tài nguyên vô tuyến giữa các công nghệ vô tuyến) Phần mềm khai thác và bảo dưỡng được chia thành các phần sau:  Giám sát o o o o

Thông tin tốc độ số liệu Thông tin bản tin điều khiển Thông tin mạng (S1 và X2) Thông tin UE

 Lập cấu hình: o o o o o

Thông tin quảng bá Cấu hình RRC Cấu hình PDCP Cấu hình RLC Cấu hình MAC

 Các lệnh CLI (Command-Line Interface: Giao diện dòng lệnh )

419

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phần mềm SON được chia thành các phần sau:  Tự lập cấu hình (SC: Self Configurration) o Thiết lập eNodeB mới trong mạng o Lập quan hệ tự động với các ô lân cận (ANR: Automatic Neighbor Relation) o Lập cấu hình ID ô vật lý tự động  Tự tối ưu (SO: Self Optimization) o o o o o o o o

Cân bằng tải Tối ưu hóa thông số chuyển giao (HO) Điều khiển nhiễu Tối ưu hóa dung lượng và vùng phủ Tối ưu hóa RACH (kênh truy nhập ngẫu nhiên) Tiết kiệm nguồn điện Tối ưu hóa mạng MBMS (Multimedia Broadcast Multicast Service) Tối ưu hóa các thông số vô tuyến liên quan đến chất lượng

Có thể khách hàng hóa RRM và SON theo yêu cầu của khách hàng. 8.3.4. Kiến trúc phần cứng 8.3.4.1. Kiến trúc tổng quát phần cứng của một BTS Cấu trúc tổng quát phần cứng của một BTS được cho trên hình 8.3 bao gồm bốn thành phần sau:  Phần vô tuyến thu gồm: lọc vô tuyến thu, khuếch đại và biến đổi hạ tần tín hiệu vô tuyến thu từ anten  Khối xử lý băng gốc thu: lọc và biến đổi tín hiệu tương tự vào tín hiệu số và xử lý tín hiệu này tại thực thể xử lý tốc độ chip  Khối xử lý băng gốc phát: bao gồm các khối thực hiện xử lý và chuyển đổi tín hiệu số vào tương tự thích hợp cho điều chế  Phần vô tuyến phát: điều chế, biến đổi nâng tần và khuếch đại tín hiệu vào sóng vô tuyến công suất cao và lọc tín hiệu vô tuyến trước khi phát.  Bộ lọc song công: kết nối máy phát và máy thu vào một anten. Nếu không cách ly máy phát với máy thu, tín hiệu phát sẽ chặn tín hiệu thu. Điều này thường đựơc thực hiện bằng hai phần lọc băng thông đựơc gọi là bộ lọc song công. Bộ lọc song công phải có tổn hao chèn (tổn hao thuận) thấp trong băng tần phát (băng Tx), cách ly cao máy phát với máy thu trong băng tần thu, tổn hao chèn thấp trong băng tần thu. 420

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

.

Bộ lọc song công

Phần vô tuyến phát

Phần vô tuyến thu

Các bộ dao động nội

Bộ dao động chuẩn

DAC

ADC

RRC

RRC

Điều khiển công suất phát

AFC

AGC

Xử lý xử lý băng gôc

ADC: Analog to Digital Converter: bộ biến đổi tương tự thành số DAC: Digital to Analog Converter: bộ biến đổi số thành tương tự RRC: Root Rased Cosine: bộ lọc cosin tăngcăn hai AFC: Automatíc Frequency Control: Bộ tự động điều khiển tần số AGC: Automatíc Gain Control: bộ tự điều khuếch

Hình 8.3. Cấu trúc tổng quát phần cứng của một BTS Điều khiển tần số được thực hiện bằng bộ dao động nội (LO: Local Oscillator). Có thể sử dụng một bộ tổng hợp tần số LO duy nhất cho hoạt động song công cố định, tuy nhiên đối với các kiến trúc biến đổi trực tiếp, tiện lợi hơn là sử dụng hai bộ tổng hợp tần số LO độc lập: một cho phát và một cho thu. DAC và ADC cung cấp giao tiếp giữa khối tốc độ chip và các tầng vô tuyến. DAC phát phải có dải động đủ lớn để đáp ứng các yêu cầu về rò kênh lân cận. ADC thu phải có dải động đủ lớn để đảm bảo tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình của tín hiệu và các tín hiệu chặn, ngoài ra nó 421

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

cũng phụ thuộc vào dải thuật AGC áp dụng cho máy thu. Các bộ lọc kênh của UMTS, các bộ lọc tạo dạng xung đều sử dụng các bộ lọc cosin tăng căn hai (RRC: Root Raised Cosin) trong băng tần gốc. Tầng vô tuyến phát đảm bảo biến đổi tin hiệu băng gốc vào vô tuyến và đảm bảo điều khiển mức công suất cho máy phát. 8.3.4.2. Cấu trúc máy phát đổi tần Cấu trúc của máy phát đổi tần trong eNode được trình bày trên hình 8.4. Phần xử lý vô tuyến

Phần xử lý băng gốc (BB: Base Band) Miền số

Miền tương tự

CRC IF (Intermediate Frequency: trung tần) Mã hóa xoắn hoặc turbo

Bộ đan xen khối

I

Bộ lọc RRC

RF (Radio Frequency: Tần số vô tuyến)

Các bộ trộn

DAC

900

OFDM

å PA

Q

Bộ lọc RRC

PA: Power Amplifier: bộ khuếch đại công suất RF LO: Radio Frequency Local Oscillator: bộ giao động nội vô tuyến IF LO: Intermediate Frequency Local Oscillator: bộ giao động nội trung tần

RFLO

DAC IF LO

Hình 8.4. Cấu trúc của máy phát đổi tần trong BTS. Phần xử lý băng gốc thực hiện các xử lý tín hiệu số sau:  Mã hóa phát hiện lỗi bằng cách chèn CRC (Cyclic Redundance Check: kiểm tra vòng dư)  Mã hóa phát hiện lỗi dựa trên mã hóa xoắn hoặc mã hóa turbo  Đan xen khối để hoán vị vị trí các bit nhằm tránh lỗi cụm  Điều chế OFDM để truyền luồng số trên nhiều sóng mang con nhằm giảm thiểu ISI (Inter-symbol Interference: nhiễu giữa các ký hiệu) do truyền sóng đa đường gây ra  Luồng số đựa chia thành hai luông song song: luồng I (Inphase: đồng pha) và luồng Q (Quadrature: vuông góc) để điều chế sóng mang cos và sin tại khối điều chế trung tần  Lọc RRC (Root Raised Cosin: căn hai cosin tăng) để tạo dạng xung trước khi đưa lên điều chế nhằm giảm nhiễu  DAC (Digital to Analog Converter) để biến đổi từ số vào tương tự

422

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phần xử lý vô tuyến thực hiện:  Điều chế tại trung tần dựa trên sóng mang tới từ bộ dao động nội trung tần (IF LO)  Biến đổi nâng tần dựa trên sóng vô tuyến đến từ bộ dao động nôi vô tuyến (RF LO) để chuyển đổi sóng trung tần vào sóng vô tuyến  PA (Power Amplifier: bộ khuếch đại công suất) để khuếch đại công suất sóng vô tuyến đủ lớn trước khi đưa vào anten  Ngoài ra còn có các bộ lọc băng thông (BPF: Band Pass Filter) tại trung tần và tần số vô tuyến 8.3.4.3. Cấu trúc máy thu 8.3.4.3.1. Cấu trúc máy thu đổi tần, Superheterodyne Cấu trúc tổng quát phần cứng của một máy thu đổi tần được cho trên hình 8.5. Phần xử lý vô tuyến

Phần xử lý băng gốc (BB: Base Band) Miền tương tự

RF (Radio Frequency: Tần số vô tuyến)

Miền số

IF (Intermediate Frequency: trung tần) Các bộ trộn

IF (Intermediate Frequency: trung tần)

ADC

Bộ lọc RRC

Giải điều chế OFDM

900

Giải đan xen khối

LNA

RF LO

LNA : Low Noise Amplifier: Bộ khuếch đại tạp âm nhỏ IF LO RF LO: Radio Frequency Local Oscillator: bộ giao động nội vô tuyến IF LO: Intermediate Frequency Local Oscillator: bộ giao động nội trung tần

ADC

Bộ lọc RRC

Giải mã xoắn hoặc turbo

Giải CRC

Hình 8.5. Cấu trúc tổng quát phần cứng của một máy thu đổi tần (heterodyne) Phần vô tuyến máy thu thực hiện các chức năng sau:  Các bộ lọc băng thông (BPF: Band Pass Filter) trong vùng tần số vô tuyến và trung tần để lọc các tín hiệu vô tuyến và trung tần

423

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

 LNA (Low Noise Amplifier: bộ khuếch đại tạp âm nhỏ) có hệ số tạp âm NF (Noise Figure) thấp để hạn chế giảm tỷ số tín hiệu trên tạp âm do tín hiệu thu quá thấp  Bộ biến đổi hạ tần sử dụng tàn số vô tuyến từ bộ dao động nôi vô tuyến (RF LO) để chuyển đổi tín hiệu vô tuyến vào tín hiệu trung tần  Cấu sai động để phân chia tín hiệu trung tần thành hai luồng I và Q trước khi đưa lên giải điều chế tại trung tần bằng cách sử dụng tần số trung tần từ bộ dao động nôi trung tần (IF LO)  Các bộ biến đổi ADC (Analog to Digital Converter: bộ chuyển đổi tương tự vào số) để chuyển đổi tín hiệu tương tự vào tín hiệu số cho miền xử lý tí hiệu số Phần xử lý băng gốc thực hiện các chức năng sau đây:  Các bộ lọc RRC để lọc các xung số  Bộ giải điều chế OFDM để khôi phục lại luồng số từ các luồng số nhỏ được truyền trên các sóng mang con  Bộ giải đan xen khối để sắp xếp các bit theo đúng trình tự như trước bộ đan xen tạ phía phát  Bộ giải mã xoắn hoặc turbo để sửa lỗi  Bộ giải mã CRC để phát hiện lỗi. 8.3.4.3.2. Kiến trúc tổng quát phần cứng của một BTS với tầng trung tần số Các máy thu phát trung tần số số mở rộng phạm vi xử lý số ra ngoài miền băng gốc đến anten. Nó tăng thêm tính linh hoạt của hệ thống trong khi vẫn giảm giá thành sản xuất. Biến đổi tần số số cung cấp tính linh hoạt cao hơn và hiệu năng lớn hơn (xét về khía cạnh suy hao và độ chọn lọc) so với tương tự. Trong các máy thu phát này, bộ biến đổi số thành tương tự (DAC) làm việc tại trung tần (IF) và đầu phát tương tự băng rộng tách riêng được sử dụng cho quá trình xử lý tín hiệu tiếp sau trong các thành vô tuyến (RF). Sơ đồ của kiến trúc BTS với trung tần số được cho trên hình 8.5.

424

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

IF số DUC

AFE1 DPD

DAC

PA

VCO/DDS

DDC

ADC: Analog-Digital Converter: bộ biến đổi tương tự thành số APE: Analog Front End: đầu phát thu tương tự DAC: Digital-Analog Converter: bộ biến đổi số thành tươnng tự DDC: Digital Downconverter: bộ biến đổi hạ tần DUC: Digital Upcnverter: bộ biến đổi nâng tần

ADC

LNA

Bộ lọc song công

Xử lý tín hiệu băng gốc số

AFE2

DPD: Digital Predistortion: làm méo trước số DDS: Direct Digital Syntheser IF: Intermediate Frequency: trung tần số LNA: Low Noise Amplifier: bộ khuếch đại tạp âm thấp VCO: Voltage Controlled Oscillator: bộ dao động điều khiển bằng điện áp

Hình 8.5. Thực hiện phát/thu biến đổi qua trung tần số. Cũng như các máy thu phát thông thường, máy thu phát trung tần số bao gòm hai phần: phần xử lý tín hiệu số và phần vô tuyến. Tuy nhiên phần vô tuyến được tách làm hai: phần trung tần số và đầu phát thu tương tự (APE: Analog Front End). APE là đầu thu phát tương tự băng rộng cho tín hiệu vô tuyến trước anten. Tầng trung tần số gồm hai phần: 1. Phần trung tần phát bao gồm:  DUC (Digital Up-Converter: bộ biến đổi nâng tần số) để chuyển đổi trung tần vào tần sóng vô tuyến  DPD (Digital Predistortion: làm méo trước bằng số) cho phép tuyến tính hóa đặc tính khuếch đại của bộ kuyếch đại công suất nhờ vậy tăng hiệu suất sử dụng nguồn. 2. Phần trung tần thu bao gồm: i. DDC (Digital Down-converter: bộ biến đổi nâng tần số) để chuyển đổi tần số vô tuyến vào tần số trung tần 8.4. KIẾN TRÚC TỔNG QUÁT CỦA BTS TRÊN CƠ SỞ SDR Với sự phát triển nhanh các tiêu chuẩn như GSM/EGPRS, WLAN, WIMAX, WCDMA/HSPA, LTE, các trạm gốc vô tuyến trong tương lai phải hỗ trợ được nhiều giao diện vô tuyến, nhỉều băng tần và nhiều khuôn dạng điều chế. Công nghệ vô tuyến cho phép phần cứng khả lập cấu hình theo nhiều tiêu chuẩn là 425

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

một thách thức lớn đối với các nhà nghiên cứu phát triển trạm gốc. Công nghệ SDR (Software Defined Radio: vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm) cung cấp giải pháp hiệu quả, ít tốn kém để xây dựng các trạm gốc vô tuyến đa mode, đa băng, đa chức năng. Không tồn tại một định nghĩa duy nhất cho SDR. Có thể coi công nghệ SDR là kết hợp của các công nghệ phần mềm và phần cứng mà ở đó có thể lập lại cấu hình của các bộ phận hoạt động quan trọng bằng cách nâng cấp phần mềm. Nói một cách khác xét theo ý nghĩa của các hệ thống di động khả lập trình hay khả lập lại cấu hình, thì công nghệ này là: đầu cuối đa tiêu chuẩn, vô tuyến khả tri (cognitive radio), vô tuyến khả lập lại cấu hình và vô tuyến kiến trúc linh hoạt. 8.5.1. Kiến trúc phần cứng của một máy thu phát số Hệ thống vô tuyến SDR được xây dựng trên cơ sở kiến trúc phần cứng nền tảng của một máy thu phát số như cho trên hình 8.10. Trên hình 8.10 ta thấy kiến trúc tổng quát của một máy phát thu số bao gồm: đầu vô tuyến (RFE: Radio Frequency Front-End), phần trung tần (IF: Intermediate Frequency) và phần băng gốc.

Phần vô tuyến

Phần trung tần Rx

ADC

Phần băng gốc DDC Xử lý băng gốc

Đầu vô tuyến (RFE) Tx

DAC

DUC

Hình 8.10. Kiến trúc tổng quát của một máy phát thu số Chức năng của RFE là phát và thu tín hiệu vô tuyến (RF: Radio Frequency) thông qua anten. Trên đường thu, tín hiệu RF được biến đổi thành tín hiệu IF để xử lý tiếp trong phần trung tần. Trên đường phát, tín hiệu IF được biến đổi nâng tần thành tín hiệu RF, sau đố được khuếch đại công suất. Phần IF chịu trách nhiệm biến đổi tương tự thành số (ADC) trên đường thu và biến đổi số thành tương tự (DAC) trên đường phát. Bộ biến đổi nâng tần số (DUC: Digital Up Converter) trên đường phát biến đổi tín hiệu băng gốc và tín hiệu IF số trong miền số. Bộ biến đổi hạ tần số (DDC: Digital Down Converter) trên đường thu biến đổi tín hiệu RF số vào tín hiệu IF trong miền số. 426

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phần băng gốc thực hiện các chức năng băng gốc như kết nối cuộc gọi, cân bằng, nhảy tần, phục hồi định thời và tương quan…. Trong một hệ thống SDR (Software Defined Radio), phần băng gốc được thiết kế để có thể lập trình bằng phần mềm. Ngoài ra các module DDC và DUC trong phần IF cũng khả lập trình. Các giao thức lớp liên kết, và các khác thác điều chế và giải điều chế cũng có được thể thực hiện theo định nghĩa bằng phần mềm. Vì thế có thể thay đổi chế độ hoạt đông một thiết bị có khả năng SDR hoặc tăng cường chế độ khai thác sau suất xưởng cho thiết bị này bằng phần mềm. Hệ thống SDR lý tưởng là một hệ thống có thể lập trình đến phần vô tuyến, nghĩa là có khả năng thực hiện biến đổi tương tự thành số và ngược lại với tốc độ cao ngay tại anten. Tuy nhiên các công nghệ ADC/DAC hiện nay chưa đủ để hỗ trợ băng thông số, dải động và tốc độ lấy mẫu cần thiết cho việc thực hiện phần vô tuyến khả lập trình hiệu suất. 8.5.2. Kiến trúc phần mềm hệ thống vô tuyến SDR Kiến trúc phần mềm của một hệ thống SDR điển hình được mô tả trên hình 8.11. Các lớp tài nguyên phần cứng được xây dựng trên cơ sở nền tảng phần cứng sử dụng các module khả lập trình như DSP (Digital Signal Processor: bộ xử lý tín hiệu số), FPGA (Field Programable Gate Array: mảng cổng khả lập trình theo ứng dụng) và MC (Microcontroller: bộ vi xử lý) và các modul RF tương tự. Lớp môi trường hoạt động thực hiện quản lý tài nguyên, quản lý bộ nhớ và ngắt dịch vụ. Nó cũng đảm bảo các giao diện ổn định với các môđule phần cứng đựơc sử dụng bởi các lớp ứng dụng trên nó. Lớp các ứng dụng vô tuyến thực hiện các giao thức liên kết và các hoạt động điều chế/giải điều chế thông qua các module phần mềm. Các ứng dụng vô tuyến cung cấp dịch vụ cho các giao thức cao hơn như WAP và TCP/IP.

Các giao thức lớp cao hơn (WAP/TCP/IP) Các ứng dụng vô tuyến (các giao thức lớp liên kết, điều chế/giải điều chế) Môi trường hoạt động (quản lý phần cứng, quản lý bộ nhớ, ngắt quản lý) Tài nguyên phần cứng (DSP, FGA, MC, bộ nhớ, phần cứng vô tuyến gồm cả anten)

Hình 8.11. Kiến trúc phần mềm của một hệ thống vô tuyến SDR 8.5.3. Kiến trúc nền tảng băng gốc đa chuẩn

427

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trạm gốc đa chuẩn bao gồm một nền tảng phần cứng vạn năng có thể được lập cấu hình cho một giao diện vô tuyến đặc thù bằng cách tải xuống phần mềm chức năng tương ứng. Có thể làm được điều này trong quá trình khai thác mà vẫn duy trì hoạt động của trạm gốc. Chức năng của các phần tử phần mềm được tải xuống bao gồm: từ các ngăn xếp giao thức đến các giải thuật xử lý lớp vật lý. Một nền tảng băng gốc đa chuẩn phải phù hợp với các yêu cầu của các ứng dụng cần hỗ trợ (các tiêu chuẩn vô tuyến, các chế độ khai thác) và phải hỗ trợ năng động các hỗn hợp lưu lượng biến đổi. So với các giải pháp thông thường, nó có các ưu điểm rõ ràng như: sử dụng các tài nguyên phần cứng hiện có hiệu quả hơn và đảm bảo đựơc chất lượng dịch vụ (QoS). Tính hạt cao cần thiết để ấn định tài nguyên cho việc xử lý đường xuống và đường lên. Điều này đòi hỏi nhiều tăng cường kiến trúc và quản lý tài nguyên phần cứng động. Một số bộ xử lý tín hiệu số và các khối tăng tốc điều khiển bằng phần mềm được xử dụng để đạt được tốc độ bit cao và xử lý khối lượng số liệu cao theo yêu cầu đối với các chức năng định hướng theo luồng bít. Các phần tử này đựơc nối với nhau qua bus điều khiển và số liệu tốc độ cao. Và được giảm sát bởi hệ thống điều khiển (bộ xử lý đa mục đích) (hình 8.12). Trước khi tải phần mềm đến các phần tử xử lý, phần mềm được đặt thông số và liên kết theo chức năng yêu cầu. Sau đó bộ lập biểu trong DSP sẽ gọi ra các khối xử lý theo một cách thức thích hợp. Bộ điều khiển

DSP

DSP

DSP

Bus điều khiển/số liệu/ đường xuống/đường lên

FPGA

FPGA

Hình 8.12. Kiến trúc phần cứng của băng gốc Các chuỗi xử lý (thực thể UMTS hay WiMAX …) có thể được tổ hợp và được lập cấu hình từ bộ phận dành riêng, bộ phân chung và bộ phận giải thuật chung của thư viện hệ thống phụ thuộc vào giao thức yêu cầu của giao diện vô tuyến (hình 8.13).

428

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Kênh WiMAX

Bộ phận riêng của hệ thống

Thư viện WiMAX

Lập biểu MAC

Ngẫu nhiên hóa UMTS

Thư viện HSPA

Kênh LTE

Thư viện LTE

Thư viện UMTS

Thực thể LTE

Mã turbo, trải phổ Bộ phận chung của hệ thống bao gồm cả quy định thông số

Bộ phận giải thuật chung của hệ thống bao gồm cả quy định thông số

Các chức năng lọc

Thư viện chung

Thực thể UMTS

Thư viện DSP

Hình 8.13. Khái niệm thư viện SDR phân cấp để xử lý tín hiệu băng gốc Các thư viện bộ phận hệ thống dành riêng cung cấp các chức năng duy nhất cho môi trường giao diện vô tuyến được quy định cho một tiêu chuẩn cho trước (chẳng hạn móc nối các khối truyền tải, đan xen, phân đoạn khung vô tuyến). Các thư viện bộ phận chung của hệ thống bao gồm các chức năng hệ thống chung cho các giao diện vô tuyến khác nhau, có thể lập cấu hình chung bằng cách thiết lập các thông số phủ hợp chức năng của từng chuẩn riêng. Các chức năng cần xem xét ở đây bao gồm kiểm tra vòng dư, trải phổ, điều chế và điều khiển công suất.. Các thư viện giải thuật chung bao gồm các chức năng cơ sở được sử dụng rông rãi trong các lĩnh vực viễn thông và khoa học như các chức năng lọc, biến đổi Fourier nhanh (FFT) và các chức năng toán vectơ. Khái niệm thư viện SDR phân cấp cho phép đưa ra các giải pháp kinh tế không chỉ đối với phát triển phần mềm mà cả đối với bộ nhớ cần thiết để lưu giữ một khối lượng lớn chương trình phần mềm. Tuy nhiên, cần có các nghiên cứu và đánh giá sâu hơn để chứng minh tính thực tiễn của cách tiếp cận này. Xử lý băng gốc trước hết được thực hiện bằng các thiết bị khả lập trình bằng phần mềm như DSP và các bộ tăng tốc phần cứng (FPGA chằng hạn). Đây là một khả năng để đưa ra các giải pháp đa chuẩn. Chuyển dịch hầu hết các phần phức tạp của kiến trúc phát thu vào phần số sẽ cho phép hoạt động trong các băng tần khác nhau và trong các tiêu chuẩn khác nhau. Điều này cũng ảnh hưởng tích cực lên giá thành vì mỗi năm giá của các thành phần xử lý số giảm hai lần trong khi đó giá của các phần tử vô tuyến tương tự chỉ giảm không quá 10% mỗi năm. Trong các phần dưới đây ta sẽ xét các BTS phân bố 3900 (DBS 3900) để minh họa.

429

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

8.5. KIẾN TRÚC LTE DBS VÀ ĐẶC TÍNH KỸ THUẬT 8.5.1. Kiến trúc LTE DBS DBS có kiến trúc phân bố. Nó gổm hai môđul: BBU và RRU, trong đó BBU và RRU được nối với nhau bằng sợi quang qua các cửa giao diện chung (CPRI: Common Public Radio Interface). Các thiết bị bổ sung của DBS là các phần hỗ trợ chu BBU và RRU. Thí dụ về các thiết bị này trong DBS 3900 là môdule nguồn tiên tiến với bộ trao đổi nhiệt (APM30H). Hệ thống acqui dự phòng tích hợp bên trong cùng với hệ thống làm nguội (IBBS200D) và tủ máy truyền dẫn cùng với bộ trao đổi nhiệt (TMC11H). Sự kết hợp linh hoạt linh hoạt các môdul cơ sở với các thiết bị bổ sung có thể cung cấp các giải pháp site đa dạng. Hình 8.14 cho thấy kiến trúc của DBS.

BBU

Cửa CPRI

RRU

Các thiết bị bổ sung APM30H/BBS200D&T/TMC11H

Hình 8.14. Kiến trúc của DBS 8.5.2. Đăc tả kỹ thuật .Bảng 8.2 cho thấy đặc tả kỹ thuật điển hình của DBS (dựa trên đặc tả cuả DBS3900). Bảng 8.8. Đặc tả kỹ thuật của DBS Băng tần 700MHz; 850MHz; 1,7/2,1GHz; 2,6GHz Băng thông kênh 1,4MHz; 3MHz; 5MHz; 15MHz; 20MHz Công nghệ đa anten MIMO (2x2, 4x2), phân tập Tx/Rx Công suất đầu ra cực đại RRU: 2x40W với các tùy chọn khả định cỡ giảm đến 2x10W, 2x20W hay 2x30W

430

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Kích thước (HxWxD)

BBU: 86mmx442mmx310mm (3,4”x17,5”x12,2”) RRU: 485mmx285mmx170mm (19,1”x11,4”x6,7” Trọng lượng BBU: <12kg RRU: <19kg Tiêu thụ nguồn điển <800W (S1/1/1) hình Nhiệt độ làm việc BBU: -200C đến +550C (-40F đến +1310F) RRU: -400C đến +550C (-400F đến +1310F) Truyền dẫn 2 cửa quang FE/GE, hai cửa điện FE/GE, các cửa E1/T1 (tùy chọn) Tùy chọn đồng bộ đồng Ethernet (ITU-T G.8261), GPS, IEE 1588v2, đồng hồ hồ trên IP 8.6. ĐƠN VỊ BĂNG GỐC, BBU 8.6.1. Các chức năng của BBU Đơn vị băng gốc thực hiện các chức năng sau:  Cung cấp các cửa để kết nối đến MME hay S-GW và xử lý các giao thức truyền dẫn liên quan  Cung cấp các cửa CPRI để kết nối đến các RRU và xử lý các tín hiệu băng gốc đường lên và đường xuống  Quản lý toàn bộ trạm gốc bằng khai thác và bảo dưỡng (OM: Operation and Maintenance), xử lý bản tin báo hiệu  Cung cấp một kênh OM đến LMT (Local maintenace Terminal: đầu cuối khai thác tại chố) hai bộ quản lý thông tin: iManager (M2000)  Cung cấp các cổng đồng hồ để đồng bộ đồng hồ, các cống giám sát cảnh báo để cảnh báo môi trường và một cổng USB (Universal Serial Bus: bus nối tiếp vạn năng) đưa thiết bị vào hoạt động bằng cách sử dụng thiết bị lưu giữ USB BBU 3900 là một hộp máy kích thước (HxWxD)=(2Ux19inchx13inch)= (3.5inhchx 19inchx13inch)=( 8,89cm x48,26cmx33,02cm) như trên hình 8.15.

431

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

H=2U= 3,5 inch

D= 13

in c

h

9 in W=1

ch

Hình 8.15. Thí dụ kích thước BBU    

BBU bao gồm các phiến và các môdul bắt buộc sau: LMPT (LTE Main Processing Unit: đơn vị xử lý chính của LTE): quản lý toàn bộ eNodeB liên quan đến OM, xử lý báo hiệu, cung cấp đồng hồ cho BBU LBBP (LTE Baseband Processing unit: đơn vị xử lý băng gốc của LTE): xử lý các tín hiệu băng gốc và các tín hiệu CPRI FAN (Fan Unit: đơn vị quạt) UPEU (Universal Power an Environment Interface Unit: đơn vị giao diện môi trường và công suất vạn năng) chuyển đổi nguồn -48v DC vào +12v DC và cung cấp các cổng truyền dẫn cho hai đầu vào RS465 và 8 đầu và tín hiệu Boolean (tín hiệu số nhị phân).

Trong trường hợp cần các cửa E1/T1 cần trang bị thêm UTRP (Universal Tranmission Procesing Unit: khối xử lý truyền dẫn vạn năng) Để nhận đựơc tín hiệu từ RGPS (Remote Global Positionning System: hệ thống định vị toàn cầu từ xa) và BITS (Building Intergrated Timing Supply System: hệ thống nguồn thời gian tích hợp bên trong) BBU cần trang bị USCU (Universal Sattelite Clock Unit: khối đồng hồ vệ tinh vạn năng). Hình 8.16 cho thấy vị trí của các phiến và mođul bắt buộc trong hộp máy BBU.

FAN

LBBP

LMPT

UPEU

Hình 8.16. Vị trí của các phiến và mođul bắt buộc trong hộp máy BBU

432

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

8.6.2. Các cửa của BBU Bảng 8.3 mô tả các cưả trên các phiến hoặc môđul của BBU. Bảng 8.3. Mô tả các cưả trên các phiến hoặc môđul của BBU. Môđul hay phiến LMPT

Cửa Cửa Optical

Số lượng FE/GE 2

Connectơ

Chức năng

SFP

Phát số liệu lưu lượng trên các giao diện S1 và X2 Phát số liệu lưu lượng trên các giao diện S1 và X2 Tải xuống phần mềm Đo thử Bảo dưỡng tại chố

Cửa FE/GE điện

2

RJ45

Cửa USB Cửa TST Cửa Ethenet đưa thiết bị vào vận hành Cửa anten GPS

1 1 1

USB

6

SMA

LBBP

Cửa CPRI

6

SFR

UPEU

Ổ cắm nguồn nuôi 1 MON0 1 MON1 1

3V3 RJ45 RJ45

UTRP

E1/T1

2

DB26

UFLPb

Cửa GE Cửa GE Cửa RGPS

2 2 2

Cửa BITS

1

RJ45 RJ45 Đầu cuối hàn Nhận tín hiệu RGPS nối các dây phiến mạch in Connectơ cáp Nhận các tín hiệu đồng trục SMA BITS

USCU

RJ45

Nối đến một anten GPS Giao diện giữa BBU và RRU Nhận nguòn -49V DC Phát các tín hiệu kiểm tra RS485 và kết nối đến các thiết bị giám sát bên ngoài Phát 8 luồng E1/T1 khi cần lập cấu hình các cửa E1/T1

433

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

8.7.3. Đặc tả thông số BBU3900 Bảng 8.4. trình bày đặc tả thông số kỹ thuật BBU3900. Bảng 8.4. Đặc tả thông số kỹ thuật của BBU3900 Danh mục Đặc tả Kích thước (HxWxD) 86mmx442mmx310mm Trong lượng 12kg (cấu hình đầy đủ) Nguồn nuôi -48V DC; dải điện áp: -38,4V DC đến -57V DC Nhiệt độ Độ ẩm tương đối 5%RH đến 90%RH Áp suất khí quyển 70kPa đến 106kPa Chỉ số chống thâm nhập IP20 (chông thâm nhập vật thể 12mm2 nhưng (Ingress Protection ratings) không chống thấm nước) Đồng bộ đồng hồ Ethernet (ITU-TG.8261), GPS, IEE1588 V2, đồng hồ trên IP. Dao động tự do của OCXO (Oven Controled Crystal Oscilattor: bộ dao động thạch anh với hộp được điều khiển nhiệt), IPSS+TOD, E1/T1, GLONASS (Global Navigation Satellite System: hệ thống vệ tinh định vị toàn cầu của Nga) Cửa CPRI  Hỗ trợ 6 cửa CPRI trên một LBBP  Hỗ trợ cửa CPRI 4.0 và tương thích với cửa CPRI 3.0 Cửa truyền dẫn  Hai cửa FE/GE điện  Hay hai cửa FE/GE quang  Hay một cửa FE/GE điện và một cửa FE/GE quang  Hai cửa E1/T1 tùy chọn.Mỗi cửa đảm bảo bốn E1/T1 8.7. ĐƠN VỊ VÔ TUYẾN ĐẶT XA, RRU HAY RRH RRU (Remote RF Unit) hay RRH (Remote RF Head) thực hiển điều chế và giải điều chế tín hiệu băng gôc và tín hiệu vô tuyến, xử lý số liệu, khuếch đại công suất và phát hiện sóng đứng.

434

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

8.7.1. Các yêu cầu chung đối với các công nghệ vô tuyến Các yêu cầu chung đối với các công nghệ vô tuyến sử dụng cho RRU như sau: 1. Phải có khả năng cho băng thông 20MHz 2. Có công suất phát xạ cao: Bộ khuếch đại công suất hiệu suất cao 3. Sử dụng các công nghệ anten tiên tiến để đạt được hệ số khuếch đại cao hơn 8.7.2. Các model RRU        

DBS 39000 có các model sau: RRU3201/RRU3808 RRU3203 RRU3908 V1 RRU3908 V2 RRU3220 RRU3221 RRU3240 RRU392/RRU3929

Hình dạng bên ngoài của các model RRU được cho trên hình 8.17.

435

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng RRU3201/RRU3808

RRU3908 V2

RRU3222

RRU3203

RRU3908 V1

RRU3220

RRU3221

RRU3240

RRU3928/RRU3929

Hình 8.17. Vẻ ngoai của các model RRU 8.7.3. Các cửa trên RRU RRU có cấu trúc môđul. Các cửa ngoài của nó được đặt tại phía dưới môđul và ca trong ổ cáp. Các bảng từ 8.5 đến 8.10 dưới đây mô tả các cửa của RRU. Bảng 8.5. Các cửa của RRU3201/RRU3808 Cửa Connectơ Cửa CPRI DLC

Số lượng 2

Cửa RF Ổ cắm nguồn

2 2

DIN Đầu cuối OT

Điều khiển nghiêng anten DB9 bằng điện (RET)/cửa MON

1

Chức năng Nối đến BBU hay nối tầng đến RRU khác Nối đến anten Nhận nguồn -48V DC Nối đến đơn vị điều khiển từ xa (RCU)

436

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 8.6. Các cửa của RRU3908V1/RRU3908V2 Cửa Connectơ Số lượng Cửa CPRI DLC 2 Cửa RF DIN Cửa cho cáp nhảy RF giữa 2W2 các RRU nối tầng Cửa cảnh báo DB15 Ổ cắm nguồn trên DC Đầu cuối OT RRU3906V1 Ổ cắm nguồn trên DC Loại dễ cắm RRU3906V2 Cửa RET DB9

2 1 1 1 1 1

Bảng 8.7. Các cửa của RRU3220 Cửa Connectơ Cửa CPRI DLC

Số lượng 2

Cửa RF Cửa cảnh báo Ổ cắm nguồn

DIN DB15 Dễ cắm

2 1 2

Cửa RET

DB9

1

Bảng 8.8. Các cửa của RRU3221/RCU3828/RCU3929 Cửa Connectơ Số lượng Cửa CPRI SFP 2 Cửa RF Ổ cắm nguồn

DIN Dễ cắm

2 1

Cửa RET

DB9

1

Chức năng Nối đến BBU hay nối tầng đến RRU khác Nối đến anten Nối tầng RRU Cửa cảnh báo Nhận nguồn -48V DC Nhận nguồn -48V DC Nối đến RCU

Chức năng Nối đến BBU hay nối tầng đến RRU khác Nối đến anten Cửa cảnh báo Nhận nguồn -48V DC Nối đến đơn vị điều khiển từ xa (RCU)

Chức năng Nối đến BBU hay nối tầng đến RRU khác Nối đến anten Nhận nguồn -48V DC Nối đến đơn vị điều khiển từ xa (RCU)

437

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 8.9. Các cửa của RRU3222 Cửa Connectơ Cửa CPRI SFP

Số lượng 2

Cửa RF Ổ cắm nguồn

DIN Dễ cắm

2 1

Cửa RET

DB9

1

Bảng 8.10. Các cửa của RRU3221/RCU3240 Cửa Connectơ Cửa CPRI SFP

Số lượng 2

Cửa RF Ổ cắm nguồn

DIN Dễ cắm

4 1

Cửa RET/MON

DB9

1

Chức năng Nối đến BBU hay nối tầng đến RRU khác Nối đến anten Nhận nguồn -48V DC Nối đến đơn vị điều khiển từ xa (RCU)

Chức năng Nối đến BBU hay nối tầng đến RRU khác Nối đến anten Nhận nguồn -48V DC Nối đến đơn vị điều khiển từ xa (RCU)

8.8. CÁC CẤU HÌNH VÀ DUNG LƯỢNG CỦA DBS 3900 8.8.1. Các cấu hình điển hình Bảng 8.11 mô tả các cấu hình điển hình của DBS (DBS 3900) với các băng thông khác nhau, các cấu hình MIMO khác nhau và các cấu hình site khác nhau. Bảng 8.11. Các cấu hình điển hình của DBS (BBS3900) Cấu hình MIMO Số lượng phiến LBBPc 1 3x5MHz/10MHz 4x2MIMO 3 3x15MHz/20MHz 4x2MIMO 2x2MIMO 1 6x5MHz/10MHz 1 3x15MHz/20MHz 2x2MIMO

Số lượng RRU 6 6 6 3

438

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

8.8.2. Các cấu hình cực đại Bảng 8.12 và 8.13 mô tả các cấu hình cực đại của DBS 3900 với các hộp máy VerB hay VerC liến quan đến các băng thông khác nhau, các cấu hình MIMO và các cấu hình site. Bảng 8.18. các cấu hình cực đại với các hộp máy Ver.B Cấu hình MIMO Số lượng các phiến LBBPc 6x1,4MHz/3MHz/5MHz/10MHz 4x2MIMO 2 3x15MHz/20MHz 4x2MIMO 3 12x1,4MHz/3MHz/5MHz/10MHz 2x2MIMO 2 9x15MHz/20MHz 2x2MIMO 3

Số lượng RRU 12 6 12 9

Bảng 8.13. Cấu hình cực đại với các hộ máy VerC Cấu hình

MIMO

6x1,4MHz/3MHz/5MHz/10MHz 6x15MHz/20MHz 12x1,4MHz/3MHz/5MHz/10MHz 12x15MHz/20MHz

4x2MIMO 4x2MIMO 2x2MIMO 2x2MIMO

Số lượng các phiến LBBPc 2 6 2 4

Số lượng RRU 12 12 12 12

8.8.3. Đặc tả dung lượng Bảng 8.14. trình bày đặc tả dung lượng của DBS3900 Bảng 8.14. Đặc tả dung lượng DBS3900 Số ô cực đại (DBS3900 Ver.B)

Số ô cực đại (DBS3900 Ver.C) Thông lượng cực đại trên một ô (20MHz)

      

Đặc tả 4x2MIMO: 6 ô (1,4/3/5/10MHz) 4x2MIMO: 3 ô (15/20MHz) 2x2MIMO: 12ô (1,4/3/5/10MHz) 2x2MIMO: 12ô (1,4/3/5/10MHz) 4x2MIMO: 6 ô (1,4/3/3/30/15MHz) 2x2MIMO:12 ô (1,4/3/5/10/15/20MHz) Tốc độ số liệu đường xuống tại lớp MAC (Media Access Control): 150Mbps

439

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Thông lượng cực đại trên một eNodeB Số UE cực đại trong trạng thái RRC_CONNECTED tại một eNodeB

Số kênh mang số liệu (DBR) đồng thời cực đại trên một UE

 Tốc độ số liệu đường lên tại lớp MAC: 100Mbps (2x4 MU-MIMO)  Đường xuống: 450Mbps  Đường lên: 300 Mbps  Một LBBP được lập cấu hình (băng thông 1,4MHz): 1008  Một LBBP được lập cấu hình (băng thông 3/5/10/15/20MHz): 1800  Nhiều LBBP được lập cấu hình (băng thông 1,4 MHz): 2016  Nhiều LBBP được lập cấu hình (băng thông 3/5/10/20MHz): 3600  8

8.9. ĐẶC TẢ THÔNG SỐ KỸ THUẬT CỦA RRU TRONG BTS3900 Các bảng 8.15 đến mô tả các thông số kỹ thuật của RRU trong BTS 3900. Bảng 8.15. Đặc tả thông số kỹ thuật RRU 320 1 (2T2R) Danh mục Đặc tả Chế độ FDD song công Băng tần Băng tần Băng RX (MHz) Băng TX (MHz) và băng thông 700 MHz 777 đến 787 746 đến 756 (băng 13) 2,6 GHz  Băng C: 2500 đến  Băng C: 2620 (Băng 7) 2520 đến 2640  Băng D: 2510 đến  Băng D: 2630 2360 đến 2680  Băng E: 2550 đến  Băng E: 2670 2570 đến 2690 Kích thước HxWxD Trọng lượng

Băng thông (MHz) 5/10 5/10/15/20

 480 mm x 270 mm x 140 mm (18 L không vỏ)  485 mm x 285 mm x 170 mm (23,5 L có vỏ)  ≤ 17.5 kg (không vỏ)  ≤ 19 kg (có vỏ)

440

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Nguồn –48 V DC (–36 V DC đến –57 V DC) nuôi Công suất 2 x 40 W phát cực đại Nhiệt độ  –40°C to +50°C (với bức xạ mặt trời 1120 W/m²)  –40°C to +55°C (không có bức xạ mặt trời) Độ ẩm 5% RH đến 100% RH tương đối Áp suất 70 kPa đến 106 kPa khí quyển Chỉ số IP65 (hoàn toàn chống bụi, chống các tia nước áp suất thấp) chống thâm nhập (IP ratings)

Bảng 8.16. Đặc tả thông số kỹ thuật RRU 320 3 (2T2R) Danh mục Đặc tả Chế độ FDD song công Băng tần Băng tần Băng RX (MHz) Băng TX (MHz) và băng thông 700 MHz 698 đến 716 728 đến 746 (băng 13) Kích  480 mm x 356 mm x 140 mm (24 L không vỏ) thước  485 mm x 381 mm x 170 mm (31,4 L có vỏ) HxWxD Trọng  ≤ 21 kg (không vỏ) lượng  ≤ 24 kg (có vỏ) Nguồn –48 V DC (–36 V DC đến –57 V DC) nuôi Công suất 2 x 40 W phát cực đại Nhiệt độ  –40°C to +50°C (với bức xạ mặt trời 1120 W/m²)  –40°C to +55°C (không có bức xạ mặt trời) Độ ẩm 5% RH đến 100% RH tương đối Áp suất 70 kPa đến 106 kPa

Băng thông (MHz) 1,4/3/5/10/15

441

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

khí quyển Chỉ số IP65 (hoàn toàn chống bụi, chống các tia nước áp suất thấp) chống thâm nhập (IP ratings) Bảng 8.17. Đặc tả thông số kỹ thuật RRU 3908 V1/RRU3908 V2 (2T2R) Danh mục Đặc tả Chế độ FDD song công Băng tần Băng tần Băng RX (MHz) Băng TX (MHz) Băng thông và băng (MHz) thông RRU 880 đến 915 746 đến 756 1,4/3/5/10/15/20 3908 V2: 900 MHz (băng 8) RRU 1710 đến 1785 1805 đến 1880 5/10/20 3908  1710 đến 1755  1805 đến V1:  1740 đến 1785 1850 1800  1835 đến MHz 1880 (băng 3) Kích  480 mm x 356 mm x 140 mm (24 L không vỏ) thước  485 mm x 380 mm x 170 mm (31 L có vỏ) HxWxD Trọng  ≤ 21 kg (không vỏ) lượng  ≤ 23 kg (có vỏ) Nguồn –48 V DC (–36 V DC đến –57 V DC) nuôi Công suất  RRU 3908 V1: 1800 MHz: 2x30W phát cực  RRU 3908 V2: 900 MHz: 2x40W đại Nhiệt độ  –40°C to +50°C (với bức xạ mặt trời 1120 W/m²)  –40°C to +55°C (không có bức xạ mặt trời) Độ ẩm 5% RH đến 100% RH tương đối Áp suất 70 kPa đến 106 kPa khí quyển Chỉ số IP65 (hoàn toàn chống bụi, chống các tia nước áp suất thấp)

442

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

chống thâm nhập (IP ratings)

Bảng 8.18. Đặc tả thông số kỹ thuật RRU 3220 (2T2R) Danh mục Đặc tả Chế độ FDD song công Băng tần Băng tần Băng RX (MHz) Băng TX (MHz) Băng thông và băng (MHz) thông 800 MHz 832 đến 862 791 đến 821 5/10/15/20 (băng 20)  832 đến 847  791 đến 806  842 đến 862  801 đến 821 Kích  400 mm x 220 mm x 140 mm (12 L không vỏ) thước  400 mm x 240 mm x 160 mm (15 L có vỏ) HxWxD Trọng  ≤13,5 kg (không vỏ) lượng  ≤ 15 kg (có vỏ) Nguồn –48 V DC (–36 V DC đến –57 V DC) nuôi Công suất 2 x 40 W phát cực đại Nhiệt độ  –40°C to +50°C (với bức xạ mặt trời 1120 W/m²)  –40°C to +55°C (không có bức xạ mặt trời) Độ ẩm 5% RH đến 100% RH tương đối Áp suất 70 kPa đến 106 kPa khí quyển Chỉ số IP65 (hoàn toàn chống bụi, chống các tia nước áp suất thấp) chống thâm nhập (IP ratings)

443

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 8.19. Đặc tả thông số kỹ thuật RRU 3222 (2T2R) Danh mục Đặc tả Chế độ FDD song công Băng tần Băng tần Băng RX (MHz) Băng TX (MHz) Băng thông và băng (MHz) thông 800 MHz 832 đến 862 791 đến 821 5/10/15/20 (băng 20) Kích  480 mm x 270 mm x 140 mm (18 L không vỏ) thước  485 mm x 300 mm x 170 mm (25 L có vỏ) HxWxD Trọng  ≤17,5 kg (không vỏ) lượng  ≤ 20 kg (có vỏ) Nguồn –48 V DC (–36 V DC đến –57 V DC) nuôi Công suất 2 x 40 W phát cực đại Nhiệt độ  –40°C to +50°C (với bức xạ mặt trời 1120 W/m²)  –40°C to +55°C (không có bức xạ mặt trời) Độ ẩm 5% RH đến 100% RH tương đối Áp suất 70 kPa đến 106 kPa khí quyển Chỉ số IP65 (hoàn toàn chống bụi, chống các tia nước áp suất thấp) chống thâm nhập (IP ratings) Bảng 8.20. Đặc tả thông số kỹ thuật RRU 3240 (2T2R) Danh mục Đặc tả Chế độ FDD song công Băng tần Băng tần Băng RX (MHz) Băng TX (MHz) và băng thông 2,6 GHz 2500 đến 2570 2620 đến 2690 (băng 7) Kích  480 mm x 270 mm x 140 mm (18 L không vỏ) thước  485 mm x 300 mm x 170 mm (25 L có vỏ) HxWxD

Băng thông (MHz) 5/10/15/20

444

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trọng lượng Nguồn nuôi Công suất phát cực đại Nhiệt độ

 ≤17,5 kg (không vỏ)  ≤ 20 kg (có vỏ) –48 V DC (–36 V DC đến –57 V DC) 2 x 40 W

 –40°C to +50°C (với bức xạ mặt trời 1120 W/m²)  –40°C to +55°C (không có bức xạ mặt trời) Độ ẩm 5% RH đến 100% RH tương đối Áp suất 70 kPa đến 106 kPa khí quyển Chỉ số IP65 (hoàn toàn chống bụi, chống các tia nước áp suất thấp) chống thâm nhập (IP ratings) Bảng 8.21. Đặc tả thông số kỹ thuật RRU 3808 (2T2R) Danh mục Đặc tả Chế độ FDD song công Băng tần Băng tần Băng RX (MHz) Băng TX (MHz) Băng thông và băng (MHz) thông AWS 1710 đến 1755 2110 đến 2155 1,4/3/5/10/15/20 (băng 4) 2,1 GHz 1920 đến 1980 2110 đến 2170 5/10/15/20 (băng 1) Kích  480 mm x 270 mm x 140 mm (18 L không vỏ) thước  485 mm x 285 mm x 170 mm (23,5 L có vỏ) HxWxD Trọng  ≤17,5 kg (không vỏ) lượng  ≤ 19 kg (có vỏ) Nguồn –48 V DC (–36 V DC đến –57 V DC) nuôi Công suất 2 x 40 W phát cực đại Nhiệt độ  –40°C to +50°C (với bức xạ mặt trời 1120 W/m²)  –40°C to +55°C (không có bức xạ mặt trời)

445

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Độ ẩm 5% RH đến 100% RH tương đối Áp suất 70 kPa đến 106 kPa khí quyển Chỉ số IP65 (hoàn toàn chống bụi, chông các tia nước áp suất thấp) chống thâm nhập (IP ratings) Bảng 8.28. Đặc tả thông số kỹ thuật RRU 3221 (2T2R) Danh mục Đặc tả Chế độ FDD song công Băng tần Băng tần Băng RX (MHz) Băng TX (MHz) Băng thông và băng (MHz) thông 2,6 GHz 2500 đến 2570 2620 đến 2690 5/10/15/20 (băng 1) Kích  480 mm x 270 mm x 140 mm (18 L không vỏ) thước  485 mm x 300 mm x 170 mm (25 L có vỏ) HxWxD Trọng  ≤17,5 kg (không vỏ) lượng  ≤ 19 kg (có vỏ) Nguồn –48 V DC (–36 V DC đến –57 V DC) nuôi Công suất 2 x 40 W phát cực đại Nhiệt độ  –40°C to +50°C (với bức xạ mặt trời 1120 W/m²)  –40°C to +55°C (không có bức xạ mặt trời) Độ ẩm 5% RH đến 100% RH tương đối Áp suất 70 kPa đến 106 kPa khí quyển Chỉ số IP65 (hoàn toàn chống bụi, chông các tia nước áp suất thấp) chống thâm nhập (IP ratings)

446

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 8.23. Đặc tả thông số kỹ thuật RRU 3928 (2T2R) Danh mục Đặc tả Chế độ FDD song công Băng tần Băng tần Băng RX (MHz) Băng TX (MHz) Băng thông và băng (MHz) thông 900MHz 880 đến 915 925 đến 960 1,4/3/5/10/15/20 (băng 8) 1800MHz 1710 đến 1785 1805 đến 1880 1,4/3/5/10/15/20 (băng 3) Kích  440 mm x 220 mm x 140 mm (12 L không vỏ) thước  400 mm x 240 mm x 160 mm (15 L có vỏ) HxWxD Trọng  ≤13,5 kg (không vỏ) lượng  ≤ 15 kg (có vỏ) Nguồn –48 V DC (–36 V DC đến –57 V DC) nuôi Công suất 2 x 40 W phát cực đại Nhiệt độ  –40°C to +50°C (với bức xạ mặt trời 1120 W/m²)  –40°C to +55°C (không có bức xạ mặt trời) Độ ẩm 5% RH đến 100% RH tương đối Áp suất 70 kPa đến 106 kPa khí quyển Chỉ số IP65 (hoàn toàn chống bụi, chông các tia nước áp suất thấp) chống thâm nhập (IP ratings)

Bảng 8.24. Đặc tả thông số kỹ thuật RRU 3929 (2T2R) Danh mục Đặc tả Chế độ FDD song công Băng tần Băng tần Băng RX (MHz) Băng TX (MHz) Băng thông và băng (MHz) thông 900MHz 880 đến 915 925 đến 960 1,4/3/5/10/15/20 (băng 8)

447

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Kích thước HxWxD Trọng lượng Nguồn nuôi Công suất phát cực đại Nhiệt độ

1800MHz 1710 đến 1785 1805 đến 1880 (băng 3)  480 mm x 356 mm x 140 mm (24 L không vỏ)  485 mm x 380 mm x 170 mm (31 L có vỏ)

1,4/3/5/10/15/20

 ≤23,5 kg (không vỏ)  ≤ 25 kg (có vỏ) –48 V DC (–36 V DC đến –57 V DC) 2 x 60 W

 –40°C to +50°C (với bức xạ mặt trời 1120 W/m²)  –40°C to +55°C (không có bức xạ mặt trời) Độ ẩm 5% RH đến 100% RH tương đối Áp suất 70 kPa đến 106 kPa khí quyển Chỉ số IP65 (hoàn toàn chống bụi, chông các tia nước áp suất thấp) chống thâm nhập (IP ratings) 8.10. CÁC THIẾT BỊ PHỤ TRỢ Các thiết bị phụ trợ có thể đựơc kết hợp linh hoạt với với các mođul cơ sở (BBU và RRU) để hỗ trợ các kịch bản lắp đặt khác nhau. Thí dụ về các thiết bị phụ trợ cơ sở của DBS3900 là APM30H, IBBS200T và TMC11H. Các thiết bị phụ trợ có các tính năng như: kích thước gọn, dễ vận chuyển, lắp đặt theo giá máy và nguồn có dự phòng. 8.10.1. Môđul nguồn tiên tiến với bộ trao đổi nhiệt. APM30H APM30H VerB và VerC có cùng dạng ngoài, nhưng APM30H VerC được cải thiệ tỏa nhiệt cũng như khả năng nguồn nuôi. APM30H là hệ thống nguồn sử dụng ngoài trời. Nó cung cấp cho eNodeB nguồn nuôi và các acqui dự phòng cho các kịch bản ngoài trời. Nó cũng cung cấp không gian cho BBU và thiết bị khách hàng để đỗ trợ triển khai mạng nhanh. APM30H gọn và nhẹ, có thể lắp đặt trên cộ và trên mặt đất. Hình 8.18 cho thấy APM30H.

448

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Quạt Ngăn nguồn (AC/DC) BBU Không gian môđul truyển dẫn

Hình 8.18. APM30H Đặc tảkỹ thuật của APM30H được trình bày trong bảng 8.25. Bảng 8.25. Đặc tả kỹ thuật của APM30H. Danh mục Đặc tả Kích thước (HxWxD) 700 mm x 600 mm x 480 mm Trọng lượng (bao gồm  APM30H Ver.B: ≤ 91 kg cả các thiết bị truyền  APM30H Ver.C: ≤ 87 kg dẫn) Nhiệt độ làm việc  –40°C to +50°C với phát xạ mặt trời ≤ 1120±10% W/m8. Khi nhiệt độ thấp hơn -200C cần lò sưởi  50°C đến 55°C (làm việc trong thời gian ngắn) 8.10.2. Hệ thống dự phòng acqui tích hợp, TBBS Khi cần dự pòng nguồn trong thời gian dài, có thể bổ sung thêm IBBS200D và IBBS200T. IBBS200D/T áp dụng cho các kịch bản ngoài trời. Các thiết bị này cung cấp nguồn dự khòng -48V DC 184Ah bằng cách sử dụng các hộp acduy nạp điện. IBBS200D và IBBS200T gọn, nhẹ và dễ dàng vận chuyển. Hình 8.19 cho thấy hình dạng bên ngoài và bên trong của các thiết bị này.

449

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

IBBS200D

IBBS200T

A C Q U I

A C Q U I

A C Q U I

A C Q U I

A C Q U I

A C Q U I

A C Q U I

A C Q U I

IBBS200D/T

Hình 8.19. IBBS200D và IBBS200T Bảng 8.27 cho thấy đặc ta kỹ thuật của IBBS200D và IBBS200T. Bảng 8.27. Đặc ta kỹ thuật của IBBS200D và IBBS200T. Danh mục Đặc tả (IBBS200D) Đặc tả (IBBS200T) Kích thước (HxWxD) 700 mm x 600 mm x 480 700 mm x 600 mm x 480 mm mm Trọng lượng (bao gồm cả ≤ 50 kg ≤ 70 kg các acqui) Nhiệt độ làm việc  –40°C to +50°C  –20°C to +50°C  Phát xạ mặt trời ≤  Phát xạ mặt trời ≤ 1120±10% 1120±10% 8. W/m W/m8.  Khi nhiệt độ thấp hơn -200C cần lò sưởi 8.10.3. Hộp truyền dẫn với bộ trao đổi nhiệt, TMC11H TMC11H có thể được sử dụng bổ sung khi cần thêm không gian cho thiết bị truyền dẫn. TMC11H cung cấp không gian lắp đặt cho BBU và thiết bị khác hàng trong các kịch bản ngoài trời. TMC11H Ver.B và TMC11H Ver.C có vẻ ngài giống nhau, nhưng TMC11H Ver,C được cải thiện thêm khả năng thoát nhiệt và khả năng cung cấp nguồn. TMC11H gọn, nhẹ dễ dàng chuyên chở. TMC11H hỗ trợ tỏa nhiệt bằng cách sử dụng quạt. Hình dáng bên ngoài và bên trong của TMC11H được trình bày trên hình 8.20.

450

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Quạt DCDU-03

Không gian môđul truyển dẫn

DCDU: Direct Current Distridution Unit: đơn vị phân phối nguồn một chiều

Hình 8.20. Hình dáng bên ngoài và bên trong của TMC11H Đặc tả kỹ thuật của TMC11H được cho trong bảng 8.28. Bảng 8.28. Đặc tả kỹ thuật của TMC11H . Danh mục Đặc tả (IBBS200D) Kích thước (HxWxD) 700 mm x 600 mm x 480 mm Trọng lượng (không kể ≤ 57 kg các thiết bị truyền dẫn và BBU) Nhiệt độ làm việc  –40°C to +50°C. với phát xạ mặt trời ≤ 1120±10% W/m8.Cần lò sưởi khi nhiệt độ thấp hơn -200C  500C đến 550C (làm việc trong thờ gian ngắn)

8.11. GIÁM SÁT VÀ ĐO GIAO DIỆN CỦA E-UTRAN 8.11.1. Giám sát giao diện vô tuyến (Uu) Nhân tố chính ảnh hưởng lên tăng trưởng hiệu năng là tính phức tạp cao hơn của giao diện vô tuyến, vì thế cần giám sát các giao thức và các thủ tục trên giao diện vô tuyến một cách kỹ lưỡng. Hình 10.21 cho thấy các giao thức điều khiển cấn giám sát khi các RRC (điều khiển tài nguyên vô tuyến) được kết cuối tại eNodeB.

451

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Tektronik NSA/Optimon RRC UP PDU PDCP RLC MAC PHY

LTE UE

Tektronik IP Probes K18-GbE

NAS UP S1-AP GTP-U/C DIAMETER SCTP UDP TCP/SCTP IP Data Link PHY

High.Link-4G

Uu

eNode B

RRC UP PDU PDCP RLC MAC PHY

X2

Uu CPRI UL & DL

eNode B

S1 CP

MME

S6a

HSS

Tektronik K2Air S11

S1 UP

SGW

SGi

Interne t

Hình 10.21. Kiến trúc giàm sát mạng LTE thông qua các giao diện hữu tuyến cố định và giao diện vô tuyến Tồn tại các phương pháp giám sát giao diện vô tuyến khác nhau, trong đó một số phương pháp hữu ích hơn phương pháp khác vì nó cho phép theo dõi chi tiết hơn hoặc theo dõi được nhiễu. Hình 10.22 cho thấy các chiến lược truy nhập thông tin giao diện vô tuyến khác nhau.

452

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Các giao diện vô tuyến LTE

CPRI (số)

Anten RF (tương tự)

Cửa gỡ rối (số)

- Các đầu dò móc vào các đồng trục - Không cần phần cứng RF đắt tiền - Vấn đề: thay đổi độ nhạy hệ thống có thể ảnh hưởng lên hiệu năng và các kết quả đo hệ thống - Cho đầy đủ số liệu

- Cửa có thể cung cấp các thống kê mức cơ sở về điều khiển cho phép, điều khiển kênh mang vô tuyến… - Là giao diện không chuẩn - Chỉ khả dụng tập con số liệu

- RRH với (hoặc) máy thu RF và ADC tốc độ cao cung cấp luồng số RF (mẫu IQ) - Được chuẩn hóa cao - Khả dụng đầy đủ số liệu

Hình 10.22. Các chiến lược giám sát giao diện vô tuyến Dưới đây ta sẽ xét ba phương pháp giám sát giao diện vô tuyến: giám sát dựa trên anten, giám sát dựa trên cáp đồng trục và giám sát dựa trên RF số (CPRI). 10.11.2. Giám sát dựa trên anten Trong giám sat dựa trên anten, thiết bị giám sát sử dụng anten của chính mình để thu thập thông tin RF từ các anten trạm gốc và UE trong ô. Hình 10.23 cho thấy điểm giám sát dựa trên anten trong một ô. Ô LTE X2 S1 UE

eNodeB Thiét bị giám sát

UE UE

UE UE

Hình 10.23. Giám sát dựa trên anten Phương pháp này có vẻ như thuận lợi cho việc giám sát giao diện vô tuyến của LTE, vì nó dễ lắp đặt và dễ di chuyển từ site này sang site khác. Tuy nhiên xét 453

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

kỹ ta thấy đây không phải là cách giám sát hay vì một số nguyên nhân sau. Thu trực giao và chính xác tín hiệu chỉ có thể xẩy ra tại trạm gốc hay ít nhất rất gần với nó, vì eNB điều khiển đồng chỉnh đường lên trực tiếp tại anten trạm gốc. Tuy nhiên ngay cả khi thiết bị giám sát được đặt rất gần eNB, thì yêu cầu cơ bản cho tối ưu và phát hiện sự cố vẫn là phải giám sát chính xác tín hiệu thu và phát của eNB. Ngay cả khi thiết bị đo sử dụng cùng cấu hình anten như eNB, vấn đề đồng chỉnh đường lên cũng không phải là vấn đề quyết định. Vấn đề chính ở đây là đặc tính anten và vị trí anten dẫn đến không thể nhận được tín hiệu như nhau bằng các thiết bị RF khác nhau. Lý do vì phađinh kênh vô tuyến thay đổi theo bước sóng cuả tần số sóng mang. Chẳng hạn tại tần số 900 MHz, bước sóng bằng 30 cm, vì thế một anten đặt tại 30cm so với eNB sẽ thu được mẫu phađinh hoàn toàn khác dẫn đến kết quả nhận được sai. Ngoài ra một lợi ích quan trọng đối với tối ưu và tìm kiếm sự cố là tương quan số liệu giữa các giao diện mà giải pháp giám sát dựa trên anten tách rời mạng không thể có được. Giao diện vô tuyến được mật mã trực tiếp bởi UE và eNodeB tại lớp PDCP (Packet Data Covergence Protocol) và các bản tin NAS (Non Access Stratrum) giữa UE và MME còn được mật mã bổ sung. Cần có các khóa từ các giao diện mạng cố định để giải mã cac giao diện S1 và S6a. Các thông tin khoá cần được cung cấp cho hệ thống gián sát theo thời gian thực. 10.11.3. Giám sát dựa trên cáp Giám sát giao diện vô tuyến dựa trên cáp là cách duy nhất để truy nhập miền vô tuyến để đo kiểm trong phòng thí nghiệm và trong nhà máy. Trong phép đo này cáp đồng trục thường được sử dụng cùng với các bộ suy hao RF, các bộ mô phỏng nối giữa các UE đo kiểm và đầu vô tuyến đặt xa (RRH) của eNodeB. RRH bao gồm đầu cuối vô tuyến thực hiện bộ khuếch đại, điều chế/giải điều chế sóng mang, chuyển đổi số và tương tự và ngược lại. Cần phân biệt hai trường hợp sử dụng cáp: cáp sử dụng để truyền vô tuyến giữa BTS và UE trong đo kiểm và cáp nối từ BTS đến anten trên tháp anten. Loại cápthứ hai này đang được thay thế bằng cáp quang trong LTE. Hình 10.24 cho thấy sơ đồ đo dựa trên cáp. Cấn lưu ý rằng trích cáp để đo dẫn đến suy hao 3dB và phần nào bị nhiễu.

454

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng UL & DL Cáp đồng trục

Cáp đồng trục UL & DL

R

UL & DL

RE

CPRI

RF Frontend UE REC

REC

Thiết bị đo eNodeB RF Frontend: đầu vô tuyến, RE: Radio Equipement: thiết bị vô tuyến, REC: Radio Equipment Controller: bộ điều khiển thiết bị vô tuyến, UL: Uplink: đường lên, DL: Downlink: đường xuống, CPRI: Common Public Radio InterfaceL giao diện vô tuyến công cộng chung

Hình 10.24. Đo dựa trên cáp đồng trục 10.11.4. Giám sát dựa trên CPRI Một nhóm các nhà sản xuất máy đã định nghĩa một giao tiếp chung giữa eNodeB lõi (BBU: đơn vị xử lý băng gốc) và RRH (Remote Radio Head: đầu vô tuyến xa). Một trong các giao diện này là CPRI: Common Pub;ic Radio Interface: giao diện vô tuyến công cộng chung). Khối xử lý băng gốc được gọi là REC (Radio Equipement Controller: bộ điều khiển thiết bị) còn RRH được gọi là RE (Radio Equipement: thiết bị vô tuyến). Hình 10.25 cho thấy sơ đồ đo dựa trên CPRI. Hình này cho thấy một kiến trúc eNodeB cơ sở với giao diện CPRI giữa REC và RE. Giao diện CPRI cho phép một đầu dò giám sát truy nhập đến tất cả các tín hiệu giao diện vô tuyến của ô mà không gây ra bất cứ tồn thất cũng như nhiễu nào. Nó cũng xử lý cùng một tín hiệu phát và thu của eNodeB cần thiết cho tìm kiếm sự cố và tối ưu.. .

455

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

UL & DL UL & DL

RE CPRI

UE Thiết bị giám sát

UE REC UE eNodeB

Hình 10.25. Giám sát dựa trên CPRI CPRI là giao diện số để mang băng gốc đường lên và đường xuống. Tín hiệu băng gốc số là phổ RF được lấy mẫu và không phụ thuộc vào tần số sóng mang. Vì tín hiệu CPRI không phụ thuộc vào sóng mang trong ô LTE nên ta có thể sử dụng đầu dò giám sát chung cho mọi kịch bản. Các mẫu băng gốc số là các mẫu IQ mamg thông tin biên và pha của tín hiệu điều chế trên RF trong ô LTE. RE biến đổi tín hiệu này vào tín hiệu tương tự và ngược lại tùy thuộc vào phương đường lên hay đường xuóng.Trên đường lên của giao diện CPRI, tín hiệu này sẽ điều chế cho tần số sóng mang sau đó được khuếch đại trước khi được phát trên đường xuống trong ô. Trên đường lên của ô tin hiệu được thu, được giải điều chế từ sóng mang và được phát xuống trên giao diện CPRI. REC thực hiện tất tất cả quá trình xử lý số băng gốc giải mã giao thức và các thủ tục của eNodeB. Thông thường CPRI được phát trên sợi quang, tuy nhiên lớp PHY điện cũng được định nghĩa cho nó. Khuyến nghị các máy phát thu PHY với các đặc tả sau được sử dụng:  IEEE 802.3 2008 (tùy chọn tốc độ bit đường dây 1 (1GbE, hoặc 10GbE)  Kênh sợi quang (FC-PI); ISO/IEC 14165-115  Kênh sợi quang (FC-PI-4); INCITS Revision 8T 11/08-138v1  Infiniband Volume 2 Release 1.1 (November 2002). Mặt phẳng C&M (Control and Management: điều khiển và quản lý), mặt phẳng người sử dụng (U-Plane mang các mẫu IQ) và các lớp đồng bộ được đặc tả logic. Lớp vật lý CPRI sử dụng các tùy chọn tốc độ đường dây là bội số của 614,4Mbps:  Tùy chọn tốc độ bit đường dây 1: 614,4Mbps  Tùy chọn tốc độ bit đường dây 2: 1228,8Mbps (2x 614,4Mbps)

456

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

   

Tùy chọn tốc độ bit đường dây 3: 2457,6Mbps (3x614,4Mbps) Tùy chọn tốc độ bit đường dây 4: 3072,0Mbps (4x614,4Mbps) Tùy chọn tốc độ bit đường dây 5: 4915,2Mbps (5x614,4Mbps) Tùy chọn tốc độ bit đường dây 6: 61440Mbps (6x614,4Mbps)

CPRI định nghĩa các khung cơ sở gồm các từ điều khiển và phần tải tin. Một siêu khung tạo ra 256 khung cơ sở. Kích thước khung cơ sở phụ thuộc vào tốc độ đường dây của CPRI. Các từ điều khiển ghép chung mặt phẳng C&M và thông tin đồng bộ. Phần U-Plane lớn hơn mang các mẫu IQ cho nhiều anten. Khuôn dạng chung là đan xen từng bit cho các từ 15 bit của I và Q trên một anten. Các từ điều khiển mang mặt phẳng C&M nhanh và chậm. Các mặt phẳng C&M nhanh và chậm được truyền dị bộ. Mặt phẳng C&M được định nghĩa bằng các khung HDLC (High-Level Data Link Control: điều khiển liên kết số liệu mức cao). Một con trỏ chỉ ra vùng từ điều khiển chứa các mặt phằng C&M nhanh trong các khung Ethernet. Có thể truy nhập CPRI bằng bộ chia sợi quang trong trường hợp sợi quang được sử dụng hoặc bằng các bộ lặp (các điểm giám sát) trên giao diện CPRI điện. Hai kiến trúc quang được sử dụng:  Truyền dẫn hai sợi quang một cho UL và một cho DL (hình 6)  Truyền dẫn một sợi quang sử dụng WDM (Wavelength Division Multiplex: ghép kênh theo bước sóng) trong đó UL và DL được truyền trên các bước sóng khác nhau (hình 7). Trong kiến trúc hai sợi quang, hai bộ chia sợi quang được sử dụng với mỗi bộ chia dùng cho một sợi (hình 10.26). Trong kiến trúc một sợi quang, bộ chia WDM được sử dụng để chia UL và DL (hình 10.27). Nếu không có bộ chia WDM. Có thể sử dụng các bộ chia song hướng đơn thuần. Hình 10.27 mô tả cấu hình phổ biến với 1310nm cho UL và 1400nm cho DL.

457

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

RE

Splitter UL

Splitter DL

CPRI

Thiết bị giám sát

REC eNodeB

Splitter UL: bộ chia đường xuống, Splitter DL: bộ chia đường lên Hình 10.26. Kiến trúc CPRI thông thường với hai sợi quang Đầu đo CPRI K2Air

eNodeB LC

1310 nm

RE (RRH)

WDM Splitter LC

1490 nm

UL port SFP RX 1310 nm

1310 nm

LC

1490 nm

REC (BBU)

LC

1310 nm 1490 nm

DL port SFP Rx 1490 nm

WDM Splitter: bộ chia WDM, LC: Lucent or Local Connector: connectơ Lucent hay địa phương, SFP: Small form Factor Pluggable (môdul sợi quang) Hình 10.27. Kiến trúc WDM CPRI sử dụng một sợi quang cho cả UL và DL 10.11.5. Giám sát giao diện hữu tuyến của E-UTRAN LTE sử dụng các ngăn xếp giao thức dựa trên các giao diện IP chung trên các giao diện đường dây có định của mình. Thông thường các các khung IP được 458

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

truyền trên hạ tầng ethernet. Tốc độ hữu tuyến dây thay đổi từ 1 đến 10 GbE (Gbps Ethernet). Cả hay lớp vật lý ethernet quang và điện đều được sử dụng. Các giao diện quang được giám sát theo hai cách: (1) bằng các bộ chia quang như đã xét ở trên, (2) bằng các cửa gương (Mirror Port, được sử dụng để chuyển lưu lượng dếnd dầu đo) cuả các chuyển mạch mạng khả quản lý. Các giao diện điện chỉ sử dụng các cửa gương. Rẽ nhánh các đường dây điện bằng các bô T không còn được sử dụng, mặc dù chúng vẫn phổ biến với các giao diện 10BaseT Ethernet dựa trên cáp đồng trục. Khi sử dụng các bộ chia quang trong ethernet quang, cần lưu ý rằng phần cứng cuả bộ đo làm việc trong chế độ hoàn toàn thụ động không có đàm phán tự động ethernet. Hình 10.21 cho thấy trường hợp thường sử dụng khi giám sát một giao diện hữu tuyến cố định bằng phần cứng đo hiệu năng cao kết hợp với một đầu đo giao diện vô tuyến. Phần mềm xử lý trung tâm tập hợp các thông tin từ tất cả các giao diện mạng và phân loại các khung cho từng người sử dụng và từng cuộc gọi. Tính năng này được gọi là MICT (Mult-Interface Call Trace: theo rõi cuộc gọi đa giao diện). Ngoài ra cũng cần lấy ra các thông tin từ các giao diện S1 và S6a đê giải mã các giao thức được bảo vệ như NAS giữa MME và UE và giải mã Uu trên lớp PDCP. Để đảm bảo theo rõi tin cậy số liệu mạng mà không làm mất khung hay byte, cần sử dụng phần cứng của đầu đo được chỉ định để đảm bảo răng không mất byte nào thậm chí trong các kịch bản tốc độ số liệu đỉnh. Trong giai đoạn triển khai LTE ban đầu một số nhà khai thác tái sử dụng hạ tàng mạng ATM để nhúng vào các giao diện LTE dựa trên IP. Nói chung dung lượng của cac giao diện cũ này nhanh chóng đạt được một eNode có ba đoạn ô và eNode trên cơ sở MIMO có thể rễ dàng cho dung lượng trên 300Mbps. Vì thế có thể sử dụng ATM để mang các giao diện LTE dựa trên IP cũng có thể phải sử dụng các đầu đo ATM cho việc giám sát (chẳng hạn STM1 và E1/T1). Để giám sát và tối ưu hiệu quả giao diện vô tuyến LTE và E-UTRAN.cần một số đo để đánh giá các chức năng mạng so vớp các ngưỡng kỳ vọng. Ngoài ra sự có mặt cuả SON (Self Organising Network) không có nghĩa là các nhà khai thác từ bỏ thiết bị đo. Hơn nữatất cả các giải thuật cho các chức năng SON là sở hữu riêng, nên cần có thết bị đo để đánh giá cac ứng dụng của các NEM (Network Equipment Manufacture: nhà sản xuất thiết bị mạng) khác nhau và để kiểm tra xem các chức năng này có hoạt động đúng hay không. Ngoài ra cũng cần môt số đo không chỉ thể hiện trạng thái của các chức năng mạng mà còn cho phép xác định trải nghiệm của từng thuê bao. Đây sẽ là phản hồi quan trọng cho các bộ phận tiếp thị và chăm sóc khách hàng để trả lời cho thắc mắc của khách hàng như “ máy cầm tay của tôi tốt nhưng mạng không tốt”. Các câu hỏi như: chính xác điều . gì xẩy ra với mạng? các vấn đề xảy ra ở đâu? Chúng thường xuyên xẩy ra hai chỉ ngẫu nhiên? Có giải pháp khắc phục 459

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

không? Hay thực chất không phải lỗi của mạng mà lỗi của máy cầm tay? ần được trả lời và tót nhất được trả lời chủ động trước khi khách hàng phàn nàn và quyết định chuyển sang mạng khác. Mặc dù các câu hỏi trên là đơn giản nhưng trả lời không đơn giản vì quan hệ giữa các giao thức và các thông số mạng rất phức tạp. Một nhân tố nữa là khối lượng lưu lượng trong mặt phẳng người sử dụng IP không ngừng tăng cùng với nhu cầu phân tích và đây là nhân tố chủ yếu đòi hỏi một kiến trúc đo mới. Hai nhánh nghiên cứu kiên trúc đo mới được giới thiệu trên hình 10.28. Nhánh bên phải xem xét yêu cầu của người quản lý mạng đòi hỏi các báo cáo trạng thái về hoạt động đúng đắn cuả mạng và trải nghiêm khách hàng. “Quan điểm lấy mạng làm trung tâm” này không chỉ bao hàm các báo cáo trạng thái cho các phần tử mạng và các thủ tục mạng, mà còn các báo cáo để thể hiện một số đo để đánh giá chất lượng của các máy cầm tay và các dịch vụ của lớp ứng dung (quan điểm lý khác hàng làm trung tâm). Khuôn dạng báo cáo cơ sở nhất trong nhánh này là CDR (Call Detail Report: báo cáo chi tiết cuội gọi), một tập hợp thu thập các sự kiện cốt yếu nhất và các thông số được giám sát trong quá trình kết nối (cuộc gọi) của một thuê bao. Cùng với việc các dịch vụ chuyển mạch gói ngày càng trở nên lấn át trong kinh doanh của nhà khai thác mạng, các chi tiết và khối lượng số liệu lưu giữ trong các CDR tăng theo hàm mũ. Tồn tại yêu cầu bắt buộc đối với thu thập và phân tích tất cả số liệu nói trên theo thời gian thực. Hạn chế cuả kiến trúc đo dựa trên CDR không chỉ ở tính khả thi kỹ thuật của các chức năng đo, mà cả ở yếu tố giá thành. Nếu như giám sát là một yêu cầu cố định thì khối lượng đo không ngừng tăng và kích thước các cơ sở dữ liệu không ngửng tăng cùng với việc phải xử lý, truyền, lưu giữ, xử lý sau và bổ sung các số liệu khác (chẳng hạn các thông tin đặc thù thuê bao không thể phát hiện bằng giám sát mạng) dấn đến thờì điểm mà tại đó giá thành thiết bị đo cao hơn giá thành mạng được giám sát và điều này không thể chấp nhận được. Nói tóm lại, mặc dù kiến trúc giám sát mới đang được phát triển, nó không thể cung cấp tất cả các số đo mong muốn trong thời gian thực. Vì thế cần thỏa hiệp giữa số lượng KPI có thể có nhất là độ sâu phân tích có thể với mức độ mà giá thành cho phép và thỏa hiệp giữa chế độ hoạt động thời gian thực với khả năng không ngừng tăng của phần cứng của máy tính. Thỏa hiệp nói trên dẫn đến hình bên trái của hình 10.28. Tại đây ta thấy kỹ sư mạng cần làm gì để nhận dạng các nguyên nhân gốc của các vấn đề xẩy ra và đưa ra giải pháp tìm kiếm sự cố và tối ưu. Để làm được việc này mức độ chi tiết là rất quan trọng. Yêu cầu phân tích sâu tại mức bit và byte gắn liền với các chức năng phân tích phức tạp như các hệ thông chuyên gia dựa trên quy tắc để tự động tìm ra nguyên nhân gốc của các vấn đề . Điều này đòi hỏi phải có một kiểu thiết bị đo có kiến trúc khác so với các hệ thống giám sát mạng bị nhồi đầy một khối lượng không ngừng tăng các KPI để tìm ra các triệu chứng sự cố trong mạng và trong chất lượng cảm nhận của khách hàng tại một mức trung bình. Tuy nhiên chất lượng cuộc gọi trung bình tốt trong 5 phút cũng không giúp được gì khi chỉ cần chất lượng không đủ trong 5 giây đã dẫn đến rớt cuộc gọi. 460

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phân tích nguyên nhân gốc rễ đòi hỏi chi tiết và chi tiết này không thể chứa trong CDR. Tuy nhiên chi tiết này chỉ cần thiết để phân tích một lượng nhỏ của tổng lưu lượng mạng. Thách thức chủ yếu đối với các nhà sản suất thiết bị đo là phải xây dựng được một hệ thống thăm dò cho các giao diện hữu tuyến của E-UTRAN, UTRAN và GERAN để đáp ứng được cả hai kiến trúc đo, hệ thống giám sát thời gian thực với đánh giá các KPI (Key Parameter Indicator: chỉ thị thông số then chốt) và hệ thông tìm kiến sự cố và tối ưu mạng tiên tiến có các giải thuật phức tạp và các chức năng phân tích sâu để chỉ ra được nguyên nhân gốc rễ và vị trí sự cố. Ngoài ra việc phân tích lưu lượng giao diện vô tuyến và các chức năng bên trong eNodeB đòi hỏi một loại thăm dò khác thường được gọi là “bộ đo kiểm giao diện vô tuyến”, Tất nhiên chức năng thiết yếu nhất trong E-UTRAN là các giải thuật lập biểu được cài đặt trong eNodeB. Chức năng này đóng vai trò quyết định đối với QoS thuê bao và chất lượng trải nghiệm QoE (Quality Experience). Tăng cao mức độ vấn đề và muốn một giải pháp

Kỹ sư tối ưu

Người quản lý mạng Kiểm nhận các vấn đề, báo cáo các nguyên nhân gốc và các giải pháp cho vấn đề (đánh giá so sánh trước/sau)

Cấn tím ra: Vấn đề là ở đâu? Nguyên nhân vấn đề là gì? Xẩy ra ngẫu nhiên hay thường xuyển? Giải pháp có thể có?

`

Cấn biết: Mạng của tôi có khỏe không? (quan điểm lấy mạng làm trung tâm) Các thuê bao của tôi có hạnh phúc không? (quan điểm lấy khách hàng làm trung tâm)

Các nền tảng để xử lý sau , bổ sung số liệu, trình bày báo cáo

Phân tích nguyên nhân gốc và các báo cáo tối ưu

Đánh giá và chỉ ra khuynh hướng các KPI Hệ thống đo để thu thập số liệu thô/phân tích cơ sở

Hình 10.28. Phân chia các luồng hoạt động và kiến trúc để đánh giá và phân tích.tối ưu 461

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Ba nhóm đo chính khác được sử dụng để giám sát, duy trì và tối ưu mạng là:  Đo chất lượng vô tuyến  Các bộ đếm hiệu năng mặt phẳng điều khiển và đo trễ  Đo QoS và QoE mặt phẳng người sử dụng Các đo đạc này xẩy ra trong các hệ thống giám sát liên tục và các hệ thống tìm kiếm sự cố/tối ưu với mức độ tổng hợp và tính hạt khác nhau. 8.12. KHAI THÁC VÀ BẢO DƯỠNG 8.12.1. Tổng quan eNodeB hỗ trợ khai thác và bảo dưỡng (OM: Operation and Maintenance) được xây dựng trên ngôn ngữ MML (Man-Machine Language: ngôn ngữ ngườimáy) và giao diện GUI (Graphical Users Interface: giao diện người sử dụng đồ họa). Hệ thống OM cho phép sử dụng các cơ chế độc lập phần cứng và cung cấp các chức năng OM mạnh để đáp ứng các yêu cầu OM khác nhau. OM hỗ trợ bảo dưỡng tại chỗ và bảo dưỡng từ xa. Trong hệ thống OM, đầu cuối bảo dưỡng hỗ trợ mạng VLAN (Virtual Local Area Network: mạng nội hạt ảo) và có thể truy nhập đến eNodeB thông qua Intranet hay Internet. Nhờ vậy bảo dưỡng trở nên thuận tiện và linh hoạt hơn. 8.12.2. Hệ thống OM Hình 8.29 cho thấy hệ thống OM (Operation and Mainternance: khai thác và bảo dưỡng) của eNodeB.

462

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng iManager M2000 `

`

`

Mạng IP eNodeB

LMT

LMT

Hình 8.29. Hệ thống OM Hệ thống OM bao gồm LMT (Local Maintenance Terminal: đầu cuối bảo dưỡng tại chỗ và bộ quản lý iManager M2000 (gọi tắt là M2000). LMT được sử dụng để bảo dưỡng cho một eNodeB. Để thực hiện bảo dưỡng, ta có thể nối LMT đến eNodeB qua cáp Ethernet (bảo dưỡng tại chỗ) hay qua mạng IP (bảo dưỡng từ xa). M2000 là hệ thống quản lý phần tử di động được sử dụng để bảo dưỡng nhiều eNodeB với các phiên bản phần mềm khác nhau. Hệ thống OM có các chức năng sau:  LMT thực hiện các chức năng như: lập cấu hình số liệu, giám sát cảnh báo, đưa vào hoạt động, cập nhật vị trí. LMT hỗ trợ cả chế độ MML lẫn GUI.  M2000 thực hiện các chức năng như: lập cấu hình số liệu, giám sát cảnh báo, giám sát hiệu năng, cập nhật phần mềm. M2000 hỗ trợ cả chế độ MML lẫn GUI. 8.12.3. Quản lý cấu hình Hệ thống quản lý cấu hình eNodeB có các tính năng như: dễ dàng truy nhập, độ tin cậy cao và khả định cỡ.

463

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

8.12.3.1. Dễ dàng truy nhập  Hệ thống OM hỗ trợ GUI (giao diẹn đồ họa người sử dụng) thân thiện người sử dụng  eNodeB cung cấp các dạng lập cấu hình cho các kịch bản lập cấu hình thông dụng như: khởi động eNodeB, mở rộng dung lượng eNodeB và thay thế eNodeB. Thiết kế định hướng theo kịch bản này cho phép cho phép giảm thiểu đòi hỏi người sử dụng phải nhập tay thông tin cấu hình và đẩy nhanh tiến độ triển khai.  Ngoài ra còn cung cấp cả iPlan dùng để nhập số liệu vào dạng thích hợp cho lập cấu hình ban đầu, giảm tải công việc đối với các nhà quy hoạch mạng và các kỹ sư tối ưu mạng 8.13.3.2. Độ tin cậy cao  eNodeB cung cấp các chức năng lập cấu hình số liệu, hỏi, xuất, sao bản, và khôi phục.Đồng thời nó có thể đồng bộ số liệu với M2000  eNodeB cập nhật tất cả các lệnh lập cấu hình mà nó nhận được và kiểm tra các quy định lập cấu hình tránh ảnh hưởng hoạt động sai  CME (Configurration Management Express), một phần tử của M2000, cho phép quay lại cấu hình trước (Rollback). Vì thế khi người sử dụng phát hiện hệ thống hoạt động sai sau lập cấu hình, họ có thể sử dụng lệnh quay lại để khôi phục số liệu 8.13.3.3. Khả định cỡ  Hỗ trợ lập cấu hình bởi hệ thống quản lý mạng (NMS) mức cao hơn  Người sử dụng có thể bổ sung, loại bỏ, hay thay đổi các cấu hình eNodeB bằng các lệnh MML  Người sử dụng có thể sử dụng các lênh MML và iSStar của M2000 để đăt các chức năng của M2000 theo yêu cầu của mình, chẳng các thủ tục phát hiện sự cố 8.13.4. Quản lý sự cố Quản lý sự cố cho phép eNodeB có các tính năng như: dễ dàng định vị sự cố, độ tin cậy cao , cung cấp các phương pháp theo dõi và giám sát . 8.13.4.1. Dễ dàng định vị sự cố  Đưa ra các đề xuất xử lý cảng báo cho từng loại cảnh báo để hỗ trợ người sử dụng sửa chữa sự cố

464

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

 Đối với các phương pháp định vị, xử lý cảnh báo bao gồm bảo dưỡng và các công cụ cần thiết liên quan sự cố  Đối với các các sự cố dịch vụ mức KPI (Key Performance Indicator: chỉ thị hiệu năng then chốt), eNodeB đưa ra phương pháp sửa chứa sự cố để người sử dụng có thể định vị và giải quyết vấn đề một cách nhánh chóng và chính xác  eNodeB hỗ trợ các chức năng tương quan cảnh báo. Đối với các sự cố do các nguyên nhân căn bản gây ra, eNodeB chỉ đưa ra một cảnh báo căn bản và ảnh hưởng của nó lên hệ thống. Người sử dụng có thể dễ dàng định vị nguyên nhân của cảnh báo căn bản bằng cách tham khảo tương quan cảnh báo và sau đó sửa chữa sự cố. 8.13.4.8. Tin cậy cao  Phát hiện sử cố tổng thể và chính xác. eNode cung cấp chức năng phát hiện sự cố đối với phần cứng, phân mềm, ăng ten, truyền dẫn, ô và môi trường, trong đó phát hiện sự cố môi trường liên quan đến kiểm soát trạng thái cửa, tia hồng ngoại, khói, phá hoại của nước và nhiệt độ. Ngoài ra hệ thống còn cho phép đặt cảh báo ngoài thei yêu cầu của người dùng  Khả năng cách ly sự cố và tự sửa của eNodeB cũng đảm bảo rằng sự cố cục bộ không ảnh hưởng lên các bộ phận khác của hệ thống. Ngoài ra eNodeB có thể thiết lập lại ô với các chỉ tiêu thấp hơn để giảm thiểu ảnh hưởng của sự cố lên các dịch vụ 8.13.4.3. Các phương pháp theo dõi và giám sát khác nhau  eNodB hỗ trợ các chức năng theo dõi khác nhau để kiểm tra tính tương thích của các giao diện. Các chức năng theo dõi bao gồm: theo dõi báo hiệu tiêu chuẩn của một UE trong toàn bộ mạng, trong một ô, hay trên các giao diện tiêu chuẩn. Người sử dụng có thể theo dõi hoạt động của eNodeB trong thời gian thực trên LMT/M2000, sau đó lướt và phân tích các kết quả theo dõi..  eNodeB hỗ trợ giám sát hiệu năng thời gian thực trong chế độ GUI, giúp cho người sử dụng nhanh chóng định vị các sự cố hiệu năng. Người sử dụng có thể giám sát trong thời gian thực: chất lượng truyền dẫn tại giao diện vô tuyến mức người sử dụng hay mức ô, nhiễu và hiệu năng giao diện vô tuyến, chất lượng các đường truyền dẫn  eNodB hỗ trợ thu thập và tải lên nhật ký hệ thống bằng một ân nút. Khi người sử dụng không thể định vị hay sửa chữa sự cố, chức năng này giúp người sử dụng thu thập thông tin hiện trường chi tiết. Người sử dụng có thể cung cấp thông tin sự cố cho trung tâm dịch vụ của hãng đẻ có thể xử lý sự cố hiệu quả hơn.

465

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

8.13.4.4. Quản lý hiệu năng Quản lý hiệu năng có các tính năng như: nhiều chu kỳ giám sát và báo cáo, ấn định điểm đo phù hợp đáp ứng các yêu cầu đo trong các kịch bản khác nhau.  Nhiều chu kỳ đo và báo cáo. o eNodeB có thể thu thập các kết quả đo hiệu năng trong các chu kỳ 15 phú hoặc 60 phút. Gía trị mặc định là 60 phút o eNodeB hỗ trợ giám sát thời gian thực các KPI trong thời gian một phút.  Ấn định điểm đo phù hợp o eNodeB hỗ trợ đo mức hệ thống và mức ô, đo các ô lân cận, đo trên các giao diện, đo mức độ sử dụng thiết bị để trợ giúp cho người sử dụng định vị sự cố 8.13.4.5. Quản lý an ninh Quản lý an ninh cung cấp các dịch vụ an ninh mức mạng và mức người sử dụng. eNodeB cung cấp các dịch vụ sau đây để đảm bảo bí mật, toàn vẹn và khả dụng của hệ thống.  Mật mã hóa thông tin quan trọng của người sử dụng  Quản lý account và nhận thực người sử dụng  Kiểm soát quyền truy nhập của người sử dụng  Hỗ trợ các giao thức an ninh như: SSL (Secure Socket Layer), FTPS (File Transfer Protocol Over SSL) và IPSec (IP Security)  Tự động ghi lại thông tin sử dụng account (tài khoản) của người sử dụng  Chứng chỉ an ninh 8.13.4.6. Quản lý phần mềm Quản lý phần mềm của eNodeB có các tính năng sau: dễ dàng truy nhập, hiệu quả cao và ảnh hưởng rất ít lên các dịch vụ khi nâng cấp phần mềm.  Dễ dàng truy nhập o Người sử dụng có thể kiểm tra tình trạng của eNodeB trước và sau nâng cấp, sao chép, tải xuống và từng bước tích cực phần mềm bằng cách sử dụng withzar nâng cấp của M2000. Ngoài ra chức năng này còn gíup người sử dụng hỏi trạng thái nâng cấp và kết quả nâng cấp o eNodeB tự động nâng cấp số liệu cấu hình trong quá trình nâng cấp. Vì thế người sử dụng không cần chuẩn bị số liệu cấu hình.  Hiệu quả cao o eNodeB hỗ trợ nâng cấp từ xa và nâng cấp theo từng khối o eNodeB hỗ trợ nâng cấp quản lý chiến lược, Sau khi quản lý chiến lược được thiết lập, eNode có thể tự động nâng cấp phần mềm  Ít ảnh hưởng lên các dịch vụ trong quá trình nâng cấp phần mềm

466

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

o eNode hỗi trợ nhanh chóng quay lại phiên bản (Rollback) trước khi nâng cấp. Người sử dụng có thể rollback phiên bản chỉ bằng một lệnh vì thể giảm thiểu ảnh hưởng các sự cố cập nhật lên hệ thống o eNodeB hỗ trợ quản lý các gói sửa. eNodeB hỗ trợ các gói sửa nóng, vì thế có thể xử lý hiệu chỉnh phần mềm mà không làm gián đoạn hệ thống. 8.13.4.7. Quản lý triển khai Các giải pháp triển khai eNodeB bao gồm tự động nhận dạng eNodeB và lập cấu hình ban đầu bằng USB. Ngoài ra cũng không cần đưa hệ thống vào hoạt động tại chỗ. Tất cả các chức năng này giảm nhẹ công tác triển khai và rút ngắn thời gian triển khai. Các kỹ sư hiện tường chỉ cần lắp đặt phần cứng trong quá trình triển khai site. Không cần máy tính PC.  Hỗ trợ ràng buộc nhận dạng duy nhất và ràng buộc chức năng nhận dạng eNodeB của hệ thống GPS (hệ thống định vị toàn cấu)  Người sử dụng có thể tải xuống phần mềm và số liệu của eNodeB bằng cách sử dụng bộ nhớ USB, nhờ vậy tiết kiệm thời gian nhất là khi băng thông truyền dẫn của phần tử mạng (NE) và NMS hạn chế  Do không cần thiết đưa vào hoạt động tại chỗ, nên dưa vào hoạt động được thực hiện trong trung tâm quản lý mạng thay vị tại site. Người sử dụng có thể kiểm tra và chấp nhận triển khai site tại trung tâm quản lý mạng 8.13.4.8. Quản lý kiểm kê Chức năng quản lý kiểm kê cung cấp các dịch vụ quản lý chính xác thời gian thực khác nhau cho công tác kiểm kê của người sử dụng.  Các dịch vụ khác nhau o Chức năng quản lý kiểm kế hỗ trợ việc cung cấp thông tin về eNodeB như: phần cứng, các cửa vật lý, tài nguyên truyền dẫn, cấu hình hệ thống và phiên bản phần mềm.  Các dịch vụ chính xác và thời gian thực o eNodeB định kỳ thu thập thông tin kiểm kê. eNodeB đồng bộ thông tin thời gian thực hàng ngày

467

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

8.12. CÁC GIẢI PHÁP TRIỂN KHAI DBS

8.13.1. Các giải pháp truyền dẫn cho mạng truy nhập vô tuyến di động     

Mạng truy nhập di động sử dụng các dạng truyền dẫn sau: Các đường thuê riêng 2Mbps xDSL 2x4Mbps Vi ba Quang điểm đến điểm tốc độ 150Mbps/STM1 cho mạng truy hập vô tuyến tốc độ cao trong thành phố Quang thu động khi mạng truy nhập phát triển cao.

8.12.1.2. Mạng quang riêng Hình 8.30 cho thấy mạng quang riêng để thu thập số liệu di động. Mang quang riêng trên hình 8.30 sử dụng giao diện điểm đến điểm tiêu chuẩn luồng STM1 với hai sợi quang (một cho đường xuống và một cho đường lên). Hiện nay tại các nước có hệ thống thông tin di động phát triển trên thế giới đã có 70% số site trong thành phố được kết nối qua mạng quang điểm đến điểm trên luồng STM1. Anten trên nóc nhà

Đơn vị băng gốc

Mạng thu thập số liệu di động

RF D/A

RF RF

SGW/MME (LTE)

Đơn vị băng gốc

RF D/A

RF RF

Hình 8.30. Mạng quang riêng điểm đến điểm để thu thập số liệu di động 8.12.1.3. Cấu hình mạng DBS chia sẻ chung các khung modem hay khái niệm khách sạn hóa nút B

468

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Cấu hình này được trình bày trên hình 8.31 và 8.32. Trên hình các hình 8.23 và 8.24, mạng truyền dẫn được xây dựng trên các đường quang riêng điểm đến đến điểm, có thể sử dụng một hoặc hai sợi quang cho một RRU, trong một số cấu hình một RRU có thể hỗ trợ ba đoạn ô. Nút B logic

L BBU iên kết sợ

i qu

IP

ATM/IP

ang

RRU

Mạng Internet

Anten

Nút B logic

Chuyển mạch IP SGW/ MME

IP

L BBU iên kết sợi q

uan

g

RRU

Anten

Hình 8.31 Cấu hình khách sạn hóa nút B với BBU phân tán Anten trên nóc nhà RRU RRU RRU

SGW/MME BBU BBU

Mạng thu thập số liệu di động

Dùng chung BTS (khách sạn BTS) RRU RRU RRU

RRU: Remote RF Unit ( đơn vị vô tuyến xa)

Hình 8.32Cấu hình khách sạn nút B với BBU đặt tập trung

469

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

8.12.1.4. Mạng quang thụ động, PON Hình 8.33 cho thấy giải pháp sử dụng mạng quang thụ động (PON: Passive Optical Network) trên cơ sở gói để thu thập số liệu. BS

Lưu lượng đường lên (cụm) 1,31 mm Cơ vụ Lưu lượng đường xuống (liên tục) 1,49 mm trung tâm

SGW/ MME

Modem: đầu cuối mạng quang (ONT: Optical Network Terminal)

Coupler Chuyển mạch IP

Đầu cuối đường quang (OLT: Optical Line Terminal)

Giá phối sợi quang

Coupler

Coupler: bộ ghép

Hình 8.33. Giải pháp sử dụng mạng quang thụ động gói Nếu lúc đầu các RRU được kết nối qua mạng riêng thì bước tiếp theo có thể tiến tới sử dụng hai sợi quang trên mạng mạng PON gói như ở hình 8.34. Anten trên nóc nhà

RRU RRU RRU

RNC BBU BBU

Mạng thu thập số liệu di động Cơ vụ trung tâm

Lưu lượng đường lên (cụm) 1,31 mm Lưu lượng đường xuống (liên tục) 1,49 mm

Đầu cuối đường quang (OLT: Optical Line Terminal)

RRU RRU RRU

Giá phối sợi quang

Hình 8.34. Tiến tới sử dụng hạ tầng PON gói Mạng truyền dẫn số liệu di động có thể tiến tới xây dựng trên cơ sở hoàn tòan PON gói như ở hình 8.35. Trong giải pháp này RRU bao gồm đơn vị vô

470

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

tuyến của DBS kết hợp với ONT (Optical Network Terminal: đầu cuối mạng quang). Đối với giao diện CPRI/OBSAI thông lượng có thể đạt đến 3Gbps. Lưu lượng đường lên (cụm) 1,31 mm Cơ vụ Lưu lượng đường xuống (liên tục) 1,49 mm trung tâm

SGW/ MME

Chuyển mạch IP

Đầu cuối đường quang (OLT: Optical Line Terminal)

Giá phối sợi quang

Modem: Đầu cuối mạng quang (ONT: Optical Network Terminal)

RRU

RRU kết hợp phần vô tuyến và ONT

Hình 8.35. Giải pháp PON gói hoàn toàn 8.12.1.5. Sử dụng WDM chổng lấn PON gói Trong giải pháp này BBU bao gồm phần băng gốc kết hợp với OLT và RRU bao gồm phần vô tuyến kết hợp với ONT để thực hiện truyền dẫn trên WDM (Wave Length Division Multiplex: Ghép kênh theo bước sóng). Giải pháp này đựơc trình bày trên hình 8.36.

BBU

WDM

ONT

Giá phối sợi quang

OLT

RRU

ONT

Hình 8.36. Giải pháp WDM chồng lến PON gói 8.12.2. Các kịch bản triển khai DBS trên một site DBS có các tính năng như: chiếm ít không gian, dễ dàng lắp đặt, tiêu thụ ít nguồn, vì thế có thể dễ dàng lắp đặt DBS trong các không gian dự phòng và tại các site hiện có. RRU gọn và nhẹ, nên có thể được lắp đặt gần anten để giảm tổn hao 471

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

phiđơ và cải thiện vùng phủ. Các tính năng trên của DBS đáp ứng yêu cầu tìm kiếm site và và giảm thời gian triển khai. DBS cho phép nhà khai thác triển khai một cách hiệu quả mạng LTE hiệu năng cao với TCO (Total Cost Owneship) thấp, nhờ đó giảm thiểu đầu tư vào điện, không gian và nhân lực. Hình 8.37 cho thấy cấu trúc chung của một DBS3900 với BBU và RRU đựơc kết nối bằng sợi quang trên giao diện CPRI.

Anten RRU

TMA Cáp nhảy

Phiđơ Cáp tiếp đất Cáp nguồn BBU3900

Nguồn -48VDC Nguồn -48VDC/ +24VDC

Cáp nhảy

Cáp nguồn Cáp tiếp đất

Sợi quang hay cáp tốc độ cao giao diện CPRI

SGW/MME TMA: Tower Mounted Amplifier - bộ khuếch đại lắp trên tháp để tăng độ nhạy máy thu

Hình 8.37. Cấu trúc chung của một DBS3900 với BBU và RRU đựơc kết nối bằng sợi quang trên giao diện CPRI. 8.12.2.1. Kịch bản sử dụng BBU+RRU+APM30H Nếu site ngoài trời cho DBS chỉ có nguồn 220V, có thể sử dụng cấu hình liên kết BBU+RRU+APM30H. Trong trường hợp này, BBU và thiết bị truyền dẫn được lắp đặt trong APM30H. Hình 8.38 cho thấy kịch bản triển khai này.

472

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng RRU

Sợi quang

APM

Hình 8.38. Cấu hình liên kết BBU+RRU+APM30H. Kịch bản này có các tính năng sau:  APM30H có thể cung cấp không gian 7U (1U=1,75inch) để lắp đặt thiết bị truyền dẫn  APM30H cung cấp: không gian lắp đặt, bảo vệ ngoài trời cho BBU3900 và nguồn nuôi -49V DC cho BBU3900 và RRU. Ngoài ra APM30H còn cung cấp dự phòng acqui cho thời gian sử dụng ngắn, quản lý các acqui và chống sét  RRU có thể được lắp đặt trên tường, cột hay tháp anten. 8.12.2.2. Kịch bản sử dụng BBU+RRU+TMC11H Có thể sử dung kịch bản BBU+RRU+TMC11H cho site ngoài trời, nếu đã có nguồn -48V DC và cần không gian lớn hơn cho thiết bị. BBU3900 và các thiết bi truyền dẫn được lắp đặt trng không gian rộng hơn của TMC11H. Có thể kết hợp BBU, RRU và các thiết bị phụ trợ theo nhiều cách đê đáp ứng các yêu cầu khác nhau đối với phân phối nguồn, dự phòng nguồn và mở rộng không gian truyền dẫn. Hình 8.39 cho thấy kịch bản triển khai này.

473

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng RRU

Sợi quang

TMC11H

Hình 8.39. Cấu hình kết hợp BBU+RRU+TMC11H 8.12.2.3. Kịch bản sử dụng cấu hình BBU+RRU+hộp máy 19 inch Nếu một site trong nhà cho DBS đã có nguồn -48V DC và chỉ yêu cầu một hệ thống dự phòng nguồn mới, BBU có thể được lắp đặt trên hộp máy tiêu chuẩn (hoặc giá máy có sẵn) có chiểu rộng 19 inch, chiều cao 2U (3,5 inch, 1 inch=2,54 cm) theo cấu hình BBU+RRU+hộp máy 14 inch: 35cm). Hình 8.40 cho thấy kịch bản triển khai này. RRU

Sợi quang

Hộp 19 inch

Hình 8.40. kịch bản triển khai BBU+RRU+hộp máy 19 inch.

474

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

8.12.2.4. Kịch bản sử dụng cấu hình BBU+RRU+tường trong nhà Nếu site trong nhà cho DBS đã có nguồn -48V DC, có thể sử dụng cấu hình BBU+RRU+tường trong nhà. BBU được lắp đặt trên tường với sử dụng hệ thống nguồn và truyền dẫn đã có nên tiết kiệm được không gian. Hình 8.41 cho thấy kịch bản triển khai này. RRU

Sợi quang

BBU

Lắp trên tường

Hình 8.41. Kịch bản BBU+RRU+tường trong nhà 8.12.2.5. Kịch bản sử dụng cấu hình BBU+RRU+ ICR Nếu site trong nhà cho DBS đã có nguồn 220V AC và -48V DC và cần thêm hệ thống nguồn dự phòng mới, thì có thể lắp đặt BBU trên giá máy cơ sở của ICR (Indoor Centralized Rack: giá máy trung tâm trong nhà) có kích thước bề rộng 19 inch và cao 3U. RRU có thể được lắp đặt trên giá con của IRC. Đây là giải pháp BBU+RRU+ICR. Cực đại có thể lắp đến 6 RRU. BBU có thể được lắp trên một ICR hiện có đê chia sẻ hệ thống nguồn và hệ thống truyền dẫn trong mạng hiện có. Hình 8.42 cho thấy kịch bản triển khai này.

475

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

ICR

Hình 8.42. Kịch bản triển khai BBU+RRU+ICR 8.12.2.6. Kịch bản sử dụng cấu hình BBU+RRU+ IMB03 Nếu site trong nhà cho DBS đã có nguồn 220V VC và -48V DC, có thể lắp đặt BBU trong một mini trong nhà (IMB03) có bề rộng 19 inch (47,5cm) và chiều cao 3U. Đây là giải pháp BBU+RRU+IMB03. Hình 8.43 cho thấy phương án triển khai này. RRU

Sợi quang

IMB3000

Hình 8.43. Kịch bản triển khai BBU+RRU+IMB300  Nếu nguồn vào là 220V AC, IMB300 chứa BBU và thiết bị chuyển đồi AC/DC. Nếu nguồn vào là -48V DC, IMB300 chứa BBU và đơn vị phân phối nguồn một chiểu (DCDU) 476

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

 IMB300 có thể được lắp trên tường hoặc trên bệ đỡ  RRU có thể được lắp đặt trên tường, cột hoặc tháp anten 8.12.2.7. Kịch bản sử dụng cấu hình BBU+RRU+ OMB Nếu site ngoài trời đối với DBS đã có nguồn 220V AC hay -48V DC, có thể lắp đặt BBU trong OMB (Outdoor Mini Box: hộp mini ngoài trời). Đây là giải pháp BBU+RRU+OMB. Hình 8.44 cho thấy kịch bản triển khai này. RRU

Sợi quang

Hình 8.44. Kịch bản triển khai BBU+RRU+OMB  Nếu nguồn váo là 220V DC, OMC chứa BBU và thiết bị chuyển đổi nguồn AC/DC. Nếu nguồn vào là -48V DC, OMB chứa BBU và DCDU (đơn vị phối nguồn một chiều)  OMB có thể được lắp trên tường hoặc đặt tại các vị trí khác nhau trong không gian hạn chế  RRU có thể được lắp đặt trên tường, trên cột hay trên tháp.

8.13. TỔNG KẾT Chương này trước hết xét các tiêu chí chung để thiết kế một eNodeB. Trong các tiêu chí này cần lưu ý các tiêu chí thiết kế hướng tới một mạng RAN đơn nhất và SON (Self Organizing Network: mạng tự tổ chức). Sau đó chương xét đến kiến trúc cơ sở của eNodeB. Một eNodeB bao gồm phần cứng và phần mềm. Phần cứng bao gồm bốn mođul chính: môdul thu phát, môdul truyền dẫn giao diện với 477

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

mạng hạ tầng di động, môdul đồng bộ và điều khiển và mođul nguồn. Mođul thu phát được tách riêng thành hai phần: môđul băng gốc và môdul vô tuyến. Hai môdul này được nối với nhau qua giao diện chuẩn CPRI hoặc OBSAI. Phần mềm đựơc chia thành bốn phần chính: phần mềm giao thức, phần mềm quản lý tài nguyên vô tuyến, phần mềm khai thác và bảo dưỡng và phần mềm tự tổ chức SON. Chương đã xét khá kỹ kiến trúc phần cứng của một eNodeB. Các xu thế thiết kế các eNode hiện đại đều hướng đến đa băng đa chuẩn, số hóa và SDR. Một phần tử quan trọng nhất trong mọt BTS là bộ khuếch đại công suất RF. Bộ khuếch đại công suất RF vừa phải đảm bảo mức công suất phát, lại phải đảm bảo khuếch đại tuyến tính trong băng tần rộng cho các máy phát đa băng với hiệu suất tiêu thụ nguồn cao. Chương đã xét các giải pháp khác nhau để đạt được các tiêu chí trên cho bộ khuếch đại công suất vô tuyến. Một xu thế mới của triển khai BTS là sử dụng các BTS phân bố. Trong đó các đầu thu phát vô tuyến đựơc đặt trực tiếp trên các tháp anten hay một vị tri thuận tiện và đựơc nối đến phần xử lý số dưới mặt đất bằng cáp quang. Các đầu thu phát vô tuyến trong trường hợp này được gọi là RRU hau RRH. Nghiên cứu cụ thể về thiết bị cũng như triển khai eNodeB được minh họa cụ thể dưa trên các thiết bị eNodeB của hãng Huawei. Chương đã xét các vấn đề giám sát và đo đạc giao diện vô tuyến của LTE. Hệ thống khai thác và bảo dường eNodeB cũng được trình bày trong chương. Cuối cùng chương này xét đến các giải pháp triển khai mạng DBS khác nhau. 8.14. CÂU HỎI Trình bày các tiêu chí chung khi thiết kế eNodeB Trình bày kiến trúc tổng quát và các mođul chính của một eNodeB Trình bày kiến trúc phần mềm của một eNodeB Trình bày kiến trúc phần cứng của một eNodeB Trình bầy cấu trúc máy phát eNodeB Trình bày cấu trúc máy thu eNodeB Trình bày cấu trúc bộ khuếch đại công suất Trình bày phương pháp tuyến tính hoá bộ khuếch đại công suất Trình bày giải pháp nâng cao hiệu suất sử dụng nguồn bộ khuếch đại công suất 10. Trình bày kiến trúc BTS dựa trên SDR 11. Trình bày ý nghiã của sử dụng DBS và khách sạn hóa eNodeB 12. Trình bày đặc tả kỹ thuật của DBS 13. Trình bày các mô hình triển khai mạng eNodeB bằng cáp sợi quang 14. Trình bày các phương pháp giám sát và đo giao diện vô tuyến LTE 15. Trình bày hệ thống khai thác và bảo dưỡng của eNodeB 16. Trình bày các thiết bị phụ trợ trong một eNodeB 17. Trình bày các kịch bản tiển khai eNodeB khác nhau 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9.

478

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 9 HỆ THỐNG ANTEN PHIĐƠ BTS 9.1. GIỚI THIỆU CHUNG 9.1.1. Các chủ đề được trình bầy trong chương         

Các kiến thức cơ sở về hệ thống anten và phi đơ Các khái niệm cơ sở và các thông số của anten Các khía cạnh anten phân tập Bộ khuếch đại trên tháp anten, TMA Lắp đặt GSM và UMTS cùng vị trí Các giải pháp cho hệ thống anten tại các site hai băng tần Các giải pháp cho hệ thống anten tại các site ba băng tần Anten thông minh Hệ thống anten cho trạm gốc phân bố

9.1.2. Hướng dẫn  Học kỹ các tư liệu đựơc trình bầy trong chương  Tham khảo thêm [17],[18], [25]. [26]. 9.1.3. Mục đich chương  Nắm được các thông số chung của hệ thống anten-phi đơ  Nắm được các vấn đề quy hoạch và thiết kế hệ thống anten-phiđơ cho một site 9.2. MỞ ĐẦU Hệ thống anten là một phần quan trọng của các trạm gốc trong mọi hệ thống thông tin di động. Nhiệm vụ của anten là phải đảm bảo vùng phủ sóng theo thiết kế. Để vậy anten phải có biểu đồ phát xạ và độ nghiêng xuống mặt đất thích hợp. Các hệ thống anten trong thông tin di động thường xử dụng các anten pannel được lắp đặt trên các tháp anten cao ngoài trời. Để đấu nối các anten này đến BTS đặt trong nhà phải sử dụng cáp phi đơ và cáp nhảy. Các cáp này thường gây suy hao khá lớn dẫn đến giảm cấp tín hiệu. Vì thế cần thiết kế các hệ thống anten sao 479

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

cho suy hao tín hiệu trên đường truyền dẫn từ BTS đến anten là thấp nhất. Ngoài ra các mạng thông tin di động hiện này bao gồm nhiều hệ thông thống tin di động theo các chuẩn khác nhau và làm việc tại nhiều băng tần khác nhau. Nên khi thiết kế hệ thống anten ngoài vệc đảm bảo suy hao thấp nhất còn cần đảm sự đồng hoạt động của các hệ thống này mà không gây nhiễu cho nhau. Ngoài ra khi thiết kế hệ thống anten bảo mỹ quan, nghĩa là cần sử dung chung anten và cáp phi đơ cho nhiều hệ thống thông tin di động với các băng tần khác nhau. 9.3. CÁC KIẾN THỨC CƠ SỞ VỀ HỆ THỐNG ANTEN VÀ PHIĐƠ Hệ thống anten và phi đơ là một bộ phận quan trọng của mỗi trạm gốc trong hệ thống thông tin di động. Phi đơ có nhiệm vụ truyền dẫn sóng điện từ phần vô tuyến của trạm gốc đến anten và ngược lại. Anten có nhiệm vụ biến đổi sóng điện từ liên kết với phi đơ thành sóng không gian và tập trung truyền năng lượng của sóng này đến đối tượng thông tin (máy di động) và ngược lại. Phần này sẽ xét các khái niệm và các thông số cơ bản của một hệ thống anten phi đơ trong một trạm BTS của hệ thống thông tin di động thế hệ ba. Mặc dù chỉ xét cho 3G nhưng các nguyên lý xét trong chương này cũng có thể áp dụng cho các hệ thống anten 4G. 9.3.1. Cấu trúc tổng quát của hệ thống anten phiđơ Cấu trúc tổng quát của một hệ thống anten phi đơ được trình trên hình 9.1.

Anten 50 W

Cáp nhảy 50W

Cáp phiđơ 50 W

Bộ lọc 50 W Khối vô tuyến

Cáp nhảy 50W

Trạm gốc 50 W

Hình 9.1. Cấu trúc tổng quát của một hệ thống anten phi đơ

480

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Tín hiệu vô tuyến từ đầu ra của bộ lọc trở kháng sóng 50 W được truyền dẫn đến anten bằng một đường truyền dẫn bao gồm: hai cáp nhảy và cáp phiđơ. Cáp nhảy mềm dế uốn và có kích thước phù hợp để dễ ràng đấu nối với các connectơ của bộ lọc và anten còn cáp phi đơ thường có kích thước to hơn với suy hao đường truyền nhỏ để đảm bảo truyền dẫn sóng điện từ tốt nhất. 9.3.2. Phản xạ sóng điện từ trong hệ thống phi đơ và các thông số đánh giá ảnh hưởng của phản xạ Để đảm bảo truyền dẫn sóng điện từ tốt nhất từ phần vô tuyến của trạm gốc đến anten cần đảm bảo phối kháng giữa các phần tử truyền dẫn với các đầu vô tuyến và anten, nghĩa là trở kháng sóng đường truyền và tải luôn luôn phải bằng 50 W. Sự khác nhau giữa trở kháng tải và đường truyền dẫn sẽ dẫn đến mất phối kháng dẫn đến hiện tượng phản xạ sóng trong đó một phần sóng sẽ phản xạ ngược từ tải về nguồn cấp sóng. Trong trường hợp xảy ra phản xạ, sóng phản xạ sẽ giao thoa với sóng đi thẳng và tại nơi nó đồng pha với sóng đi thẳng biên độ điện áp tăng ta được điểm bụng sóng còn tại nơi nó ngược pha với sóng đi thẳng biên độ điện áp sẽ giảm ta được nút sóng. Khi này ta được bức tranh sóng trong cáp có dạng sóng đứng như mô tả trên hình 9.2. Umax Sóng đi thẳng (Pf hay U f )

Cáp đồng trục

Máy phát

Anten

Sóng đứng

Sóng phản xạ (Pr hay Ur )

U min

Hình 9.2. Phản xạ và sóng đứng trong cáp phiđơ Phản xạ trong hệ thống truyền dẫn phi đơ sẽ dẫn đến ảnh hưởng sau:  Tổn hao công suất  Thay đổi chế độ làm việc của các linh kiện điện tử trong phần vô tuyến của BTS, thậm chí nếu điện áp điểm bụng quá cao có thể dẫn đến đánh xuyên các linh kiện điện tử này. Để đánh giá ảnh hưởng của phản xạ, các thông số sau được định nghĩa:

481

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

   

Hệ số phản xạ Tỷ số sóng đứng điện áp Tổn hao phản hồi Tổn hao mất phối kháng Dưới đây ta sẽ xét các thông số nói trên.

Hệ số phản xạ Hệ số phản xạ công suất 2r được định nghĩa như sau: 2r 

Pr , Pf

0  2r  1

(9.1)

Trong đó Pf và Pr là công suất của sóng đi thẳng và công suất của sóng phản xạ tương ứng. Tương tự, hệ số phản điện áp r được xác định như sau: r 

Ur , Uf

0  r  1

(9.2)

Trong đó Uf và Ur là điện áp của sóng đi thẳng và sóng phản xạ tương ứng. Tổn hao phản hồi Tổn hao phản hồi r được định nghĩa như sau: r  10lg 2r  00  lg Pf  lg Pr   20  lg U f  lg U r  , dB

(9.3)

Trong đó Pf, Pr là công suất sóng đi thẳng và sóng phản xạ tương ứng; Uf và Ur là điện áp sóng đi thẳng và sóng phản xạ tương ứng. Tỷ số sóng đứng điện áp Tỷ số sóng đứng điện áp thường được ký hiệu là VSWR (Voltage Standing Wave Ratio) và được định nghiã như sau: VSwR=

U max Uf  U r  U min Uf  U r

(9.4)

482

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Tổn hao mất phối kháng Do phản xạ, công suất tỏa ra trên tải chỉ còn Pf(1- 2r ) và tỷ số giữa công suất đi thẳng và công suất tỏa ra trên tải sẽ cho thấy tổn hao do mất phối kháng. Theo dB, tổn hao mất phối kháng được định nghĩa như sau: 

1    10lg 1  r2  2   1  r 

Lr= 10lg Lr  10lg 

(9.5)

Quan hệ giữa hệ số phản xạ và VSWR được xác định như sau: VSwR 

1  r 1  r

(9.6)

Tương tự, quan hệ giữa VSWR với hệ số phản xạ được xác định theo công thức sau: r 

VSwR -1 VSwR +1

(9.7)

Hình 9.3 cho thấy quan hệ giữa VSWR với: (1) tổn hao phản hồi, tỷ lệ công suất đi tẳng và công suất phản xạ, (3) hệ số phản xạ công suất. Tổn hao phản hồi ( r ), dB 40

30

27 26

0

0,1

0,2

22

20

0,4 0,5 0,6

0,8 1,0

24

18

16

12

14

10

8

10

15

3,0

VSWR

2,5

2,0 1,8 1,6 1,5 1,4 1,3

1,2 1,1 1,0 0,3

0 0,02 0,030,045 0,05

0,06 0,07 0,08 0,09 0,1

2

3

4

0,12 0,14 0,16 0,18 0,2

5

6

8

0,3

Pr [%] 20 P f

0,35 0,4

Hệ số phản xạ  2r

Hình 9.3. Quan hệ giữa VSWR và các thông số phản xạ khác 483

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 9.1 cho thấy quan hệ giữa VSWR và tổn hao mất phối kháng. Bảng 9.1. Quan hệ giữa VSWR, hệ số phản xạ công suất và tổn hao mất phối kháng 1,5 1,3 1,2 VSWR 2 0,04 0,017 0,0083 r 0,18

Lr

0,075

0,04

Quy định cho các mạng di động VSWR < 1,5 Tổn hao phản hồi <14dB 9.4. CÁC KHÁI NIỆM CƠ SỞ VÀ CÁC THÔNG SỐ CỦA ANTEN 9.4.1. Dạng sóng điện từ tại vùng gần anten Anten là thiết bị biến đổi sóng điện từ liên kết trong cáp phi đơ thành sóng không gian và tập trung năng lượng sóng này đến đối tác thông tin. Trong vùng gần anten sóng có dạng sóng liên kết như được mô tả trên hình 9.4 cho dạng anten chấn tử. a) Điện áp (U)

b) Trường điện (E)

c) Dòng điện (I)

d) Trường từ (H)

Hình 9.4. Dạng sóng liên kết tại vùng gần anten Từ hình 9.4a ta thấy điện áp trên chân tử có phân bố với giá trị cực đại tại hai đầu chấn tử và cực tiểu tại tâm chấn tử. Điện áp này là nguyên nhân gây ra điện trường với các đừơng xức khởi đầu từ một đầu chấn tử và kết thúc tại đầu kia của nó (hình 9.4b). Dòng điện trên chấn tử có phân bố với giá trị cực đại tại tâm của chấn tử và cực tiểu tại các đầu cuối của chấn tử (hình 9.4c). Dòng điện của chấn tử là nguyên nhân gây ra từ trường có cấu trúc đựơc trình bày trên hình 9.4d. Từ hình 9.4d ta thấy đường xức của từ trường có dạng đường tròn bao quanh chấn tử.

484

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.4.2. Dạng sóng điện từ tại vùng xa anten Sóng điện từ tai vùng xa anten là sóng không gian có dạng sóng phẳng dạng TEM (Tranverse Electromagnetic). Sóng TEM là sóng trong đó vectơ cường độ điện trường E và cường độ từ trường H vuông góc với nhau và nằm trong cùng một mặt phẳng. Mặt phẳng này đựơc gọi là mặt sóng. Đối với sóng TEM mặt phẳng chứa vectơ E và H vuông góc với phương truyền sóng và phương này được thể hiện bằng vectơ phương truyền sóng hay vectơ pointing K (hình 9.5). Các vectơ E , H và K tạo nên tập bàn tay phải tuân theo quy tắc vặn nút chai theo đó nếu nhìn theo phương truyền sóng ( K ) và quay vectơ E theo chiều kim đồng hồ thì sẽ tới vectơ H x

E Vectơ cường độ điện trường E H Vectơ cường độ từ trường H K Vectơ phương truyền sóng K

E Mặt sóng

K

H

z

Quy tắc vặn nút chai: nếu nhìn theo phương vectơ K, quay vectơ E sẽ đến vectơ H

y

Hình 9.5. Dạng sóng TEM 9.4.3. Phân cực Phân cực sóng được định nghĩa là phương dao động của vectơ cừơng độ điện trường E . Hay nói một cách dễ hình dung hơn, phân cực được xác định bởi đường do đầu mút vectơ E vẽ lên. Mặt phẳng phân cực được định nghĩa là mặt phẳng chứa vectơ E và vectơ truyền sóng K (hình 9.6).

485

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

x

E

E Vectơ cường độ điện trường E H Vectơ cường độ từ trường H K Vectơ phương truyền sóng K

Mặt phẳng phân cực

K

z

H y

Hình 9.6. Mặt phẳng phân cực Đối với chấn tử, phân cực hay mặt phẳng phân cực phụ thuộc vào vị trí của nó so với mặt đất (hình 9.7):  Nếu chấn tử được đặt song song với mặt đất, thì anten có phân cực ngang (hình 9.7a)  Nếu chấn tử được đặt vuông góc với mặt đất thì anten có phân cực đứng (hình 9.7b)  Nếu chấn tử được đặc nghiêng 450 với mặt đất thì anten có phân cực chéo (hình 9.7c)

-45

Phân cực ngang Phân cực đứng

0

Phân cực chéo (-45 0)

Hình 9.7. Các dạng phân cực khác nhau của anten Trong thông tin vô tuyến, các anten phát và thu phải có cùng phân cực thì mới có thể thông tin được với nhau. 9.4.4. Biểu đồ phát xạ hay biểu đồ phương hướng Theo định lý đảo lẫn, một anten có thể vừa là anten phát vừa là anten thu Để truyền dẫn vô tuyến hiệu quả giữa đầu phát và đầu thu, anten phát/thu có nhiệm vụ phát/thu năng lượng sóng điện từ đến/từ đối tác tập trung trong một búp sóng hẹp. Mẫu phát xạ thể hiện khả năng tập trung năng lượng sóng điện từ này. Theo định nghĩa mẫu phát xạ (hay còn gọi là biểu đồ phương hướng) thể hiện sự phụ thuộc mật độ thông lượng công suất (lưu lượng công suất phát xạ trên một 486

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

đơn vị diện tích) vào phương truyền sóng. Tổng quát mẫu phát xạ là một hình khối ba chiều được thể hiện trong hệ toạ độ Đề các hoặc độc cực. Tuy nhiên để dễ biểu diễn, mẫu phát xạ thường được thể hiện ở dạng mặt cắt của hình không gian này: (1) mẫu phát xạ trong mặt phẳng ngang được cắt ra bằng mặt phẳng song song với mặt đất và (2) mẫu phát xạ trong mặt phẳng đứng được cắt ra từ mặt phẳng vuông góc với mặt đất. Mẫu phát xạ thường được thể hiện ở dạng hệ số khuếch đại (hay còn gọi tăng ích) chuẩn hóa g(,) được định nghĩa là tỷ số giữa mật độ thông lượng công suất ở phương được xét trên mật độ thông lượng công suất ở phương phát xạ cực đại. Hình 9.8 thể hiện hệ số khuếch đại chuẩn hóa phụ thuộc vào góc  và  (góc phương vị). z



g(, )

y 

x

Hình 9.8. Mẫu phát xạ Hình 9.9 cho ta thấy mẫu phát xạ của chấn tử nửa sóng hay chấn tử /2.

487

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng b) mẫu phát xạ không gian ba chiều z

/2

a) Chấn tử /2

y

x

d) Mẫu phát xạ trong mặt phẳng ngang (mặt phẳng vectơ H), g(

c) Mẫu phát xạ trong mặt phẳng đứng (mặt phẳng vectơ E), g(

o

o

0 330

330 60o

o

60o

o

300

o

90

o

o

90

270

10

10 o

240o

o

30

o

78 o

o

300

270

0

o

30

o

120

dB

o

240o 3

3 o

210o

120

dB

150

0 o

o

210o

180 HPBW=78 o

150

0

180

o

Hình 9.9. Mẫu phát xạ chấn tử /2 9.4.5. Các thông số đánh giá tính hướng của anten Tính hướng hay khả năng tập trung năng lượng theo một phương nhất định của anten thường được đặc trưng bởi hai thông số:  Độ rộng búp sóng 1/2 công suất ký hiệu là HPBW (Half Power Beam Width)  Hệ số khuếch đại anten hay tăng ích 9.4.5.1. Độ rộng búp sóng 1/2 công suất, HPBW HPBW được định nghĩa là góc hợp bởi hai phương mà tại đó mật độ thông lượng công suất phát xạ của anten bằng 1/2 mật độ thông lượng công suất phát xạ cực đại của nó. Chẳng hạn hình 9.9 cho thấy HPBW trong mặt ngang của chấn tử /2 bằng 780. Độ rộng búp sóng ½ công suất càng nhỏ thì tính định hướng của anten càng cao.

488

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.4.5.2. Hệ số khuếch đại anten Hệ số khuếch đại hay tăng ích của anten được định nghĩa là hiệu số giữa công suất phát xạ (hay mật độ thông lựơng công suất) theo hướng cực đại của anten được xét tại điểm thu cho trước với công suất phát xạ (hay mật độ thông lượng công suất) của một anten giả tưởng có mẫu phát xạ đẳng hướng tại điểm này tính theo dB. Hình 9.10 giải thích định nghĩa này. Hệ số khuếch đại anten được đo bằng dBi, trong đó i là viết tắt tiếng Anh Isotropic có nghĩa tiếng Việt là đẳng hướng. Hệ số khuếch đại được ký hiệu là G[dBi]. Về ý nghĩa vật lý, G[dBi] cho thấy anten thực tế được xét có thể tạo ra công suất theo hướng cực đại tại một điểm thu cho trước lớn hơn anten giả tưởng đẳng hướng bao nhiêu lần hay nói một cách khác dường như việc sử dụng anten này cho phép ‘khuếch đại’công suất tại điểm thu lên G[dBi] so với trường hợp phát xạ vô hướng (đẳng hướng).

Búp chính

Pisotrop

Preal, max

G [dBi] = Preal, max- P isotrop Các búp bên thứ nhất phía trên và phía dưới búp chính

Pisotrop

: Công suất phát xạ tại điểm thu của anten đẳng hướng

Preal, max : Công suất phát xạ theo hướng cực đại tại điểm thu của anten được xét G[dBi] : Hệ số khuếch đại anten : Mẫu phát xạ anten giả định đẳng hướng : Mẫu phát xạ anten thực tế

Hình 9.10. Giải thích định nghĩa hệ số khuếch đại anten Cần lưu ý rằng các mẫu phát xạ phức tạp được tạo ra tử nhiều búp sóng bao gồm các búp sóng: chính, búp bên thứ nhất cạnh búp chính, búp bên thứ hai tiếp theo … (hình 9.10). Một anten có HPBW càng nhỏ thì G[dBi] càng lớn. Bảng 9.2 cho thấy quan hệ giữa HPBWH (H ký hiệu cho mặt ngang) và hệ số khuếch đại của một số anten sử dụng trong hệ thống thông tin di động.

489

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 9.2. Quan hệ giữa HPBWH và G[dBi] của một số anten trong hệ thông thông tin di động 650 900 1050 1200 HPBWH 15,5dBi 14,0dBi 13,5dBi 13,0dBi G[dBi] Để đạt được tính hướng cao (tập trung năng lượng sóng điện từ trong búp sóng hẹp) cần thiết kế anten với nhiều chấn tử. Anten với nhiều chấn tử được gọi là anten mảng hay Anten Panel. Hình 9.11 cho thấy một Anten Pannel bao gồm 8 chấn tử được tiếp sóng đồng pha và bộ phản xạ phía sau để chỉ tập trung phát xạ về phía trước. Anten Pannel trên hình 9.11 có HPBW hẹp trong cả mặt phẳng ngang lẫn đứng: 650 trong mặt ngang (hình 9.11b) và 130 trong mặt phẳng đứng (hình 9.11c), vì thế khuếch đại anten tăng. Bộ phản xạ

a) Pannel anten gồm 8 chấn tử với các thông số sau: - Đô rộng búp sóng ½ công suất trong mặt ngang HPBW H= 65 o - Đô rộng búp sóng ½ công suất trong mặt đứng o HPBW V= 13 - G[dBi] = 15,5 dBi

b) Mẫu phát xạ mặt phẳng ngang (mặt phẳng vectơ H)

120 o

c) Mẫu phát xạ mặt phẳng đứng ngang (mặt phẳng vectơ E)

65 o 13 o

10

3

10 dB

0

3

dB

0

Hình 9.11. Anten Pannel 8 chấn tử 9.4.6. Lựa chọn anten với HPBWH phủ hợp để phủ sóng cho ô phân đoạn Cấu trúc phủ sóng cho một mạng thông tin di động có dạng tổ ong gồm nhiều ô. Các anten trạm gốc được thiết kế để đạt được vùng phủ cần thiết trong một ô. Để tiện cho việc biểu diễn các ô đựơc mô hình bằng hình lục giác đều thay

490

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

cho hình tròn. Hình 9.12 cho thấy hai kiểu ô được sử dụng phổ biến trong thông tin di động:  Ô vô hướng trong mặt phẳng ngang hay ô omni (Omnidirectional), (hình 9.12a) và  Ô được phân đoạn (Sectorized) với ban đoạn ô (3 sector), (hình 9.12b) a) Mẫu ô vô hướng ngang (Omnidirectional Cell)

b) Mẫu ô phân đoạn 120 o (Sectorized Cell)

Hình 9.12. Các mẫu ô Về lý thuyết vùng phủ sóng của một ô phân đoạn 1200 được tạo nên từ ba anten có HPBWH trong mặt ngang bằng 1200 và phát xạ lệch nhau 1200. Tuy nhiên thực tế cho thấy để đảm bảo phủ sóng cho vùng chồng lấn giữa các đoạn ô nên sử dụng các anten có HPBWH nằm trong dải từ 650 đến 900. Thường trong vùng ngoại ô anten với HPBWH=900 đựơc sử dung, tất nhiên phụ thuộc vào địa hình trong trường hợp này đôi khi HPBWH=650 cũng được sử dụng. Trong vùng thành phố anten với HPBWH=650 đựơc sử dụng. 9.4.7. Điều chỉnh nghiêng anten Để đảm bảo phủ sóng tốt nhất, không chỉ cần có anten có búp sóng hẹp với khuếch đại cao mà cần điều khiển anten sao cho búp sóng chỉ hướng xuống mặt đất nơi có các máy di động. Để vậy cần điều chỉnh nghiêng anten về phía mặt đất. Điều chỉnh độ nghiêng anten cho phép:  Tập trung phần lớn công suất bức xạ trong đoạn ô  Giảm công suất phát xạ theo phương ngang nên tránh gây nhiễu cho các đoạn ô bên cạnh; kết quả điều khiển nghiêng tốt có thể giảm phát xạ phương ngang đến 6dB. Hình 9.13 cho thấy hiệu quả của điều khiển nghiêng lên giảm phát xạ phương ngang đối với anten phân cực đứng. 491

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

70o

70o

6

90 o

3

dB

70o

80 o

80 o

10

c) Anten đứng nghiêng giảm phát xạ ngang 6dB

b) Aten đứng nghiêng giảm phát xạ ngang 2,7dB

a) Anten đứng không nghiêng

10

100 o

6

90 o

3

dB

110 o

80 o

10

6

90 o

3

100 o 110 o

100 o dB

110 o

Hình 9.13. Giảm phát xạ phương ngang của anten phân cực đứng nhờ điều chỉnh độ nghiêng Điều chỉnh nghiêng anten có thể được thực hiện bằng hai phương pháp: (1) cơ khí, (2) điện. 9.4.7.1. Điều chỉnh nghiêng anten bằng cơ khí Điều chỉnh độ nghiêng anten bằng cơ khí đựơc thực hiện bằng cách tăng khoảng cách giữa mép trên của anten với cột đỡ anten để nó chúc xuống mặt đất (hình 9.14). Tăng khoảng cách giữa mép trên anten với cột đỡ anten

Hình 9.14. Điều chỉnh độ nghiêng anten bằng cơ khí Điều chỉnh nghiêng anten cơ khí dẫn đến thay đổi mẫu phát xạ trong mặt ngang. Hình 9.15 cho thấy sự thay đổi mẫu phát xạ trong mặt ngang đối với anten có độ rộng búp sóng ½ công suất trong mặt ngang bằng 1050 đối với các độ nghiêng: 00, 60, 80, 100.

492

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 0o

o

: Mẫu phát xạ với độ nghiêng 0

o

: Mẫu phát xạ với độ nghiêng 6

: Mẫu phát xạ với độ nghiêng 8 o o

: Mẫu phát xạ với độ nghiêng 10

o

-90o

+90 10

dB 3

0

Hình 9.15. Mẫu phát xạ của anten đứng với độ rộng búp sóng ½ công suất 1050 đối với điều chỉnh nghiêng cơ khí: 00, 60, 80 và 100. Nhược điểm của điều chỉnh nghiêng anten bằng cơ khí:  Chỉ giảm phát xạ trong hướng chính mà không thay đổi phát xạ tại phương 900 dẫn đến méo dạng mẫu phát xạ ngang  Ảnh hưởng nói trên dẫn đến thay đổi độ rộng búp sóng 1/2 công suất và điều này lại dẫn đến thay đổi phủ sóng  Sự thay đổi nói trên rất khó xem xét trong quá trình quy hoạch mạng dẫn đến giảm độ chính xác dự báo. Điều khiển nghiêng anten bằng điện cho phép khắc phục được các nhược điểm nói trên. 9.4.7.2. Điều khiển nghiêng anten bằng điện Để điều khiển nghiêng anten bằng điện, thay vì đựơc cấp sóng đồng pha các chấn tử trong anten mảng được cấp sóng lệch pha theo một phân bố pha lựa chọn để đạt được độ nghiêng búp sóng cần thiết. Thay đổi phân bố pha được thực hiện bằng cách thay đổi độ dài cáp nối đến các chấn tử. Hình 9.16 cho thấy thí dụ điều khiển nghiêng bằng điện và phân bố pha cần thiết (hình 9.16a) để đạt được độ nghiêng búp sóng 120 (hình 9.16b) đối với mảng anten 6 chấn tử.

493

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Phân bố pha cho 6 chấn tử

b) Búp sóng nghiêng xuống mặt đất 12 o

  0o

  70o

  140o

12

o

10

  210o

3

dB

0

  280

o

Hình 9.16. Điều khiển pha bằng điện. (a) Phân bố pha dòng điện cấp cho các chấn tử; (b) Búp chính mẫu phát xạ chúc xuống mặt đất 120. Hình 9.17 cho thấy mẫu phát trong mặt ngang của anten đứng có HPBWH=1050 đối với điều chỉnh độ nghiêng bằng điện cho các góc nghiêng: 00, 60, 80 và 100. 0o

o

: Mẫu phát xạ với độ nghiêng 0

o

: Mẫu phát xạ với độ nghiêng 6

: Mẫu phát xạ với độ nghiêng 8 o o

: Mẫu phát xạ với độ nghiêng 10

o

-90o

+90 10

dB 3

0

Hình 9.17. Mẫu phát xạ của anten đứng với độ rộng búp sóng ½ công suất 1050 đối với điều chỉnh nghiêng điện: 00, 60, 80 và 100.

494

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phân tích hình 9.17 ta thấy:  Dạng mẫu phát xạ ngang không đổi  Đảm bảo quy hoạch mạng chính xác Để linh hoạt, thường điều chỉnh nghiêng cơ khí được kết hợp với điều chỉnh nghiêng điện. Trong trường hợp này điều chỉnh cơ khi đóng vai trò điều chỉnh thô còn điều chỉnh điện đóng vai trò điều chỉnh tinh. Điều chỉnh nghiêng có thể dẫn đến phát xạ các búp phụ tăng. Để điều chỉnh các phát xạ búp phụ, có thể cấp sóng cho các chấn tử với các công suất khác nhau. Góc nghiêng cực đại chỉ đạt được vào khoảng 140 do các búp phụ phía trên mẫu phát xạ tăng. Thông thường thì điều khiển nghiêng cơ khí được thực hiện trước để đạt được góc nghiêng cao sau tinh chỉnh. Để đạt được phát xạ như nhau trong mặt ngang, anten có độ rộng búp sóng ½ công suất trong mặt đứng lớn hơn cần được điều chỉnh góc nghiêng lớn hơn. Hình 9.18 cho thấy mẫu phát xạ trong mặt phẳng đứng của hai anten có độ rộng búp sóng ½ công suất trong mặt ngang như nhau (880) nhưng độ rộng búp sóng ½ công suất trong mặt đứng khác nhau (anten với hệ số khuếch đại 14dBi có độ rộng búp sóng ½ công suất trong mặt đứng rộng hơn so với anten có hệ số khuếch đại 18dBi). So sánh góc nghiêng cần thiết để đạt được suy hao trong mặt ngang 6dB trên hình 9.18 ta thấy rằng anten có độ rộng búp sóng mặt đứng rộng hơn (hình 17a) cần có góc nghiêng lớn hơn (90 T; T: Tilt- độ nghiêng) so với anten có độ rộng búp sóng ½ công suất trong mặt đứng nhỏ hơn (hình 17b: 30T). Vì thế việc chọn góc nghiêng phụ thuộc vào độ rộng búp sóng ½ công suất của từng anten. a) Anten với HPBW trong mặt ngang 88o , hệ số khuyếch đại 14dBi và độ nghiêng khả điều chinh 0o– 10 oT

b) Anten với HPBW trong mặt ngang 88o , hệ số khuyếch đại 18dBi và độ nghiêng khả điều chinh 0 – 6 T o

0o

0o

Điểm 6dB

+90o

o

-90

o

Điểm 6dB

+90o o 3

o

-90

9 10

10

6 3 0

6 dB

3

dB

0

T : Tilt = nghiêng

Hình 9.18. Mẫu phát xạ trong mặt đứng minh họa việc để đạt được giảm phát xạ trong mặt ngang như nhau, thì anten có độ rộng công suất ½ búp sóng lớn hơn phải được điều chỉnh độ nghiêng lớn hơn

495

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Khi điều chỉnh độ nghiêng anten cần lưu ý:  Để đạt được giảm phát xạ cực đại trong mặt ngang, anten cần được điều chỉnh nghiêng sao cho mặt ngang trùng với giá trị không thứ nhất của mẫu phát xạ.  Góc nghiêng cao hơn sẽ tăng khuếch đại công suất do búp bên thứ nhất giảm Vì thế góc nghiêng cực đại được xác định bởi góc giữa búp chính và búp bên thứ nhất. 9.4.8. Anten phân cực chéo, Xpol Anten phân cực chéo (Xpol: Cross Polarization) được tạo ra từ các chấn tử được đặt nghiêng 450 so với trục đứng như trên hình 9.19a. Hình 9.19b cho thấy phân cực nghiêng 450 có thể được phân tích vào các thành phần phân cực ngang (H) và phân cực đứng (V) có biên độ bằng nhau. Hai chấn tử phân cực chéo 450 tạo nên trường phân cực trực giao (900) và tín hiệu phát xạ (hay thu) của chúng sẽ không tương quan (độc lập) với nhau. Do tính chất độc lập của hệ thống chấn tử Xpol, anten phân cực chéo đựơc sử dụng cho phân tập thu hoặc phân tập phát với hai đường thu phát tín hiệu độc lập trong đó một đường từ các chấn tử nghiêng +450 và một đường từ các chấn tử nghiêng -450. a) Anten Xpol

b) Phân cực trực giao

Bộ phản xạ o

90

Hệ thống chấn tử

o

V

+45

H

-45o

V

-H

Đường tiếp sóng

-45 o

+45o

Hình 9.19. Anten phân cực chéo (Xpol) với các hệ thông chấn tử phân cực trực giao Tỷ số phân cực chéo được (CPR: Cross Polarization Ratio) sử dụng để đánh giá đánh giá tính độc lập cuả hai đường nói trên. CPR được định nghĩa là tỷ số giữa độ lợi tương đối đồng phân cực (gco-pol) với độ lợi tương đối phân cực chéo (gcross-pol) và được xác đinh theo dB như sau: CPR [dB] = 10lggco-pol-10lggcross-pol

(9.8)

496

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hình 9.20 cho thấy cách xác định CPR cho anten với HPBWH= 650 và G= 17dBi và hình 9.21 cho thấy kết quả đo CPR của anten này. Đồng phân cực (co-pol) Phân cực chéo (cross-pol)

Đoạn ô 120 o

Độ lợi tương đối, dB

0 -5 -10

CPR

-15 -20 -25 -30 -35 -40 -180

-120

-60

0

60

120

180

Góc phương vị, độ

Hình 9.20. Mẫu phát xạ mặt ngang của anten với HPBWH=650, G=17dBi và cách xác định CPR Đoạn ô 120 o 30

CPR, dB

25 20 15 10 5 0 -90

-60

-30

0

30

60

90

Góc phương vị, Độ

Hình 9.21. Kết quả đo CPR của anten với HPBWH=650 và G=17dBi Các kết quả nghiên cứu anten Xpol cho thấy nhờ phân cực trực giao anten này đảm bảo tỷ số phân cực chéo cao vì thế cho phép đạt được hiệu năng phân tập rất cao. 9.4.9. Anten băng rộng Anten băng rộng cho phép dùng chung anten cho nhiều BTS làm việc trên các băng tần khác nhau. Trong phần này để đơn giản ta sẽ chỉ xét các anten lưỡng băng, nguyên lý của các anten này cũng có thể áp dụng cho các anten nhiều băng

497

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

hơn. Để ghép các băng tần vô tuyến khác nhau vào anten đa băng ta cần có bộ lọc song công đa băng. Dưới đây ta xét bộ lọc song công lưỡng băng và đặc tính biên tần của nó. 9.4.9.1. Bộ lọc song công (bộ kết hợp) lưỡng băng Về cấu trúc bộ lọc song công này bao gồm hai bộ lọc băng thông với tổn hao chèn vào khoảng 0,2 dB và cách ly giữa các cửa lớn hơn 50dB. Hình 9.22 cho thấy sơ đồ của bộ lọc song công lưỡng băng (hình 9.22a) và đặc tính kỹ thuật của nó (hình 9.22b). a) Sơ đồ bộ lọc song công (bộ kết hợp)

b) Đặc tuyến suy hao phụ thuộc tần số của bộ lọc song công

(800-1000/1700-2000MHz) Cửa 3

Cổng 2 « Cổng 3

Cổng 1 « Cổng 3

Suy hao, dB

0

Bộ lọc

10 20 30

A

B

40 50 60 70 80

A: 800 – 1000 MHz B: 1700 – 2000 MHz

90 Cửa 1 (800-1000MHz)

Cửa 2 (1700-2000MHz)

100 500

700

900

1100 1300

1500 1700

1900 2100 2300 2500

Tần số, MHz

Hình 9.22. Sơ đồ bộ lọc song công lưỡng băng (a) và đặc tuyến suy hao phụ thuộc tần số của nó (b) 9.4.9.2. Anten lưỡng băng dựa trên hai anten Xpol (XXpol) Anten lưỡng băng dựa trên hai anten Xpol (XXpol) là một hệ thống anten bao gồm một anten Xpol với các kích thước chấn tử lớn hơn cho băng tần thấp và một hệ thống anten Xpol có kích nhỏ hơn cho băng tần cao. Có thể phân loại anten XXpol theo số đầu vào: 1. 4 đầu vào: cần 4 cáp phiđơ và 4 cáp nhảy để đấu nối (hình 9.23a) 2. 2 đầu vào: chỉ cần 2 cáp phi đơ và hai cáp nhẩy cho đấu nối nhưng phải có thêm hai bộ lọc song công (bộ kết hợp) gần trạm gốc để phân tách hai băng tần (hình 9.23b)

498

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) 4 đầu vào

b) 2 đầu vào

C

(4x)

(4x)

+45o +45o -45o -45o 1800 900 900 1800

Cáp nhẩy tùy chọn

Phi đơ

C

(2x)

(2x)

Bộ kết hợp lưỡng băng 900/1800

Bộ kết hợp lưỡng băng 900/1800

+45o

-45o 900

900

+45o 1800

-45o 1800

Hình 9.23. Anten lưỡng băng XXpol. a) bốn cửa, b) hai cửa      

Các anten lưỡng băng có ưu điểm sau: Chỉ cần một anten cho nhiều băng tần Kích thước giống như các anten 900MHz Đảm bảo hiệu năng do bốn hệ thống hoạt động độc lập Các bộ lọc tích hợp cho phép đơn giản hóa nâng cấp 900/1800MHz Tái sử dụng các đường cáp phi đơ hiện có Các anten Xpol có thể được lắp đặt xung quanh cột đỡ anten với khoảng cách tối thiểu (hình 9.24); cách ly giữa các cửa tốt hơn 30dB.

499

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

1

 108mm 3

2

Hình 9.24. Các anten Xpol có thể lắp đặt với khoảng cách tối thiểu.

Bảng 9.3. cho thấy cách ly giữa các cửa của anten XXpol bốn cửa. Bảng 9.3. Cách ly giữa các cửa của anten XXpol bốn cửa Anten 1 Anten 2 Cách ly [dB] 872 – 900 MHz 0 +45 /900MHz 47 0 0 +45 /900MHz -45 /900MHz 50 0 +45 /1800MHz >50 -450/1800MHz >50 0 +45 /900MHz 50 0 0 -45 /900MHz -45 /900MHz 47 0 +45 /1800MHz >50 0 -45 /1800MHz >50 0 +45 /900MHz >50 0 +450/1800MHz -45 /900MHz >50 +450/1800MHz NA 0 -45 /1800MHz NA 0 +45 /900MHz >50 0 0 -45 /1800MHz -45 /900MHz >50 0 +45 /1800MHz NA 0 -45 /1800MHz NA NA: không áp dụng

Cách ly [dB] 1710 – 1880 MHz NA NA >50 >50 NA NA >50 >50 >50 >50 44 43 >50 >50 44 43

500

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.4.9. Các cấu hình anten BTS Hình 9.25 và bảng 9.4. và cho thấy các cấu hình anten khác nhau dùng cho số cáp vô tuyến lên đến 12 trên một BTS. 12 cáp vô tuyến có thể hỗ trợ bốn anten trên một đoạn ô cho một trạm ba đoạn ô và hai anten trên một đoạn ô cho trạm có sáu đoạn ô.

Ma trận butler kép (a)

(b)

(c)

(d)

(e)

(f)

(g)

(h)

Hình 9.25. Cấu hình anten cho tối đa 12 cáp vô tuyến Bảng 9.4. Cấu hình anten Cấu hình anten 1V ULA2V ULA4V DIV-1X CLA-2X CLA-3X

Hình (a) (b) (c) (d) (e) (f)

Mô tả Một cột với phân cực đứng (V-pol) Hai cột V-pol đặt cạnh nhau 4 cột V-pol Một cột với phân cực chéo (X-pol) Hai cột phân cưc chéo đặt gần nhau Một cột phân cực chéo nằm giữa hai cội phân cực chéo gần nhau BM-4X (g) Bốn cột phân cực chéo với ma trận butler kép DIV-2X (h) Hai cột phân cực chéo đặt cách xa nhau * V: Vertical: phân cực đứng, ULA: Uniform Linear Array: mảng tuyến tính đồng nhất, X: Cross Polarization: phân cực chéo, DIV: Diversity: phân cực, CLA: Circular Linear Array: Mảng tuyến tính tròn, BM: Butler Matrix: ma trận Butler, Lưu ý rằng BM-4X cũng còn được gọi là cấu hình anten CLA-4X.

501

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.5. CÁC KHÍA CẠNH PHÂN TẬP 9.5.1. Truyền sóng đa đường và mô hình kênh vô tuyến trong thông tin di động Trong thông tin vô tuyến, sóng vô tuyến được truyền qua môi trường vật lý có nhiều cầu trúc và vật thể như tòa nhà, đồi núi, cây cối, xe cộ chuyển động. Nói chung quá trình truyền sóng trong thông tin vô tuyến rất phức tạp. Quá trình này có thể chỉ có một đường truyền thẳng (LOS: line of sight), hay nhiều đường mà không có LOS hoặc cả hai. Truyền sóng nhiều đường xẩy ra khi có phản xạ, nhiễu xạ và tán xạ (hình 9.26a). Phản xạ xẩy ra khi sóng vô tuyến đập vào các vật cản có kích thước lớn hơn nhiều so với bước sóng. Nói chung phản xạ gây ra do bề mặt của quả đất, núi và tường của tòa nhà. Nhiễu xạ xẩy ra do sóng điện từ gập phải các bề mặt sắc cạnh và các thành gờ của các cấu trúc. Tán xạ xẩy ra khi kích thước của các vật thể trong môi trường truyền sóng nhỏ hơn bước sóng. Tán xạ thường xẩy ra khi sóng vô tuyến gập phải các ký hiệu giao thông, cột đèn. Ngoài phản xạ, nhiễu xạ và tán xạ, sóng vô tuyến còn bị suy hao đường truyền. Cường độ tín hiệu cũng bị thay đổi theo thời gian do sự chuyển động của máy thu hoặc máy phát. Để phân tích ta có thể đặc trưng ảnh hưởng truyền sóng vô tuyến thành hai loại: suy hao tín hiệu phạm vi rộng và méo tín hiệu phạm vi hẹp. Suy hao tín hiệu phạm vi rộng gây ra do suy hao đường truyền và sự che tối máy phát và máy thu còn méo tín hiệu phạm vi hẹp xẩy ra do truyền sóng nhiều đường. Truyền sóng nhiều đường được mô phỏng dựa trên lý lịch trễ công suất (hình 9.26b), trong đó nếu tín hiệu đựơc phát có dạng xung hẹp thì tại máy thu sẽ xuất hiện nhiều xung với công suất và độ trễ khác nhau. Công suất trên hình 9.26b được thể hiện ở dạng công suất tương đối so với công suất cực đại. Trễ trên hình 9.26b cũng đựơc thể hiện ở dạng trễ tương đối so với trễ nhỏ nhất và trễ này đựơc gọi là trễ trội. ITU đã nghiên cứu mô hình truyền sóng đa đường cho thông tin di động 3G và thể hiện mô hình này ở dạng bảng 9.5, trong đó  ký hiệu cho trễ trội còn a 2 ký hiệu cho công xuất tương đối của xung thu.

502

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Truyền sóng đa đường

b) Lý lịch trễ công suất

1

0

2 Đầu cuối di động

Trạm gốc

Công suất tương đối, dB

0

   2, 2m s   1,1m s  max  6,6m s

-10

-20

-30

-40

0

2

4

6

8

Trễ trội, ms

10

12

14

Hình 9.26. (a) Truyền sóng đa đường; (b) lý lịch trễ công suất

Bảng 9.5. Lý lịch trễ công suất đa đường của ITU cho thông tin di động 3G 0 1 2 3 4 5  Đi bộ A (L=4)

 (ns)

0

110

190

410

a 2 (dB)

0

-9,7

-19,2

-22,8

Đi bộ B (L=6)

 (ns)

0

200

800

a 2 (dB)

0

-0,9

Đi xe A (L=6)

 (ns)

0

a 2 (dB)

Đi xe B (L=6)

NA

NA

1200

2300

3700

-4,9

-8,0

-7,8

-23,9

310

710

1090

1730

2510

0

-1,0

-9,0

-10,0

-15,0

-20,0

 (ns)

0

300

8900

12900

17100

20000

a 2 (dB)

-2,5

0

-12,8

-10,0

-25,2

-16,0

Tín hiệu thu là tổng hợp tin hiệu nhiều đường có biên độ và pha thay đổi ngẫu nhiên sẽ vì thế biên độ và pha của nó cũng thay đổi ngẫu nhiên. Hiện tượng này đựơc gọi là phađinh đa đường. Phađinh đa đường có thể làm giảm biên độ tín hiệu thu đến hàng chục dB dẫn đến giảm cấp tín hiệu thu. Để tránh hiện tượng này người ta có thể sử dụng kỹ thuật phân tập thu hoặc phát không gian, trong đó anten thu hoặc phát được đặt đủ cách xa nhau để không còn tương quan với nhau (độc lập với nhau), khi này xác suất xẩy ra phađinh đồng thời ở các anten này là rất nhỏ, vì vậy tín hiệu tổng hợp thu được từ các anten này sẽ được cải thiện đáng kể. Sự cải thiện này được gọi là độ lợi phân tập. Phân tập phân cực cũng được sử dung bằng cách sử dụng các anten có phân cực trực giao, chẳng hạn phân cực chéo như đã xét ở phần 9.4.

503

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.5.2. Phân tập thu Độ lợi phân tập thu đạt được khi sử dụng hai nhánh thu không tương quan. Trong hệ thống UMTS, độ lợi này đựơc thể hiện bằng việc giảm Eb/N0 đường lên. Điều này đựơc thể hiện trong bảng 9.6 dựa trên các kết quả mô phỏng cho một kênh thoại 8kbps. Mô phỏng này giả thiết rằng hai tín hiệu RX hoàn toàn không tương quan. Bảng 9.6 cho thấy sự cải thiện tỷ số tín hiệu trên tạp âm (Eb/N0, trong đó Eb là năng lượng bit còn N0 là mật độ phổ công suất tạp âm) trong trường hợp không phân tập thu (1 anten) và có phân tập thu (2 anten). Bảng 9.6. Eb/N0 cần thiết cho kênh thoại 8 kbps với BER bằng 10-3 và độ lợi phân tập tương ứng tính theo dB Môi trường Tốc độ Đường lên (km/giờ) 1 anten 2 anten Độ lợi phân tập 3 7,7 5,1 2,6 6 7,9 5,2 2,7 10 8,0 5,3 2,7 Xe cộ A 25 8,1 5,4 2,7 50 8,3 5,5 2,8 120 8,9 6,3 2,6 200 9,5 7,0 2,5 350 11,1 9,5 2,6 3 7,2 4,2 3,0 6 7,7 4,8 2,9 Đi bộ A 10 7,8 4,7 3,1 25 8,2 4,8 3,4 50 8,6 5,0 3,6 120 9,1 5,8 3,3 Đối với kênh AWGN, nghĩa là kênh có công suất không đổi và tạp âm Gauss trắng cộng, độ lợi phân tập là 3dB. Tất nhiên tạp âm của hai anten thu không tương quan, kết hợp tỷ lệ cực đại hai tín hiệu của hai anten cho phép giảm tổng phương sai tạp âm 3dB. Đối với các kênh đa đường như kênh người đi bộ A và kênh xe cộ A, độ lợi phân tập anten có thể lớn hơn. Tất nhiên, vì phađinh Raleigh của hai anten không tương quan, nên khi tín hiệu thu yếu đối với một anten, thì xác suất mà anten khi nhận tín hiệu cao sẽ lớn. Vì thế phân tập anten cho phép giảm các thay đổi công suất thu và tác động tốt lên hiệu năng.

504

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Như vậy, các thay đổi công suất thu càng lớn (hay tổng quát hơn là các thay đổi SNR khi tạp âm không thay đổi) khi không sử dụng phân tập anten, thì độ lợi phân tập anten càng lớn. Đối với tốc độ thấp, điều khiển công suất hoạt động hiệu quả. Vì thế các thay đổi công suất kênh sẽ nhỏ và các kênh gần với kênh AWGN. Vì thế độ lợi phân tập anten gần bằng 3dB. Nó có thể hơi thấp hơn 3dB do tạp âm bổ sung từ nhiễu giữa các chip chứ không phải AWGN. Ảnh hưởng này có thể nhận thấy rõ ràng trong kênh người xe cộ A khi nhiễu giữa các chip lớn. Một khía cạnh nữa làm giảm độ lợi trong thực tế là sự không tương quan giữa các anten không lý tưởng trong hàu hết các trường hợp. Đối với các tốc độ trung bình và cao, điều khiển công suất không còn làm việc tốt nữa. Vì thế các thay đổi kênh lớn hơn và độ lợi phân tập anten sẽ (hơi) lớn hơn. Có thể nhận thấy ảnh hưởng này rõ rệt hơn trong kênh người đi bộ A khi các thay đổi kênh lớn hơn. Cuối cùng, độ lợi phân tập anten lớn hơn trong kênh người đi bộ A so với kênh xe cộ A vì trong kênh người đi bộ A các thay đổi công suất kênh lớn hơn và nhiễu giữa các chi nhỏ hơn. Vì vậy phân tập anten RX phụ thuộc vào dịch vụ, lý lịch đa đường và tốc độ. Để nhận được các lợi ích trong hệ thống thực tế có cùng độ lợi như trong các mô phỏng, cần đảm bảo sự không tương quan giữa hai nhánh thu bằng phân tập không gian hoặc phân tập phân cực. Đối với phân tập không gian, không tương quan có thể đạt được bằng cách áp dụng các quy tắc phân tách anten theo các cự ly sau:  Đối với cách ngang: dH=20, nghĩa là dH=3m đối với UMTS/FDD  Đối với cách đứng: dv=15, nghĩa là dv=2,25m đối với UMTS/FDD Cũng như GSM, cấn sử dụng các anten phân cực chéo trong các vùng đô thị và ngoại ô, còn trong các vùng nông thôn nên sử dụng hai anten phân cực đứng đặt cách ly cho phân tập không gian. Trong tương lai có thể sử dụng nhiều anten để tăng thêm độ lợi 3dB. Độ lợi tiềm năng của phân tập anten thu với 2, 3 hay 4 anten hoàn toàn không tương quan được thể hiện trên hình 9.27 cho thí dụ môi trường kênh người đi bộ A và tốc độ 3km/giờ. BER được đo tại đầu ra của bộ giải mã kênh.

505

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Thoại 8 kbps, kênh đị bộ A, 3km/giờ, đường lên 1 1 RX anten 2 RX anten 3 RX anten 4 RX anten

10 -1

BER

10 -2 10 -3 10-4 10 -5 10 -6

-2

0

2

4 Eb /N 0 , dB

6

8

10

Hình 9.27. Độ lợi phân tập anten cho dịch vụ thoại 8kbps trong kênh người đi bộ A, 3km/giờ 9.5.3. Độ lợi phân tập TX STTD. Độ lợi phân tập của TX STTD (Space Time Transmit Diversity: Phân tập phát không gian thời gian) thể hiện ở việc giảm Eb/N0 yêu cầu. Bảng 9.7 dưới đây cho thấy thí dụ độ lợi cho trường hợp kênh thoại 8kbps và các môi trường truyền sóng là các kênh xe cộ A và người đi bộ A. Bảng 9.7. Eb/N0 cần thiết cho kênh thoại 8 kbps với BER bằng 10-3 và độ lợi phân tập tương ứng tính theo dB Môi trường Tốc độ Đường xuống (km/giờ) Không có STTD Độ lợi phân phân tập Tx tập 3 6,8 6,6 0,2 6 7,1 6,9 0,2 10 7,2 7,0 0,2 Xe cộ A 25 7,2 6,9 0,3 50 7,4 7,1 0,3 120 7,6 7,5 0,1 200 8,4 8,2 0,2 350 10,4 10,0 0,4 3 6,5 6,3 0,2

506

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đi bộ A

6 10 25 50 120

7,1 7,6 8,0 8,3 8,5

6,6 6,9 7,0 7,3 7,7

0,5 0,7 1,0 1,0 0,8

Cũng cần lưu ý một ưu điểm nữa khi sử dụng phân tập TX là thay vì sử dụng một nhánh TX với công suất cực đại 25W (43dBm), ta có thể sử dụng hai nhánh TX với 25W (43dBm) mỗi nhánh, điều này có nghĩa là được lợi 3dB trong quỹ công suất. Tuy nhiên đây không phải là độ lợi phân tập mà chỉ đơn thuần là ta tăng công suất phát gấp đôi. Đề nhận được độ lợi phân tập anten phát, ta cần sử dụng hai anten phát cho một sóng mang và hai anten này phải không tương quan. Điều này có nghiã là phải đặt hai anten phát phân cực đứng cách nhau một khỏang cách nhất định (phân tập không gian) theo quy tắc phân cách đã xét trong phần 9.5.1. Ngoài ra ta cũng có thể sử dụng hai anten phân cực chéo (phân tập phân cực). Vì thế sử dụng bộ lọc song công (Duplexer) ta có thể sử dụng từng anten của phân tập thu để làm anten phát cho phân tập phát.

9.5.4. Các cấu trúc anten phân tập 9.5.4.1. Các sơ đồ kết hợp tín hiệu thu Trong máy thu phân tập không gian, các tín hiệu thu từ hai anten độc lập được kết hợp với nhau để được một tín hiệu tốt hơn. Tồn tại hai sơ đồ kết hợp tín hiệu thu :  Kết hợp chọn lựa (hình 9.28a)  Kết hợp cực đại (hình 9.28b) Trong sơ đồ kết hợp chọn lựa trên hình 9.28a, chuyển mạch đựơc thực hiện giữa hai tín hiệu thu đến từ hai anten để chọn tín hiệu thu tốt nhất dựa trên tỷ số tín hiệu trên tạp âm của các nhánh thu này. Sơ đồ này cho độ lợi phân tập từ 3 đến 4dB. Trong sơ đồ phân tập thu kết hợp tỷ lệ cực đai trên hình 9.28b, cả hai tín hiệu thu đến từ hai anten được đánh trọng số (khuếch đại) theo tỷ số tín hiệu trên tạp âm tương ứng của từng nhánh sau đó được kết hợp đồng pha như nhau để được tỷ số tín hiệu trên tạp âm lớn nhất. Sơ đồ này cho độ lợi phân tập từ 6 đến 7 dB.

507

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng B) Kết hợp tỷ lệ cực đại (MRC)

a) Kết hợp chọn lựa

Đồng pha tín hiệu

r2

Giải điều chế

r1 r1

N

r2

R: tín hiệu thu N: công suất tạp âm SNR: tỷ số tín hiệu trên tạp âm V: điện áp

SNR V = Đồng pha tín hiệu

r   r SNRV  max  1 , 2  N N 

r1

r12 + r22 N

Giải điều chế

r2 N

Hình 9.28. Các sơ đồ kết hợp 9.5.4.2. Các cấu trúc anten phân tập thu Phân tập cho ô đẳng hướng mặt ngang (ô omni) Phân tập thu đòi hỏi hai anten thu phân cực đứng (Rxa và Rxb) đặt cách nhau 12-15. Đối với ô omni cần ba anten omni trong đó anten phát (Tx) được đặt cao hơn để đạt được mẫu omni lý tưởng và để đảm bảo cách ly >30dB giữa các anten Rx và Tx (hình 9.29). Tx

Rx

Rx 5m 1m 3m 3m

Hình 9.29. Cấu trúc hệ thống anten phân tập thu cho ô omni cho tần số 900 MHz 508

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phân tập cho ô phân đoạn ( ô sector) Về mặt lý thuyết phân tập thu cho ô phân đoạn (ô sector) đòi hỏi ba anten trên một đoạn ô và các anten thu phát có thể đặt trên cùng một bình độ do cách ly giữa chung tốt hơn so với trường hợp omni. Hình 9.30a cho thấy cấu trúc hệ thống anten phân tập thu sector cho một ô phân đoạn bao gồm ba đoạn ô được ký hiệu là 1,2 và 3 với sử dụng anten phân cực đứng. Hình 9.30b cho thấy bố trí các anten phát và thu cho từng đoạn ô. a) Cấu trúc anten phân tập thu cho ba đoạn ô

b) Bố trí anten cho từng đoạn ô

12 – 15 

Tx1

RxA1

12 – 15 

RxB1

RxA2

RxB3

RxAi

Txi

RxBi

i=1,2,3 Tx3

Tx2

RxA3

RxB2

Hình 9.30. Cấu trúc hệ thống anten phân tập thu cho ô phân đoạn với ba đoạn ô. Để giảm bớt số lượng anten cho phân tập thu các biện pháp sau đây được sử dụng:  Sử dụng bộ lọc song công để phân chia tín hiệu phát thu từ một anten (hình 9.31a)  Dùng bộ chia tín hiệu thu để phân phối tín hiệu thu từ một anten đến nhiều máy thu (hình 9.31b)  Sử dụng anten lưỡng cực chéo để một pannel anten chứa đồng thời hai anten (hình 9.31c) Các sơ đồ trên hình 9.31a và 9.31b cho phép giảm số anten từ 9 xuống 6, nhưng không cho phép giảm khoảng cách giữa hai anten phân tập. Sơ đồ hình 9.31c cũng cho phép giảm số anten xuống 6 nhưng đổng thời cho phép giảm khoảng cách giữa hai anten phân tập. Sơ đồ hình 9.31d cho phép giảm số lượng anten từ 9 xuống còn ba anten, vì thế công nghệ Xpol là công nghệ của tương lai. Các anten Xpol có thể được lắp đặt xung quanh cột đỡ anten với khoảng cách tối thiểu (hình 9.24); cách ly giữa các cửa tốt hơn 30dB. 509

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

a) Phân tập không gian bằng anten phân cực đứng với hai duplexer

b) Phân tập không gian bằng anten phân cực đứng với hai duplexer và hai bộ chia đường thu 12 – 15 l

12 – 15 l

Duplexer

Duplexer

Tx1 RxA

Tx2 RxB

Duplexer

Tx1

Bộ chia 3 đường A

RXA1 RxA2 RxA3

c) Phân tập phân cực bằng một pannel anten lưỡng cực chéo ± 45 ~4l

Tx

RxA

RxB

o

d) Phân tập phân cực bằng anten lưỡng cực chéo với bộ duplexer

Duplexer

Tx

Duplexer

Tx2

Bộ chia 3 đường B RxB1 RxB2 RxB3

f) Phân tập phát và thu bằng anten lưỡng cực chéo với hai bộ duplexer

Duplexer

Duplexer

Tx1a RxA

Tx1b RxB

RxB

RxA

Duplexer: Bộ lọc song công

Hình 9.31. Các cấu trúc hệ thống anten phân tập không gian và phân cực cho phép giảm số lượng anten 9.6. BỘ KHUẾCH ĐẠI LẮP TRÊN THÁP (TMA) Đôi khi trong các hệ thống tổ ong các bộ tiền khuếch đại tạp âm thấp đựơc lắp đặt gần anten. Các bộ khuếch đại này được gọi là các bộ khuếch đại lắp trên tháp (TMA: Tower Mounted Amplifier, hay MHA: Mast Head Amplifier).TMA có thể được nút B sử dụng để cải thiện hệ số tạp âm khi phải sử dụng độ dài của cáp phiđơ lớn. Việc giảm hệ số tạp âm hệ thống máy thu dẫn đến cải thiện quỹ công suất đường lên. Có thể diễn giải điều này như là sự bù trừ các tổn hao phi đơ giữa anten và đầu vào trạm gốc. Sơ đồ cấu hình sử dụng TMA đựơc cho trên hình 9.32.

510

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Anten

Duplexer TMA TX RX Duplexer

Duplexer: bộ lọc song công

Phi đơ TX/RX

Nút B

Hình 9.32. Sơ đồ ứng dụng TMA Đối với hoạt động phân tập anten RX/TX, cần nhân đôi cấu hình trên (hai TMA, mỗi TMA cho một anten). Trong mỗi TMA có hai bộ lọc song công để phân chia và tái hợp các tuyến RX và TX. Các bộ lọc này cũng đảm bảo lọc nhiễu ngoài băng và cách ly hai tuyến. Chỉ các tín hiệu RX là được khuếch đại nhờ vậy nâng cao chất lượng nhánh đường lên. Trái lại TMA gây ra suy hao 1dB cho tuyến TX. Trong trường hợp sử dụng TMA trong hệ thống, ta cần xem xét thiết kế hệ thống anten. Đối với đường xuống cần lưu ý bổ sung suy hao 1dB. Đối với đường lên không thể chỉ xét khuếch đại TMA bổ sung cho quỹ đường truyền, vì TMA giảm tổng hệ số tạp âm của chuỗi thu. Chuỗi thu khi này bao gổm TMA, cáp nối và connectơ, các bộ lọc song công và BS. Tính toán hệ số tạp âm tổng quy đổi vào đầu vào TMA (cửa vào anten) có thể thực hiện theo công thức Friess sau đây: NFtol  NFTMA 

NFcable  1 Lcable (NFDX  1) Lcable LDX (NFBS  1)   GTMA GTMA GTMA

(9.9)

Trong đó NFtol, NFcable, NFDX và NFBS là hệ số tạp âm tổng, cáp nối, bộ lọc song công và BS. GMHZ, Lcable, LDX là hệ số khuếch đại TMA, tổn hao cáp và tổn hao bộ lọc song công. Nếu không sử dụng TMA công thức Friess trở thành:

511

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng NFtol  NFcable  Lcable (NFDX  1)  Lcable LDX (NFBS  1)

(9.10)

Nếu không có bộ lọc song công NFDX và LDX đặt bằng 1. Thí dụ (không xét bộ lọc song công) Phần tử TMA Cáp 25m Nút B (gồm cả ANXU)

Hệ số tạp âm (NF), dB 2dB 2dB 4dB

Khuếch đại, dB 12dB -2dB (tổn hao 2dB)

Áp dụng công thức Friess ta được: Hệ số tạp âm TMA +cáp+nútB Hệ số tạp âm cáp + nút B 2,5dB 6dB 9.7. LẮP ĐẶT GSM BTS VÀ UMTS/FDD BTS CÙNG SITE Các nhà khai thác hiện đang vận hành hệ thống GSM có thể tái sử dụng các site hiện có cho UMTS/FDD. Thậm chí các nhà khai thác mới cũng có thể phải đối mặt với các site đã được trang bị BS của các nhà khai thác. Tuy nhiên việc sử dụng cùng một site cho cả hai hệ thống không phải không có vấn đề xét từ góc độ vô tuyến. Khía cạnh thách thức lớn nhất đối với thiết kế anten UMTS là tìm ra một giải pháp để có thể lắp đặt các nút B UMTS cùng trạm với các BS của GSM900 và GSM1800 hiện có. 9.7.1. Yêu cầu vô tuyến 9.7.1.1. Các dạng nhiễu Đặt cùng trạm các hệ thống có thể gây nhiễu dẫn đến giảm hiệu năng. Để giảm thiểu sự giảm hiệu năng đến mức cho phép được quy định, cần đáp ứng các yêu cầu cách ly giữa các hệ thống. Các dạng nhiễu quan trọng nhất là:  Tạp âm máy phát hay phát xạ nhiễu giả Tạp âm nền máy phát hay phát xạ nhiễu máy phát của hệ thống “A” trong băng tần thu của hệ thống “B” gây nhiễu cho máy thu hệ thống “B” và ngược lại. Có thể tránh điều này bằng cách tăng suy hao băng chặn của mạng anten hệ thống “A” trong tuyến phát đối với băng thu của máy thu hệ thống “B” hay bằng cách cách ly hai hệ thống theo không gian hoặc bằng bộ lọc song công.  Nhiễu chặn máy thu

512

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Các tín hiệu phát của hệ thống “A” gây nhiễu chặn máy thu hệ thống “B” và ngược lại. Mặc dù các tín hiệu phát cuả hệ thống “A” được máy thu hệ thống “B” thu ngoài băng (không trong băng tần hệ thống “B”), nhưng chúng có thể làm tê liệt máy thu B nếu quá mạnh. Có thể tránh được vấn đề này bằng cách tăng suy hao băng chặn (ngoài băng) của mạng anten hệ thống “B” trong tuyến thu các tần số phát của hệ thống “A” hay bằng cách tăng cách ly giữa hai hệ thống (không gian hoặc bộ lọc song công).  Các sản phẩm điều chế giao thoa Các sản phẩm điều chế giao thoa gây nhiễu cho các máy thu của một hoặc cả hai hệ thống. Các sản phẩm này đựơc tạo ra đáng kể trong các thiết bị phi tuyến (đặc biệt là các bộ trộn và các bộ khuếch đại), nếu hai hay nhiều tín hiệu mạnh được đưa vào. Trong trường hợp của chúng ta các tín hiệu mạnh có thể là các sóng mang khác nhau đựơc phát hoặc từ hệ thống “A” hoặc từ hệ thống “B” hoặc từ cả hai hệ thống. Để xét, trong tài liệu này ta coi rằng hiệu năng tránh nhiễu điều chế giao thoa của thiết bị thu phát (TRE: Transceiver Equipment) đã được quy định. Ta cũng không xét các cơ chế nhiễu bên trong một hệ thống, bởi vì chúng xảy ra ngay cả khi không đặt cùng trạm. 9.7.1.2. Các yêu cầu cách ly Đối với các hệ thống đặt cùng trạm, cách ly anten tương ứng với cách ly bộ lọc song công ít nhất là 30dB đối với tất cả các kiểu cách ly được đảm bảo bởi các anten băng đơn, các anten lưỡng băng hay các bộ lọc song công. Theo các kết qủa đo, thậm chi các anten đặt cạnh nhau cũng đảm bảo giá trị này. Vì thế ta chỉ đánh giá các cách ly lớn hơn 30 dB trong các giải pháp dưới đây. Trong các bảng cách ly dưới đây vì thế giá trị 30dB được chỉ ra ngay cả khi giá trị cách ly thấp hơn cũng đã đủ. Tất cả các giá trị cách ly đều tham chuẩn đến cách ly giữa hai connectơ anten (hình 9.33). Để tính toán cách ly yêu cầu, các trường hợp khác nhau đựơc khảo sát theo hiệu năng thiết bị của Alcatel và hiệu năng GSM theo khuyến nghị GSM 05.05 và 3G TS 25.104.

513

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hệ thống anten

Các connectơ anten

ANC

ANC

TRE

GSM BTS

TRE

UMTS node B

ANC: Antenna Network Combiner: bộ kết hợp mạng anten TRE: Transceiver Equipment: thiết bị thu phát

Hình 9.33. Điểm tham khảo cách ly

9.7.2. Các yêu cầu cách ly do các phát xạ nhiễu giả 9.7.2.1. Lắt đặt các trạm GSM 1800 và UMTS cùng vị trí Phát xạ nhiễu giả hay tạp âm nền máy phát là nguy hiểm nhất khi đặt các hệ thống GSM1800 và UMTS cùng site. Yếu tố giới hạn đối với các yêu cầu độ cách ly xuất phát từ tạp âm nền của máy phát GSM 1800 hay các phát xạ nhiễu giả của GSM 1800 BTS trong băng tần thu của UMTS. Các lý do này xuất phát từ lịch sử: tại thởi điểm đưa ra tiêu chuẩn GSM, chưa ai nghĩ đến hoạt động của hệ thống UMTS trong băng tần lân cận. Vì thế các yêu cầu lọc của GSM 1800 BTS là không thích hợp. Theo khuyến nghị GSM 05.05 của ETSI thì các phát xạ nhiễu giả trong băng thông 3MHz trong băng tần UMTS phải thấp hơn -30dBm tại connectơ anten. Sau khi chuyển đổi yêu cầu này vào băng 3,84 MHz là độ rộng băng tần hiệu dụng của sóng mang UMTS, nhiễu cực đại có thể đạt đến: -30dBm +10lg(3,84/3)= -29dBm. Giá trị này cao hơn nhiều so với mức mà nút B của UMTS có thể chấp thuận.

514

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Để hiểu cách tính toán cách ly yêu cầu, dưới đây ta xét thí dụ tính toán các trường hợp khác nhau dựa trên hiệu năng thiết bị EVOLIUM GSM 1800 BTS của Alcatel và hiệu năng theo khuyến nghị GSM 05.05. Để xác định các yêu cầu cách ly, ta giả thiết là mức độ giảm cấp chấp thuận của độ nhạy nút B gây ra do các phát xạ nhiễu giả là 0,4dB. Để xác định công suất tap âm máy phát gây ra giảm cấp này ta có thể viết lại phương trình (4.12) trong chương 4 như sau: NTx noise[dB] = NBB intrinsic[dB]+  [dB] (9.12) DTxnoise/10 Với  [dB] =10lg(10 -1) DTx noise =0,4 dB ; nên  [dB] =10lg(100,04-1)=-10dB Vì thế NTx noise[dB] = NBB intrinsic[dB]- 10 [dB] Bảng 9.8 cho thấy tính toán độ phân cách các phát xạ tạp âm/nhiễu giả GSM1800 trong dải tần thu UMTS. Bảng 9.8. Tính toán cách ly đối với phát xạ tạp âm/nhiễu của GSM 1800 trong băng tần thu UMTS Thông số và kết Kiểu thiết bị quả tính toán Đặc tả ETSI (GSM EVOLIUM GSM 1800 của Alcatel 05.05) TX: các phát xạ nhiễu giả -27dBm Phát xạ nhiễu -29 dBm ANC: suy hao trong băng UMTS: giả (tại connectơ 40dB của anten) -27 dBm- 40 dB= -67 dBm Mức nhiễu giả Tạp âm tại máy thu UMTS khi không có ảnh hưởng GSM1800: giới hạn Tạp âm nhiệt (-108 dBm) cộng tạp âm máy thu (4 dB) bằng 104 dBm Cho phép giảm độ nhạy là Dleak= 0,4 . Từ phương trình 9.12 tính được  [dB] =-10dB (mức tạp âm do nhiễu giả 10 dB thấp hơn sàn tạp âm) Rò công suất cho phép: NTx noise[dB] = - 104 dBm – 10 dB = -114 dBm Độ cách ly yêu -29dBm-độ cách ly= -67dBm-độ cách ly = -114dBm -114 dBm cầu Độ cách ly = 47dB Độ cách ly = 85 dB Hình 9.34 cho thấy các điều kiện đối với tạp âm/phát xạ nhiễu GSM1800 váo băng tần thu của UMTS.

515

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hệ thống anten

Các phát xạ nhiễu giả ETSI: <-29dBm Alcatel: <-67dBm

Các connectơ anten

Mức nhiễu giới hạn < -114 dBm

ANC

ANC

Suy hao băng UMTS: 40dB

Mức TRE

Mức phát thu

Phát xạ nhiễu giả TX: <-27dBm

EVOLIUM GSM BTS

UMTS node B

ANC: Antenna Network Combiner: bộ kết hợp mạng anten TRE: Transceiver Equipment: thiết bị thu phát

Hình 9.34. Các điều kiện đối với tạp âm/phát xạ nhiễu giả GSM1800 vào băng tần thu của UMTS. Tính toán cho thấy rằng tiêu chuẩn 30dB không đủ để đặt các hệ thống GSM 1800 và UMTS cùng trạm. Vì thế cần có thêm các biện pháp khác như được trình bày dưới đây. Các phát xạ nhiễu giả của nút B UMTS trong băng tần GSM 1800 không nguy hiểm. Vì thế cách ly 30 dB từ anten connectơ UMTS đến connectơ anten GSM 1800 là đủ. Các yêu cầu cách ly cuối cùng được cho trong bảng 9.9. Bảng 9.9. Các yêu cầu cách ly do phát xạ nhiễu giả đối với GSM1800-UMTS Yêu cầu cách GSM 1800 GSM 1800 UMTS (TS ly từ …. đến (05.05) (Alcatel) 25.104)  GSM 1800 85 dB (05.05)  GSM 1800 47 dB (Alcatel)  UMTS (TS 30 dB 30 dB

đặt cùng trạm UMTS (Alcatel) 85 dB 47 dB

516

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

25.104)  UMTS (Alcatel) 

30 dB

30 dB

Hai cột ngoài cùng bên phải bảng 9.9 thể hiện các yêu cầu cách ly giới hạn đối với UMTS. 9.7.2.2. Lắp đặt các trạm GSM 900 và UMTS cùng vị trí Đối với việc kết hợp GSM900-UMTS, 30dB cách ly là đủ cho các yêu cầu phát xạ tạp âm/ nhiễu. Các yêu cầu cách ly cuối cùng được cho trong bảng 9.9. Bảng 9.10. Các yêu cầu cách ly do phát xạ nhiễu đối với đặt cùng trạm GSM900-UMTS Yêu cầu cách GSM 900 GSM 900 UMTS (TS UMTS ly từ …. đến (05.05) (Alcatel) 25.104) (Alcatel)  GSM 900 30 dB(1) 30 dB(1) (05.05)  GSM 900 30 dB 30 dB (Alcatel)  UMTS (TS 30 dB 30 dB 25.104)  UMTS 30 dB 30 dB (Alcatel)  (1) ANC của EVLIUM GSM900 BTS cung cấp suy hao 65dB trong băng tần 2GHz đủ để cách ly các trạm UMTS đặt cùng chỗ. Có thể coi rằng thiết bị ETSI tiêu chuẩn cùng với mạng anten tích hợp đáp ứng yêu cầu cách ly, tuy nhiên cần kiểm tra. 9.7.3. Nhiễu chặn 9.7.3.1. Yêu cầu nhiễu chặn Đối với cơ chế nhiễu này, đặc trưng nhiễu chặn ngoài băng của máy thu được đo tại connectơ của BTS/nút B là rất quan trọng (hình 9.35).

517

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Anten

Anten Công suất TX

Cách ly

Chặn RX

Công suất TX

BTS hay nút B

BTS hay nút B

Hình 9.35. Nhiễu chặn máy thu Yêu cầu cách ly tối thiểu đối với nhiễu chặn được cho trong bảng 9.11. Bảng 9.11. Yêu cầu cách ly tối thiểu đối với nhiễu chặn GSM900 (RX) GSM1800 (RX) Quy GSM Alcatel GSM Alcatel định 05.05 05.05 theo GSM900 GSM 46 dB 30 dB 05.05 (TX)  Alcatel 46 dB 30 dB GSM1800 GSM 39 dB 30 dB 05.05 (TX)  Alcatel 39 dB 30 dB UMTS 3G TS 35 dB 30 dB 43 dB 30 dB 25.104 (TX)  Alcatel 35 dB 30 dB 43 dB 30 dB

UMTS (RX) 3G TS Alcatel 25.104 61 dB

30 dB

61 dB 62 dB

30 dB 30 dB

62 dB

30 dB

Lưu ý: các giá trị trong bảng được xác định với giả thiết là hệ thống anten/bộ lọc song công cung cấp suy hao tối thiểu 30 dB. Trong thực tế sử dụng thiết bị EVOLIUM của Alcatel yêu cầu một số kết hợp nên yêu cầu cách ly thậm chí còn thấp hơn ở đây.

Cải thiện đáng kể của thiết bị Alcatel EVOLIUM nhận được từ các bộ lọc được tích hợp vào mạng anten. Các thí dụ quỹ đường truyền trong các phần dưới đây cho ta cái nhìn tổng quan về quan hệ giữa cách ly anten và mức nhiễu chặn. 518

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Các bảng 9.12, 9.13, 9.14 và 9.15 dưới đây sẽ trình bày quỹ đường truyền cho các trường hợp nhiễu chặn khác nhau.

9.7.3.2. Nhiễu chặn máy thu giữa GSM1800 và UMTS Bảng 9.12. Quỹ đường truyền đánh giá nhiễu chặn của GMS1800 đối với máy thu của UMTS Quỹ đường truyền Công suất phát TX của 46,7 dBm GSM1800 (công suất cao) Giả thiết cách ly anten 30 dB Giả thiết suy hao phiđơ 0 dB và connectơ Công suất thu UMTS 16,7 dBm (tại 1800 MHz) Quy định ETSI Alcatel 15 dBm 20 dBm Giới hạn chặn UMTS Đảm bảo giới hạn chặn Không Có 9.7.3.3. Nhiễu chặn máy thu giữa GSM900 và UMTS Bảng 9.13. Quỹ đường truyền đánh giá nhiễu chặn của GSM900 đối với máy thu của UMTS Quỹ đường truyền Công suất phát TX của 46,0 dBm GSM900 Giả thiết cách ly anten 30 dB Giả thiết suy hao phiđơ 0 dB và connectơ Công suất thu UMTS 16,0 dBm (tại 900 MHz) Quy định ETSI Alcatel 15 dBm 25 dBm Giới hạn chặn UMTS Đảm bảo giới hạn chặn không Có

519

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.7.3.4. Nhiễu chặn máy thu giữa UMTS và GSM1800 Bảng 9.14. Quỹ đường truyền đánh giá nhiễu chặn của UMTS đối với máy thu của GSM1800 Quỹ đường truyền Công suất phát TX của 43,0 dBm UMTS nút B Giả thiết cách ly anten 30 dB Giả thiết suy hao phiđơ 0 dB và connectơ Công suất thu 13,0 dBm GSM1800 (tại 2000 MHz) Quy định ETSI Alcatel 25 dBm Giới hạn chặn GSM 0 dBm 1800 Đảm bảo giới hạn chặn Không Có 9.7.3.5. Nhiễu chặn máy thu giữa UMTS và GSM900 Bảng 9.15. Quỹ đường truyền đánh giá nhiễu chặn của UMTS đối với máy thu của GSM900 Quỹ đường truyền Công suất phát TX của 43,0 dBm UMTS Giả thiết cách ly anten 30 dB Giả thiết suy hao phiđơ 0 dB và connectơ Công suất thu GSM900 13,0 dBm (tại 2000 MHz) Quy định ETSI Alcatel 35 dBm Giới hạn chặn GSM900 8 dBm Đảm bảo giới hạn chặn không Có 9.7.3.6. Kết luận nhiễu chặn máy thu Nhiễu chặn máy thu không phải là trở ngại đối với các thiết bị Alcatel đồng trạm khi giả thiết rằng cách ly anten là 30 dB (hay thậm chí thấp hơn). Việc đặt cùng trạm với thiết bị nhà cung cấp khác cần đựơc kiểm tra cụ thể.

520

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.7.4. Điều chế giao thoa 9.7.4.1. Nguyên lý Điều chế giao thoa còn được gọi là méo phi tuyến, được tạo ra trong các thiết bị méo phi tuyến. Đặc tính truyền đạt của các thiết bị này (đặc tính V-I của điốt bán dẫn hay sự phụ thuộc công suất ra vào công suất vào của một bộ khuếch đại) là phi tuyến. Tại các mức công suất cao, ngay cả các connectơ cũng thể hiện tính phi tuyến. Hình 9.36 cho thấy thí dụ đường cong truyền đạt của bộ khuếch đại. Tại mức đầu vào thấp, tín hiệu đầu ra hầu như phụ thuộc tuyến tính vào tín hiệu đầu vào. Khi mức đầu vào tăng, mức đầu ra sẽ thấp hơn kỳ vọng và dần dần bị hạn chế đến công suất đầu ra bão hòa của bộ khuếch đại do hạn chế của công suất nguồn. 50

Công suất ra, dBm

45

40

35

30

25 -20

-15

-10

-5 0 Công suất vào, dBm

5

10

15

Hình 9.36. Đặc tính truyền đạt phi tuyến của một bộ khuếch đại. Ta có thể biểu diễn gần đúng đường cong trên bằng chuỗi hàm mũ sau đây: Vout(t) = C1.Vin(t) + C2 .Vin(t)2 + C3 .Vin(t)3 + C4 .Vin(t)4 + …. (9.13) Tín hiệu đầu ra sẽ không có cùng dạng như tín hiệu đầu vào. Phổ tần số của nó sẽ có nhiều thành phần hơn tín hiệu đầu vào. Các thành phần tần số mới này hoặc là các hài của các tần số đầu vào hoặc là kết hợp của các thành phần này (trộn). Các tần số mới này đựơc gọi là các sản phẩm điều chế giao thoa. Nếu tín hiệu đầu vào được tạo ra từ hai tín hiệu hàm sin với các tần số f1 và f2, thì tín hiệu đầu ra sẽ có các thành phần tần số sau đây : 521

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

fIM = m.f1+n.f2 với m, n = 0, 1, 2, 3, ...

(9.14)

Tổng của n và m (không dấu) được gọi là bậc của sản phẩm điều chế giao thoa, chẳng hạn fIM = 2.f1 + 1.f2 được gọi là sản phẩm điều chế giao thoa bậc ba (IM3). Các sản phẩm điều chế giao thoa bậc ba xuất hiện từ các thành phần chuỗi có số mũ bậc ba và các số mũ lẻ cao hơn (hình 9.37).

3f2

2f2+f1

2f1+f2

3f1

2f2

f1+f2

2f1

2f2-f1

f2

f1

2f1-f2

f2-f1

S(f)

f

Hình 9.37. Phổ đầu ra hai tần số cùng với các sản phẩm điều chế giao thoa đến bậc ba Mức của thành phần điều chế giao thoa phụ thuộc vào các hệ số của chuỗi mũ tạo nên thành phần này và mức công suất đầu vào thiết bị phi tuyến. Thông thường các sản phẩm điều chế giao thoa bậc cao có mức thấp hơn các sản phẩm điều chế giao thoa bậc thấp. Do các thành phần bậc cao của chuỗi mũ mà từ đó tạo ra các sản phẩm điều chế giao thoa, các mức của các sản phẩm điều chế giao thoa sẽ tăng nhanh hơn so với tăng tuyến tính với mức tín hiệu đầu vào, chằng hạn các thành phần bậc ba sẽ tăng 3dB nếu tín hiệu vào tăng 1dB. Đây là lý do tại sao các sản phẩm điều chế giao thoa không là trở ngại tại các mức công suất vào thấp đối với một thiết bị cho trước, tuy nhiên tại các mức vào cao nó sẽ trở thành vấn đề. Tỷ số tín hiệu mong muốn trên sản phẩm điều chế giao thoa giảm cùng với việc tăng mức tín hiệu vào. Các kịch bản điển hình khi đặt các BS cùng vị trí được thể hiện trên hình 9.38.

522

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Anten lưỡng băng

Các anten Cách ly không gian

Bộ lọc song công Phiđơ

Phi đơ

Bộ lọc song công Lọc song công TX/RX

TX/RX

ANC TRE

ANC TRE

GSM BTS

TRE

TX/RX

TX/RX

ANC

ANC TRE

UMTS nút B

TRE

TRE

GSM BTS

TRE

TRE

UMTS nút B

Hình 9.38. Phân cách không gian (phía trái) và phân cách lọc song công (phía phải) khi các trạm đặt cùng vị trí Cả cách ly không gian và cách ly lọc song công đều được sử dụng để thực hiện các yêu cầu cách ly tại các connectơ BTS và nút B. Trong mọi trường hợp các anten được sử dụng vừa cho phát và vừa cho thu, chức năng lọc song công TX/RX được tích hợp trong modul ANC (bộ kết hợp mạng anten). Giả thiết rằng mỗi hệ thống tự mình thực hiện hiệu năng điều chế giao thoa để không làm giảm cấp máy thu của mình. Vì thế ta sẽ chỉ xét ảnh hưởng điều chế giao thoa do tương tác giữa hai hệ thống. Điểm tham chuẩn các sản phâm điều chế giao thoa bên trong một hệ thống là connectơ anten. Chừng nào mức tín hiệu gây nhiễu còn khá thấp hơn nền tạp âm hệ thống thì hầu như không xẩy ra giảm cấp máy thu. Áp dụng phương trình (9.12) với thay giảm cấp do dò tạp âm Tx (DTx noise) thành giảm cấp do điều chế giao thoa , ta được các ảnh hưởng của giảm cấp do điều chế giao thoa cho các trường hợp thường gập sau đây:  Giảm cấp 0,1 dB ; nếu mức điều chế giao thoa 16dB thấp hơn sàn tạp âm  Giảm cấp 0,2 dB ; nếu mức điều chế giao thoa 13dB thấp hơn sàn tạp âm  Giảm cấp 0,4 dB ; nếu mức điều chế giao thoa 10dB thấp hơn sàn tạp âm  Giảm cấp 1,0 dB ; nếu mức điều chế giao thoa 6dB thấp hơn sàn tạp âm

523

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Sàn tạp âm hệ thống được xác định như sau (xem 8.7.3): NBB intrinsic [dBm] = -174 dBm + NF [dB] + 10lg (băng thông máy thu [Hz])

(9.15)

Trong đó NF là hệ số tạp âm hệ thống, băng thông máy thu bằng: 2.105 Hz đối với GSM và 3,84.106 Hz đối với UMTS. Máy thu điển hình với NF=4 dB có sàn tạp âm như sau: -117dBm đối với hệ thống GSM -104,2 dBm đối với hệ thống UMTS Như vậy giảm cấp do nhiễu giao thoa bằng 0,4 dB gây ra do công suất điều chế giao thoa bằng -104,2dBm - 10 dB = -114,2dBm Các vấn đề điều chế giao thoa có thể xảy ra do đặt cùng site nếu các sóng mang phát của hệ thống A tạo ra các sản phẩm điều chế giao thoa trong kênh thu của hệ thống B hay ngược lại. Ngoài ra việc kết hợp các tần số phát của cả hai hệ thống có thể rơi vào kênh thu của hệ thống A hoặc hệ thống B. 9.7.4.2. Các sản phẩm điều chế giao thoa bậc thấp nhất có thể rơi vào kênh thu đựơc sử dụng. Trong phần này ta chỉ xét đến trường hợp các hệ thống khác nhau đựơc đặt cùng một site. Bảng 9.16 dưới đây sẽ liệt kê các sản phẩm điều chế giao thao bậc thấp nhất có thể rơi vào một kênh thu đựơc sử dụng. Các vấn đề sau đựơc xét: điều chế giao thoa giữa các tần số phát của chính hệ thống với các tần số phát của hệ thống được đặt cùng site và điều chế giao thoa giữa các tần số phát hệ thống được đặt cùng site. Về các băng tần GSM1800, GSM800 và UMTS băng I xem hình 8.10 phần 8.4 chương 8. Bảng 9.16. Các sản phẩm điều chế giao thoa Đặt cùng site Các sản phẩm điều chế giao thoa GSM 1800  Bậc 3: GSM 1800 TX trong băng UMTS RX (nghĩa là: 2x1879,8MHz-1x1820MHz=1939,6MHz) UMTS Bậc 10: GSM 1800 và UMTS TX trong băng GSM 1800 RX (nghĩa là 5x2153 MHz-5x1810 MHz = 1715 MHz) Bậc 12: GSM 1800 và UMTS TX trong băng UMTS RX (nghĩa là 6x2167,4 MHz- 5x1837,8 MHz = 1977.6 MHz) GSM 900 UMTS

 Bậc 4: GSM 900 TX vào UMTS Rx (Nghĩa là 3x959,8MHz-1x935,2MHz = 1944,2 MHz) Bậc 9: GSM 900 TX và UMTS TX vào băng GSM 900 524

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

(nghĩa là 3x2167,6MHz- 6x935,4MHz = 890,4 MHz) Bậc 12: GSM 900 và UMTS TX trong băng UMTS RX (nghĩa là 9x930 MHz- 3x2140 MHz = 1950 MHz) Ảnh hưởng của các sản phẩm bậc 6 và cao hơn có thể bỏ qua. 9.7.4.3. Kết luận về điều chế giao thoa Nhiễu điều chế giao thoa đặc biệt quan trọng đối với các hệ thống GSM và UMTS đặt cùng site. Đặc biệt các sản phẩm điều chế giao thoa bậc 3 (IM3) của các máy phát GSM 1800 có thể gây nhiễu trong băng tần thu UMTS. Điều này có nghĩa là các sản phẩm IM3 có thể gây nhiễu trong băng thu UMTS đến tần số 1955 MHz. Đây là trường hợp xấu nhất đối với việc đặt GSM 1800 và UMTS cùng site trong đó tần số thấp nhất (f1=1805 MHz) và cao nhất (f2=1880 MHz) của GSM 1800 được sử dụng (fIM=-1xf1+2xf2= 1955 MHz ) tại cùng một site. Vì thế khuyến cáo các nhà khai thác GSM 1800 chọn các tần số UMTS cao hơn fIM, nơi mà trong mọi trường hợp đều không xuất hiện các sản phẩm IM3 của chính các tần số GSM 1800. Xác suất mà sản phẩm điều chế bậc ba rơi vào băng thu UMTS (thấp hơn 1955 MHz) là rất thấp. Điều này được thể hiện trong phương trình dưới đây: fIM = -1xf1 +2f2 <1920 MHz

(9.16)

trong đó f1 và f2 là tần số GSM 1800 thấp nhất và cao nhất đựơc sử dụng trên cùng một site. Đặt -1xf1+f2 = f, ta được: fIM = f +f2 < 1920 MHz Vì tần số f2max = 1880 MHz, nên f< 40 MHz

(9.17)

(9.18)

Nếu băng tần GSM 1800 được sử dụng trong cùng một site nhỏ hơn hơn 40 MHz (tương ứng với các sóng mang cách nhau 200 KHz) thì sẽ không có sản phẩm IM3 nào rơi vào băng tần thu UMTS. Như vậy trong hầu hết các trường hợp nhiễu điều chế giao thoa đều không liên quan, vì khoảng cách giữa tần số cao nhất và thấp nhất bằng 40 MHz rất ít khi được sử dụng trên cùng một site. Trong trường hợp các sản phẩm điều chế giao thoa rơi vào một băng thu được sử dụng, cần đảm bảo suy hao cách ly cần thiết. Thí dụ dưới đây đưa ra giải pháp cần thực hiện.

525

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Thí dụ GSM 1800 TX f2 = 1879,8 MHz và f1 = 1820 MHz, PTX=46 dBm tại connectơ anten UMTS RX f=1939,6 MHz Sản phẩm điều chế giao thoa bậc ba của các máy phát GSM 1800 rơi vào băng thu UMTS sẽ là: 2x1879,8 MHz – 1x 1820 MHz = 1936,6 MHz. Giả sử sàn tạp âm của máy thu UMTS là -104dBm, cho phép giảm cấp máy thu UMTS là 0,4dB thì theo phương trình (9.12) mức điều chế giao thoa chấp nhận được tại connectơ anten là -114 dBm trong băng thông 3,84 MHz như đã xét ở trên. Trường hợp 1 Điều chế giao thoa trong các máy phát GSM 1800 Theo khuyến nghị GSM 05.05 suy hao điều chế giao thoa trong băng phải là 70dBc trong băng thông 300 KHz. Đối với công suất máy phát 46 dBm điều này có nghĩa là công suất điều chế giao thoa sẽ là: 46dBm-70dBc=-24dBm. Bộ lọc TX trong module ANC của Alcatel EVOLIUM GSM 1800 BTS sẽ nén ít nhất thêm 40 dB trong băng tần thu UMTS. Như vậy tại connectơ anten mức điều chế giao thoa sẽ còn -64dBm. Để đạt đựơc mức điều chế giao thoa yêu cầu -114dBm cần thêm suy hao 50 dB thông qua bộ lọc song công hoặc cách ly không gian. Cần dự phòng thêm 5 đến 10 dB suy hao, vì tổng công suất điều chế giao thoa được phân bố trên băng thông 600 MHz (bổ sung 3dB) và nhiều sản phẩm điều chế giao thoa hơn sẽ rơi vào băng thu UMTS. Vì thế cách ly cần thiết sẽ là 55dB đến 60dB. Trường hợp 2 Điều chế giao thoa tại máy thu UMTS Theo đặc tả kỹ thuật 3GPP TS 25.104, mức tín hiệu gây nhiễu trong băng đối với máy thu UMTS phải là -48dBm. Tại mức gây nhiễu này ta có thể thu đựơc tín hiệu mong muốn với công suất -115dBm. Ta đưa thêm một dự trữ mức nhiễu là 5dB để không gây giảm cấp tín hiệu thu tại mức -124dBm (đây là mức độ nhạy tham chuẩn của Alcatel). Mức nhiễu cho phép khi không có bộ lọc thu UMTS sẽ là: -48dBm-5dB=-53dBm Bộ lọc thu của Alcatel có thể nén các tín hiệu phát của GSM1800 đến 90dB. Với bộ lọc này mức tín hiệu nhiễu tại connectơ anten UMTS sẽ là 37dBm. Vì thế cách ly 9dB là đủ (công suất phát = 46dBm). Trường hợp này thấp hơn trường hợp 1. Trường hợp 3 Điều chế giao thoa tại bộ lọc song công Trong trường hợp sử dụng bộ lọc song công, các máy phát GSM có mức công suất khoảng 46dBm tại connetơ anten của bộ lọc song công. Mức công suất 526

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

điều chế giao thoa cho phép là -114dBm. Suy hao phải là 160dB. Giá trị này rất khó khăn đối với bộ lọc song công và vì thế cần tránh kịch bản này bằng cách quy hoạch tần số cẩn thận. 9.7.4.4. Tổng kết các yêu cầu cách ly Để tránh giảm hiệu năng cho các hệ thống di động dặt cùng site. Có thể đưa ra các yêu cầu cách ly sau đây cho ba cơ chế nhiễu (bảng 9.17). Bảng 9.17. Các yêu cầu cách ly

GSM 900 (TX) 

GSM 900 (RX) Đặc tả GSM Alcatel kỹ 05.05 thuật theo GSM 05.05

GSM 1800 (RX) GSM Alcatel 05.05

85 dB Nhiễu giả GSM 61 dB nhiễu chặn 85 dB Nhiễu giả GSM 62 dB nhiễu chặn

Alcatel

GSM GSM 1800 05.05 (TX)  Alcatel

UMTS 3G TS 35 dB Nhiễu (TX)  25.104 chặn Alcatel 35 dB Nhiễu chặn

30dB

30dB

UMTS (RX) 3G TS Alcatel 25.104

43 dB Nhiễu chặn 43 dB Nhiễu chặn

85 dB Nhiễu giả GSM 30 dB

85 dB Nhiễu giả GSM 47 dB Nhiễu giả GSM

30 dB

30 dB

* Với giả thiết là cách ly được đảm bảo bởi hệ thống anten/diplexer ít nhất là 30dB. Trong thực tế sử dụng Alcatel Evolium đòi hỏi cách ly ít hơn 30 dB đối với một số kết hợp. * Điều chế gioa thoa (nếu có) cần xét theo từng trường hợp

527

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.8. CÁC GIẢI PHÁP CHO HỆ THỐNG ANTEN TẠI CÁC SITE HAI BĂNG TẦN 9.8.1. GSM1800 với UMTS 9.8.1.1. Cách ly không gian với sử dụng các anten đơn băng Hình 9.39 cho thấy sơ đồ cấu hình cách ly không gian cho các anten đơn băng. Cáp phiđơ cho anten đơn băng GSM 1800 nối đến GSM BTS. Tương tự một cáp phiđơ bổ sung cho anten đơn băng UMTS nối đến nút B của UMTS. Cấn nhấn mạnh rằng cấu hình này phải đựơc nhân đôi cho nhánh anten thứ hai (bắt buộc phải có phân tập thu cho UMTS). Anten GSM

Anten UMTS

Cách ly không gian

Phiđơ

TX/RX

GSM 1800 BTS

Phiđơ

TX/RX

UMTS nút B

Hình 9.39. Sơ đồ cách ly không gian Các anten được phân cách với nhau hoặc theo chiều cao dv hoặc theo chiều ngang dh (hình 9.40). Trong trường hợp sử dụng thiết bị EVOLIUM GSM 1800 của Alcatel, phân cách giữa cửa phát GSM 1800 và của thu UMTS là 47 dB. Nếu xét đến tổn hao cáp phiđơ bằng 2dB thì cách ly không gian tuần túy chỉ còn 43 dB.

528

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong trường hợp chỉ thực hiện các yêu cầu ETSI, cách ly không gian phải đạt 81 dB và sẽ khó hơn nhiều để đạt được yêu cầu này.

GSM 1800

dh

dv UMTS

GSM 1800

UMTS

Hình 9.40. Khoảng cách theo chiều cao và theo chiều ngang của các anten Thí nghiệm trong đó sử dụng hai anten băng đơn phân cực chéo có độ lợi 17dBi và độ rộng búp hương mặt ngang 650 (anten APX206515-2T cho UMTS và APX186515-2T cho GSM1800, nguồn sóng: RFS/Celwave) cho thấy để đạt được cách ly 43dB cần chọn khoảng cách giữa các anten như sau: 1. Theo chiều ngang : dh = 0,8m 2. Theo chiều đứng : dv = 0,7m Trường hợp hai anten đặt xát nhau suy hao tối đa chỉ đạt được là 40dB. Các thí dụ trên cho thấy cách ly không gian >81dB đối với các thiết bị chỉ đảm bảo các yêu cầu ETSI sẽ không thể đạt đựơc cho hầu hết các site vì các anten này phải được đặt cách nhau quá xa. Tuy nhiên nếu ta muốn sử dụng anten đơn băng trong trường hợp này, ta có thể bổ sung thêm bộ lọc ngoài cho GSM 1800 BTS để giảm các yêu cầu cách ly. 9.8.1.2. Anten băng rộng với bộ lọc song công Cũng có thể đạt được độ cách ly giữa hai hệ thống bằng cách sử dụng bộ lọc song công. Bộ lọc song công có thể sử dụng cho anten băng rộng GSM 1800/ UMTS vì các băng này gần nhau.

529

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hình 9.41 cho thấy giải pháp sử dụng bộ lọc song công phía BTS, một cáp phiđơ và một anten băng rộng GSM 1800/UMTS. Tổ hợp này cần nhân đôi cho nhánh anten thứ hai. Anten băng rộng

Phiđơ

Bộ lọc song công Lọc song công

GSM 1800

UMTS nút B

Hình 9.41. Sơ đồ cấu hình với bộ lọc song công và anten băng rộng 9.8.1.2.1. Anten lưỡng băng GSM1800/UMTS với các bộ lọc bổ sung Thực chất một anten lưỡng băng không khác gì hai anten đơn băng đặt trong cùng một pannel. Theo đặc tả kỹ thuật của hầu hết các nhà cung cấp anten, có thể coi rằng cách ly giữa anten UMTS và anten GSM 1800 trong pannel này là 30 dB. Tuy nhiên từ bảng 9.17 ta thấy rằng cách ly này là không đủ, vì thế ta cần giảm yêu cầu cách ly. Điều này có thể thực hiện bằng cách sử dụng các bộ lọc bổ sung. Cấu hình trên hình 9.42 bao gồm một bộ lọc bổ sung đặt ngay sau GSM 1800 BTS, hai cáp phiđơ và một anten lưỡng băng GSM1800/UMTS. Để có nhánh anten thứ hai ta cần nhân đôi cấu hình này.

530

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Anten lưỡng băng

Phiđơ

Phiđơ

Bộ lọc

GSM 1800 BTS

UMTS nút B

Hình 9.42. Sơ đồ cấu hình với một bộ lọc ngoài hai cáp phiđơ và một anten lưỡng băng GSM1800/UMTS Bô lọc phải giảm phát xạ nhiễu giả của anten GSM 1800 BTS vào băng thu UMTS để đạt được yêu cầu cách ly đồng thời giảm giá trị cách ly anten xuống còn 30dB. Cần xét cả các tổn hao cáp 2dB. Giả sử bộ lọc (với tần số trung tâm fc=1900 MHz) cần cho qua toàn bộ các tần số phát và thu của GSM 1800, nhưng phải đảm bảo đủ suy hao trong băng UMTS. Suy hao băng chặn (dải ngoài băng)  yêu cầu sẽ phụ thuộc vào hiệu năng của bộ lọc được tích hợp trong GSM 1800 BTS và vì thế công suất phát nhiễu giả sẽ là Pspur. Công suất thu từ phát xạ nhiễu giả GSM 1800 trong băng thu UMTS tại cửa máy thu UMTS không đựơc vượt quá -114dBm. Giả sử tổn hao cáp Lcable = 2 dB trên một cáp. Theo các yêu cầu ETSI của GSM 05.05, phát xạ nhiễu giả Pspur trong băng thông của sóng mang UMTS thấp hơn -29dBm. Đối với thiết bị GSM1800 EVOLIUM của Alcatel có thể coi là bằng -67dBm (xem bảng 9.18: tính toán cách ly cho các phát xạ nhiễu giả/tạp âm của máy phát GSM). Đối với công suất nhiễu giả thu được, ta có phương trình sau: Prec= Pspur--2.(Lcable)-aair  -114dBm

(9.18)

531

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trong đó: Pspur là nhiễu giả,  là suy hao băng chặn, Lcable là suy hao cáp, aair là suy hao không gian. Từ (9.18) ta có thể rút ra suy hao chặn yêu cầu req như sau : req = Pspur - Precmax -2.(Lcable) – aair

(9.19)

Thí dụ tính toán suy hao yêu cầu req của bộ lọc đựơc cho trong bảng 9.17. Bảng 9.18. Các đặc tính yêu cầu của bộ lọc Các đặc tả kỹ thuật ETSI Thiết bị Alcatel EVOLIUM GSM 1800 Pspur= -29dBm Pspur= -67dBm Precmax = -114dBm Lcable = 4dB aair = 30dB req = 51 dB req = 13 dB Để đảm bảo an toàn, cần dự trữ 5dB bổ sung dẫn đến suy hao yêu cầu đối với trường hợp ETSI bằng 56dB và đối với thiết bị Alcatel là 18dB. Một ảnh hưởng phụ là bộ lọc này sẽ giảm yêu cầu nhiễu chặn gây ra bởi UMTS TX đối với GSM 1800 RX. Cũng cần lưu ý rằng có thể sử dụng bộ lọc này để giảm các yêu cầu cách ly và vì thế giảm khoảng cách cách ly cho giải pháp sử dụng anten đơn băng như đã trình bày trong phần trên. 9.8.1.2.2. Anten lưỡng băng GSM1800/UMTS với hai bộ lọc song công Cẫu hình này gồm một bộ lọc song công phía BTS, một cáp phiđơ, một bộ lọc song công phía anten (tốt nhất là tích hợp trong pannel anten) và một anten lưỡng băng GSM1800/UMTS chưá hai anten trong một pannel (hình 9.43). Đối với nhánh anten thứ hai cấu hình này cần nhân đôi.

532

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Anten lưỡng băng

Bộ lọc song công Phi đơ

Bộ lọc song công

GSM 1800 BTS

UMTS nút B

Hình 9.43. Cấu hình với hai bộ lọc song công và một anten lưỡng băng GSM1800/UMTS. Bộ lọc song công phía BTS phải đảm bảo cách ly 47dB từ cửa phát GSM1800 đến cửa thu UMTS (trong trường hợp thiết bị Alcatel EVOLIUM GSM1800). Đối với bộ lọc song công phía anten, giá trị cách ly chỉ cần 30dB là đủ. Ưu điểm của cấu hình này là có thể chọn nghiêng anten bằng điện khác nhau đối với GSM1800 và UMTS. Nhược điểm là cần phải sử dụng hai bộ lọc song công. 9.8.1.3. Tổng kết các giải pháp GSM1800/UMTS Bảng 9.19 dưới đây tổng kết các ưu nược điểm của các giải pháp GSM1800/UMTS. Bảng 9.19. Tổng kết các giải pháp GSM1800/UMTS Mô tả Ưu điểm Nhược điểm Các anten Không cần thay đổi Ảnh hưởng phản cảm đơn với hệ thống anten thị giác về bổ sung cách ly GSM1800 hiện có anten UMTS rõ rệt không gian, Có thể điều chỉnh độ Đòi hỏi khoảng cách hai phiđơ ngiêng điện và cơ khi anten lớn khác nhau đối với Đòi hỏi hai phiđơ

Nhận xét Đối với thiết bị GSM1800 chỉ thực hiện các yêu cầu ETSI, không thể giải quyết vấn đề nhiễu giả

533

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Anten băng rộng với một bộ lọc song công và một phiđơ Anten lưỡng băng với hai phiđơ và một bộ lọc ngoài

Anten lưỡng băng với một phiđơ và hai bộ lọc song công

anten GSM 1800 và UMTS Chỉ cần một cáp phiđơ Ảnh hưởng thị giác thấp (Có thể thay thế anten GSM1800 hiện có bằng một anten băng rộng) Có thể điều chỉnh độ nghiêng bằng điện khác nhau Không cần bộ lọc song công Ảnh hưởng phản cảm thị giác thấp (có thể thay thế anten GSM1800 hiện có bằng một anten lưỡng băng Chỉ cần một phiđơ Có thể điều chỉnh độ nghiêng bằng điện khác nhau Ảnh hưởng phản cảm thị giác thấp

Điều chỉnh độ ngiêng bằng cơ khí và điện phải giống nhau Cần một bộ lọc song công

Đòi hỏi hai bộ lọc song công (một trong số chúng phải có độ phân cách cao, vì thế đắt tiền) Không thể điều chỉnh độ nghiêng cơ khi khác nhau

9.8.2. GSM900 với UMTS 9.8.2.1. Cách ly không gian với các anten đơn băng Đối với kết hợp GSM900 với UMTS bằng cách lắp đặt các anten đơn băng, không cần xét các điều kiện đặc biệt vì có thể dễ ràng nhận đựơc cách ly 30dB. Đối với các anten đoạn ô được lắp đặt trong cùng một hướng búp chính, trong hầu hết các trường hợp ta đều có thể lắp đặt các anten pannel sát nhau. Để an toàn. Nên sử dụng các giá trị sau: Phân cách chiều cao: dv=0,3m Phân cách chiều ngang: dh=0,5m (chỉ đối với các anten đoạn ô) Nếu sử dụng các anten omni (vô hướng ngang), không nên sử dụng phân cách ngang vì độ lợi anten kém dẫn đến tăng quá lớn phân cách yêu cầu.

534

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.8.2.2. Các anten lưỡng băng GSM900/UMTS Anten lưỡng băng GSM900/UMTS đảm bảo tối thiểu 30 dB cách ly (theo các đặc tả kỹ thuật của các nhà cung cấp). Vì thế ta có thể chọn giải pháp hai cáp phiđơ mà không cần các bộ lọc song công hoặc một cácp phiđơ chung với hai bộ lọc song công. Bảng 9.20 dưới đây tổng kết các giải pháp GSM900/UMTS Bảng 9.20. Tổng kết các giải pháp GSM900/UMTS. Mô tả Ưu điểm Các anten đơn băng với Không cần thay đổi hệ cách ly không gian, hai thống anten GSM900 phiđơ hiện có Có thể điều chỉnh độ nghiêng cơ khi và điện khác nhau cho các anten GSM900 và UMTS Anten lưỡng băng với hai Có thể điều chịnh độ phiđơ nghiêng điện khác nhau Không cần bộ lọc song công Phản cảm thị giác thấp Anten lưỡng băng với Chỉ cần một cáp phiđơ một phiđơ và hai bộ lọc Có thể điều chỉnh độ song công nghiêng điện khác nhau Ít phản cảm thị giác

Nhược điểm Gây phản cảm thị giác cao do anten UMTS bổ sung Cần hai cáp phiđơ

Đòi hỏi hai cáp phiđơ Không thể điều chỉnh độ nghiêng cơ khí khác nhau

Cần hai bộ lọc song công Không thể điều chỉnh độ nghiêng cơ khí khác nhau

9.8.3. Dùng chung phiđơ Các hệ thống lưỡng băng đựơc thực hiện hoặc bằng các anten đơn băng hoặc bằng anten lưỡng băng. Để kết hợp GSM1800 và UMTS, giải pháp thứ ba bao gồm việc sử dụng một anten băng rộng. Tuy nhiên nếu hệ thống anten sử dụng phân tập (lưu ý răng phân tập RX là bắt buộc đối với UMTS) thì phải cần ít nhất hai nhánh anten trên một đọan ô BTS. Điều này dẫn đến bốn nhánh anten cho một đoạn ô BTS lưỡng băng (ngoại trừ giải pháp sử dụng các anten băng rộng không xét ở đây). Như vậy nếu không sử dụng dùng chung phiđơ, phải cần bốn cáp phiđơ. Thí dụ dưới đây với sử dụng một anten lưỡng băng phân cực chéo mô tả việc dùng chung phiđơ (hình 9.44).

535

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Anten lưỡng băng

Anten lưỡng băng

+450-450

Không dùng các bộ lọc song công

Lọc song công

Phiđơ

Với các bộ lọc song công tích hợp

Phiđơ Lọc song công

Lưỡng băng

Lọc song công

Lọc song công

Các bộ lọc song công tại phía BTS

Lưỡng băng

Hình 9.44. Anten lưỡng băng với áp dụng và không áp dụng bộ lọc song công Bằng cách nâng cấp anten lưỡng băng với hai bộ lọc song công (thường được tích hợp trong anten pannel), số connectơ sẽ giảm đi hai lần. Hệ thống phiđơ sẽ giống như hệ thống cho một anten đơn băng, Loại ứng dụng này đòi hỏi các bộ lọc song công bổ sung tại phía BTS để thực hiện chức năng tái phân chia. Có thể biện minh chi phí bổ sung cho các bộ lọc song công, nếu giảm chi phí đối với hệ thống phi đơ cao hơn. Đặc biệt đối với trường hợp chuyển dịch từ hệ thống đơn băng dến hệ thống lưỡng băng, có thể vẫn sử dụng hệ thống phiđơ hiện có vì thế lắp đặt nhanh hơn. Tuy nhiên cần kiểm tra xem cáp phiđơ này có thể đảm bảo yêu cẩu về mặt tổn hao của cả hai hệ thống hay không (suy hao phiđơ tăng khi tần số tăng). Lưu ý rằng đối với giải pháp anten băng rộng, dùng chung phiđơ là giải pháp duy nhất dẽ chấp nhận vì chỉ cần một bộ lọc song công đặt tại phía BTS. 9.9. CÁC GIẢI PHÁP CHO HỆ THỐNG ANTEN TẠI CÁC SITE BA BĂNG TẦN Xét về quan điểm thẩm mỹ, nên thực hiện các hệ thống anten ba băng với một anten đơn băng và một anten lưỡng băng hay anten ba băng. Tuy nhiên các cấu hình anten đơn băng cũng có thể sử dụng. Các điều khiện liên quan đến các yêu cầu cách ly có thể tham khảo từ các site dung chung cho hai băng.

536

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.9.1. Với các anten lưỡng băng Trong trường hợp các anten lưỡng băng dược sử dụng, có thể xẩy ra các trường hợp sau:  Một anten đơn băng GSM900, một anten lưỡng băng GSM1800/UMTS  Một anten lưỡng băng GSM900/GSM1800, một anten đơn băng UMTS  Một anten lưỡng băng GSM900/UMTS, một anten đơn băng GSM1800 9.9.2. Với các anten ba băng Các anten ba băng cần thiết cho các site hiện có đang sử dụng chỉ một anten trên một đoạn ô và các anten pannel bổ sung không được phép vì lý do thẩm mỹ. Cấu hình anten ba băng được thể hiện trên hình 9.45. Anten ba băng

Phi đơ

GSM 900 BTS

Ma trận kết nối

GSM 1800 BTS

UMTS nút B

Hình 9.45. Cấu hình anten ba băng Cách ly 30dB không đủ để cách ly giữa GSM1800 và UMTS. Vì thế phải sử dụng các phần tử bổ sung để đáp ứng yêu cầu cách ly (sử dụng bộ lọc song công), hay để giảm các yêu cầu cách ly (sử dụng bộ lọc GSM 1800 TX). Các khả năng kết nối cũng giống như đã trình bày ở trên cho các site hai băng GSM và UMTS. Hình 9.46 nhắc lại giải pháp bộ lọc song công và bộ lọc bổ sung.

537

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Ma trận kết nối

Bộ lọc song công Phiđơ

Phiđơ Bộ lọc song công

GSM1800

UMTS

Áp dụng bộ lọc song công

Phiđơ

Bộ lọc bổ sung

GSM1800

UMTS

Áp dụng bộ lọc bổ sung

Hình 9.46. Các khả năng kết nối cho anten ba băng 9.9.3. Dùng chung phiđơ Một hệ thông anten ba băng phân tách với hỗ trợ phân tập đòi hỏi ít nhất là sáu phiđơ trên một đoạn ô. Bằng cách dùng chung phiđơ, ta có thể giảm số lượng phi đơ. Để đảm bảo yêu cầu chỉ cần hai cáp phiđơ trên một đoạn ô cho tất cả ba băng ta cần sử dụng bộ lọc ghép ba (triplexer). Hình 9.47 dưới đây mô tả áp dụng bộ lọc ghép ba bao gồm hai bộ song công kết hợp với một anten ba băng. Nếu chỉ thực hiện lọc song công giữa hai hệ thống di động thì chỉ cần bốn cáp phiđơ trên một đoạn ô.

538

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

GSM 900

Anten ba băng GSM 1800

UMTS

Hệ thống anten

Diplexer

Diplexer

Triplexer

Hệ thống phiđơ Triplexer

Diplexer

Diplexer

GSM 900 BTS

GSM 1800 BTS

UMTS nút B

Các hệ thống BTS

Hình 9.47. Sơ đồ áp dụng bộ ghép ba (Triplexer) Ghép song công hệ thống GSM1800 và UMTS là một thể hiện của ứng dung này. Cấu hình này dẫn đến phân tách các cáp phiđơ giữa các hệ thống GSM900 và GSM1800/UMTS (hình 9.48). Các lợi ích khác là:  Lựa chọn linh hoạt kiểu phiđơ (suy hao phi đơ tăng theo tần số)  Các bộ lọc song công cải thiện cách ly hệ thống như nhau, trong khi đó yêu cầu cách ly giữa GSM1800 và UMTS quan trọng hơn

539

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

GSM 900

Anten ba băng GSM 1800

UMTS

Hệ thống anten

Diplexer

Hệ thống phiđơ

Diplexer

GSM 900 BTS

GSM 1800 BTS

UMTS nút B

Các hệ thống BTS

Hình 9.48. Ghép song công GSM1800 và UMTS cho site ba băng 9.9.4. Các tổn hao bổ sung khi dùng chung phiđơ Lợi ích của việc dùng chung phiđơ phải trả giá bằng việc hơi tăng tổn hao trong hệ thống phiđơ. Các tổn hao bổ sung được tổng kết trong bảng 9.21 dưới đây. Bảng 9.21. Các tổn hao bổ sung khi dùng chung phiđơ Thành phần Tổn hao Bộ lọc song công GSM900-GSM1800 0,3dB Bộ lọc song công GSM900-GSM1800/UMTS 0,3dB Bộ lọc song công GSM900-UMTS 0,3dB Bộ lọc song công GSM1800-UMTS 0,5dB Bộ lọc GSM1800 0,4dB Ảnh hưởng của dùng chung phiđơ lên hiệu năng hê thống được giải thích băng thí dụ sau (xem hình 9.49):  Nhiệm vụ: Mở rộng hệ thống anten GSM900 hiện có đến hệ thống ba băng GSM900/GSM1800/UMTS

540

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

 Điều kiện: Do không gian hạn chế, cần chia sẻ các cáp phiđơ hiện có cho tất cả các băng tần  Giải pháp: Sử dụng các bộ lọc song công (các bộ ghép ba) để chia sẻ phiđơ. GSM900

Các hệ thống Anten

GSM900

UMTS

GSM1800

Diplexer Diplexer Tripler

Hệ thống phiđơ

Tripler

Diplexer

Diplexer

GSM900

Các hệ thống BTS

GSM900

GSM1800

UMTS

Hình 9.49. Nhiệm vụ sử dụng chung phi đơ Bảng 9.22 cho thấy ảnh hưởng của dùng chung phiđơ lên hiệu năng hệ thống (các tổn hao). Bảng 9.22. Ảnh hưởng của dùng chung phiđơ lên hiệu năng hệ thống (các tổn hao). Tổn hao , dB Các thành phần GSM900 GSM1800 UMTS Hai bộ DiplexerGSM900=GSM1800 0,6 0,6 0,6 Hai bộ Diplexer GSM1800-UMTS Các tổn hao bổ sung Tổng tổn hao

0,5 1,1

1.0` 0,5 2,1

1,0 0,5 2,1

Từ bảng 9.22 ta thấy do hoạt động tại tần số cao hơn nên GSM1800 và UMTS có tổn hao gấp đôi so với GSM900.

541

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.9.5. Các phiđơ anten Ngoài việc gây ra suy hao lớn hơn trong băng 2GHz so với các băng GSM900 và GSM1800, các mạng UTRAN không gây ra các hạn chế bổ sung nào trong việc lựa chọn cáo phiđơ anten so với các cáp được áp dụng cho các mạng GSM. Khi nâng cấp một hệ thống anten 1800 MHz hiện có (lưỡng băng 900/1800 MHz) để làm việc đồng thời với băng 2GHz, tổn tao bổ sung phụ thuộc tần số cũng không đáng kể. Thông thường có thể sử dụng phiđơ 1800MHz sẵn có cho cả hai dịch vụ với điều kiện suy hao bổ sung do các bộ diplexer lưỡng băng (GSM1800/UMTS) chấp thuận đựơc. Sử dụng phiđơ băng 900 MHz cho các dịch vụ UMTS gây ra tổn hao không chấp thuận được trừ khi độ dài phiđơ khá ngắn. Việc kết hợp giữa tổn hao của phi đơ dài và các tổn hao trong các bộ Diplexer lưỡng băng (GSM900/UMTS) (một bộ tại mỗi đầu của phiđơ) có thể trở nên không chấp thận được. Các nhân tố cần xét khi xem xét việc sử dụng hệ thống phiđơ anten chung cho mạng GSM/UMTS cũng giống như đối với mạng lưỡng băng GSM900/1800MHz. Bảng 9.23 dưới đây so sánh tổn hao của các kiểu phiđơ anten chung tại các tần số 900MHz, 1800MHz và 2GHz. Bảng 9.23. So sánh tổn hao của các kiểu phiđơ anten chung tại các tần số 900MHz, 1800MHz và 2GHz. Cáp điện môi xốp Đường kính chuẩn Suy hao tại 894MHz ½ inch 0,72 dB đối với độ dài 10m 1,80 dB đối với độ dài 25m 3,61 dB đối với độ dài 50m 7,22 dB đối với độ dài 100 m 7/8 inch 0,4 dB đối với độ dài 10m 1,01 dB đối với độ dài 25m 2,01 dB đối với độ dài 50m 4,03dB đối với độ dài 100 m 1 ¼ inch 0,30 dB đối với độ

Suy hao tại 1,7MHz 1,03 dB đối với độ dài 10m 2,57 dB đối với độ dài 25m 5,15 dB đối với độ dài 50m 10,3 dB đối với độ dài 100 m 0,59 dB đối với độ dài 10m 1,47 dB đối với độ dài 25m 2,93 dB đối với độ dài 50m 5,87dB đối với độ dài 100 m 0,42 dB đối với độ

Suy hao tại 2GHz 1,13 dB đối với độ dài 10m 2,82 dB đối với độ dài 25m 5,65 dB đối với độ dài 50m 11,3 dB đối với độ dài 100 m 0,65 dB đối với độ dài 10m 1,61 dB đối với độ dài 25m 3,23dB đối với độ dài 50m 6,46 dB đối với độ dài 100 m 0,48 dB đối với độ 542

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

dài 10m 0,74 dB đối với độ dài 25m 1,49 dB đối với độ dài 50m 2,98 dB đối với độ dài 100 m

dài 10m 1,05 dB đối với độ dài 25m 2,10 dB đối với độ dài 50m 4,21 dB đối với độ dài 100 m

dài 10m 1,19 dB đối với độ dài 25m 2,38 dB đối với độ dài 50m 4,77 dB đối với độ dài 100 m

9.9.6. Các cấu hình TMA khi đặt cùng site TMA “chuyển đổi” đầu vào BTS vào connectơ anten của TMA để bù trừ tổn hao phiđơ. Việc tính toán cách ly cần thiết cũng giống như quá trình tính toán đã được trình bày ở trên. Một số khác biệt là:  Đối với tình toán đáp ứng tạp âm/nhiễu giả, tổn hao phiđơ không còn được xét đến để giảm tín hiệu nhiễu  Tín hiệu được TMA chuyển đến máy thu BTS có thể cao hơn dẫn đến chặn  Bộ khuếch đại tạp âm nhỏ trong TMA có giới hạn chặn riêng và cần đựơc xét đến. Dưới đây ta sẽ xét đến hai cấu hình GSM/UMTS đặt cùng site sử dụng TMA. 9.9.6.1. Một cáp phiđơ với UMTS TMA Vì trong GSM, đối với nhiều trường hợp ta không bị giới hạn quỹ công suất đường lên do độ nhạy của GSM BTS cao, nên chỉ cấu hình trong đó phần UMTS được trang bị TMA (để giảm tổn hao RX) là có nghĩa. Hình 9.50 cho thấy cấu hình với một cáp phiđơ và UMTS TMA.

543

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng TMA (bộ khuếch đại trên tháp)

Thiết bị mặt đất

Anten lưỡng băng Cáp phiđơ Diplexer

GSM

RF

GSM

UMTS

UMTS

RF+DC

Diplexer

Cấp DC RF

LNA

ANXU GSM BTS

Diplexer

UMTS nút B

RF+DC Diplexer

Cáp phiđơ

Hình 9.50. Cấu hình một cáp phiđơ với UMTS TMA (hay MHA) 9.9.6.2. Hai cáp phiđơ với TMA cho GSM và UMTS Cấu hình hai cáp phiđơ với các TMA cho GSM và UMTS đựơc trình bày trên hình 9.51. Vì ANCG không chưá nguồn DC cho TMA nên phải lắp thêm Bias T để cấp DC qua cáp phiđơ. Các TMA

Thiết bị mặt đất

Anten lưỡng băng GSM

GSM

UMTS Các cáp phiđơ RF+DC

RF+DC Bias T

ANCG

UMTS

Diplexer GSM TMA

Diplexer LNA

Diplexer

Cấp DC

UMTS TMA

Diplexer

ANXU RF+DC

GSM BTS

LNA

UMTS nút B

Cáp phiđơ GSM

RF+DC Cáp phiđơ UMTS

Hình 9.51. Cấu hình hai cáp phi đơ và hai TMA (MHA) cho GSM và UMTS 9.10. ANTEN THÔNG MINH Khái niệm tạo búp bao gồm việc phủ toàn bộ đoạn ô bằng các búp hẹp cho độ lợi anten cao hơn phân tập anten thông thường khi mà mỗi anten phủ toàn bộ 544

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

một đoạn ô. Kỹ thuật này dựa trên dàn anten tuyến tính (còn được gọi là anten thông minh) trong đó các anten được đặt cách nhau nửa bước sóng (khoảng 7,5cm đối với UMTS). Như minh họa trên hình 9.52, tồn tại hai kiểu tạo búp:  Tạo búp cố định bao gồm các búp cố định phủ từng đoạn ô và chọn anten thu được công suất lớn nhất  Tạo búp thích ứng (còn được gọi là các dàn anten thích ứng) trong đó các tín hiệu thu trên các anten khác nhau đựơc đánh trọng số và kết hợp để đạt được tỷ số tín hiệu trên nhiễu lớn nhất. Điều này cho phép đạt được độ lợi anten lớn trong hướng đến của tín hiệu hữu ích và độ lợi anten thấp trong hướng đến của các nguồn nhiễu. Cũng có thể chỉ sử dụng một giải thuật đựơc đơn giản hoá để chỉ đạt đựơc tỷ số tín hiệu trên nhiễu cực đại nhằm giảm độ phức tạp nhưng đồng thời cũng giảm độ lợi hiệu năng. a) Tạo búp thích ứng

b) Tạo búp cố định

4 búp 4 búp

Hình 9.52. a) tạo búp thích ứng; b) tạo búp cố định Ưu điểm của tạo búp cố định là có độ phức tạp thấp hơn: không cần đánh giá trọng số và ước tính số liệu chỉ cần thực hiện một lần (với số lượng anten bất kỳ) so với sô lần đánh giá bằng số lượng anten trong trường hợp tạo bú thích ứng. Tuy nhiên độ lợi hiệu năng của tạo búp thích ứng lớn hơn vì nó cho phép bổ sung thêm độ lợi phân tập vào độ lợi anten lớn hơn đạt được bởi cả hai kỹ thuật. Tạo búp có thể được sử dụng cả ở đường lên lẫn đường xuống. Tuy nhiên do trong chế độ FDD của UMTS đường lên và đường xuống sử dụng các sóng mang khác nhau, nên phađinh nhanh của hai đường khác nhau. Vì thế anten tốt nhất (tạo búp cố định) hay các trọng số anten tối ưu (tạo búp thích ứng) dựa trên đánh giá từ tín hiệu đường lên không thể sử dụng cho đường xuống. Một giải pháp là sử dụng các trọng số đường lên được lấy trung bình trong một khoảng thời gian đủ lớn (thường là 100ms) trên đường xuống để tránh phađinh nhanh và đạt được sự tương quan giữa đường lên và đường xuống. Tuy nhiên trong trường hợp này độ lợi hiệu năng thấp hơn so với trên đường lên.

545

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.11. HỆ THỐNG ANTEN CHO TRẠM GỐC PHÂN BỐ (DBS) Trong DBS phân bố, phần vô tuyến của nút B (RRU) thường được đặt gần anten và được nối đến phần băng gốc của nút B (BBU) bằng sợi quang với suy hao không đáng kể. Giao diện giữa RRU và BBU đựơc chuẩn hóa theo hai loại: (1) CPRI (Common Public Radio Interface: giao diện vô tuyến công cộng chung) và (2) OBSAI (Open Base Station Standard Initiative: sáng kiến tiêu chuẩn trạm gốc mở). Trong phần này ta sẽ xét các cấu hình hệ thống anten khác nhau cho DBS. 9.11.1. Cấu hình hệ thống anten DBS cho một RRU sử dụng anten phân cực chéo Hình 9.53 cho thấy cấu hình hệ thống anten cho một RRU sử dụng anten phân cực chéo. Anten phân cực chéo

Anten

RCU Cáp nhảy

RRU

Cáp AISG

Cáp quang CPRI

BBU Nguồn -48VDC

RXB TX/RXA

Cáp nhảy

Cáp nhẩy đề nối tầng

AISG: Antenna Interface Standard Group: nhóm tiêu chuẩn giao diện anten – chuẩn mở cho giao diện điều khiển của anten 3G RCU: Remote Control Unit: đơn vị điều khiển từ xa đẻ điều khiển độ nghiêng bằng điện cho anten

Hình 9.53. Hệ thống anten DBS cho một RRU sử dụng anten phân cực chéo

546

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.11.2. Cấu hình hệ thống anten với một RRU kết hợp TMA sử dụng anten phân cực chéo Hình 9.54 trình bày cấu hình hệ thống anten với một RRU kết hợp TMA sử dụng anten phân cực chéo. Anten phân cực chéo

Anten phân cực chéo

RCU Cáp nhảy

Phiđơ

Cáp AISG

TMA

RRU

RCU

Cáp nhảy

Phiđơ

Cáp quang CPRI

BBU

RXB TX/RXA

Cáp nhảy

Cáp nguồn TMA

RXB RXA

Cáp nhảy

Nguồn -48VDC

Hình 9.54. Cấu hình hệ thống anten với một RRU kết hợp TMA sử dụng anten phân cực chéo. 9.11.3. Cấu hình hệ thống anten DBS với nhiều RRU sử dụng anten phân cực chéo Hình 9.55 trình bày cấu hình hệ thống anten với nhiều RRU sử dụng anten phân cực chéo.

547

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Anten phân cực chéo

Anten phân cực chéo

Anten phân cực chéo

RCU

RRU

Cáp nhảy

RCU Cáp nhảy

RRU

Phiđơ

Phiđơ

Cáp AISG

RXB TX/RXA Cáp nhảy

RXB TX/RXA

Cáp nhảy

Cáp nhảy

RRU

RCU

Phiđơ

RXB TX/RXA

Cáp nhảy

Cáp nguồn Cáp quang CPRI

Nguồn -48VDC

BBU

Hình 9.55. Cấu hình hệ thống anten với nhiều RRU sử dụng anten phân cực chéo 9.11.4. Cấu hình hệ thống anten DBS với nhiều RRU kết hợp TMA sử dụng anten phân cực chéo

RXB TX/RXA

RXB RXA

RXB TX/RXA

RXB RXA

TMA

RRU

TMA

RRU

TMA

RRU

Hình 9.56 trình bày cấu hình hệ thống anten BDS với nhiều RRU kết hợp TMA sử dụng anten phân cực chéo.

RXB TX/RXA

RXB RXA

Cáp nguồn Cáp quang

BBU

Nguồn -48VDC

Hình 9.56. Cấu hình hệ thống anten DBS với nhiều RRU kết hợp TMA sử dụng anten phân cực chéo.

548

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.12. KẾT LUẬN Hệ thống anten là một phần tử quan trọng trong mỗi trạm gốc. Các nội dung được trình bày trong chương này cho người đọc đi từ các hiểu biết về các khái niệm cơ bản về anten, phi đơ và hệ thống anten đến việc thiết kế hệ thống anten phi đơ cụ thể cho các 3G BTS. Chương này cung cấp các kiến thức cơ bản cho người đọc để có thể thiết kế các hệ thống anten phi đơ đáp ứng các tiêu chí sau: (1) đảm bảo vùng phủ sóng theo quy hoạch, (2) đảm bảo suy hao phi đơ theo yêu cầu, (3) đảm các yêu cầu cách ly giữa các băng tần để chống nhiễu, (4) đảm bảo các yêu cầu về mỹ quan. (5) cho phép lắp đặt và triển khai nhanh. 9.13. CÂU HỎI 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12. 13. 14. 15. 16. 17. 18.

Trình bày kiến trúc cơ sở của hệ thống anten phiđơ Trình bày các thông số để đánh giá ảnh hưởng của phản xạ trong phiđơ Trình bày dạng sóng điện từ tại vùng xa, định nghĩa phân cực anten và chỉ ra các dạng phân cực anten được sử dụng trong thông tin di động Trình bày biểu đồ phát xạ anten Định nghĩa các thông số đáng giá tính hướng của anten Lựa chọn anten với HPBWH và điều chỉnh độ ngiêng phủ hợp để phủ sóng cho ô phân đoạn Trình bày nguyên lý của anten phân cực chéo Xpol Trình bày cấu trúc của anten băng rộng lưỡng băng được xây dựng trên cơ sở anten XXpol và các yêu cầu các ly giữa các cửa Trình bày các sơ đồ kết hợp cho anten phân tập thu Trình bày các cấu trúc anten phân tập Trình bày hệ thống anten sử dụng TMA Trình bày các dạng nhiễu phát sinh khi lắp đặt các tram GSM BTS và UMTS BTS trên cùng một site Trình bày các yêu cầu cách ly do phát xạ nhiễu giả khi lắp đặt các trạm GSM1800 BTS và UMTS BTS băng I trên cùng một site Trình bày các yêu cầu cách ly do phát xạ nhiễu chặn khi lắp đặt các trạm GSM1800 BTS và UMTS BTS băng I trên cùng một site Trình bày ảnh hưởng của sản phẩm điều chế giao thoa bậc ba khi lắp đặt các trạm GSM 1800 BTS và UMTS BTS băng I trên cùng một site Trình bày giải pháp hệ thống anten hai băng tần với sử dụng hai anten đơn băng khi lắp dặt GSM1800 BTS và UMTS BTS băng I trên cùng một site Trình bày giải pháp hệ thống anten hai băng tần với sử dụng anten lưỡng băng khi lắp đặt GSM1800 BTS và UMTS BTS băng I trên cùng một site Trình bày giải pháp hệ thống anten hệ thống hai băng tần với sử dụng anten lưỡng băng khi lắp đặt GSM900 BTS và UMTS BTS băng I trên cùng một site

549

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

19. Hãy xây dựng giải pháp cho hệ thống anten ba băng với sử dụng một anten đơn băng GSM900, một anten lưỡng băng GSM1800/UMTS băng I 20. Hãy xây dựng giải pháp cho hệ thống anten ba băng với sử dụng một anten lưỡng băng GSM900/GSM1800, một anten đơn băng UMTS băng I 21. Hãy xây dựng giải pháp cho hệ thống anten ba băng với sử dụng một anten lưỡng băng GSM900/UMTS băng I, một anten đơn băng GSM1800 22. Trình bày giải pháp hệ thống anten ba băng tần với sử dụng anten ba băng khi lắp đặt GSM900 BTS GSM1800 BTS và UMTS BTS băng I trên cùng một site 23. Trình bày các cấu hình hệ thống anten với TMA khi lắp đặt GSM BTS và UMTS BTS cũng site 24. Trình bày khái niệm về anten thông minh 25. Trình bày cấu hình hệ thống anten DBS cho một RRU sử dụng anten phân cực chéo 26. Trình bày cấu hình hệ thống anten DBS với một RRU kết hợp TMA sử dụng anten phân cực chéo 27. Trình bày cấu hình hệ thống anten DBS với nhiều RRU sử dụng anten phân cực chéo

550

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hướng dẫn giải bài tập CHƯƠNG 4

Bài 1

Cho sơ đồ khối máy thu ngoại sai WCDMA với băng thông đầu vào 60MHz sai sau: RF

IF ADC

DSP

Tính công tạp âm cho ba trường hợp tốc độ số liệu: 12,2kbps; 64kbps và 1920kbps tại đầu vào bộ giải điều chế trong phần DSP: a) Khi không xét đến hệ số tạp âm máy thu b) Khi coi rằng hệ số tạp âm máy thu là 5dB. Giải a) Trong trường hợp này chỉ có tạp âm đầu vào máy thu mật độ công suất tạp âm này đựơc xác định như sau: N0=10lg(kT) Trong đó k=1,38.10-23 WK-1Hz-1 là hằng số Boltzman, T=290K (170C) Thay vào công thức trên ta được: N0=10lg(1,38.10-23.103.290)= -174dBm.Hz-1 Công suất tạp âm nhiệt đầu vào máy thu tính theo công thức sau: N=N0.B=k.T.B Trong dó N0 là mật độ phổ công suất tạp âm, k=1,38.10-23 WK-1Hz-1 là hằng số Boltzman, T=290K (170C) và B là băng thông. N0 được tính bằng -174dBm.Hz-1. Để đảm bảo các tùy chọn WCDMA, băng thông của tầng đầu máy thu (RF+bộ trộn) bằng 60MHz, nên độ rộng băng thông tạp âm máy thu bằng 10lg60.106= 77,8MHz. Vì thế công suất tạp âm nền tầng đầu máy thu sẽ là

551

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

-174dBm+77,8dB=-96,2dBm. Trong tầng DSP, tín hiệu CDMA trải phổ 3,84Mcps (chiếm băng thông trung tần BIF= 5MHz) được lọc ra, vì thế tạp âm giảm: IF=10lgBRF/BIF= 10lg(60/5)=10,8dB Và tạp âm khi này sẽ bằng: NIF=-96,2dBm- 10,8dB=-107dBm Sau giải trải phổ tín hiệu CDMA được biến đổi vào một trong ba tốc độ sau: 12,2kbps; 64kbps và 128kbps và sau đó được lọc bởi bộ lọc băng thông với độ rộng băng thông điều chế được xác định gần đúng như sau: BM=Tốc độ số liệu(1+)/log2(M) Trong đó =0,22 đối với WCDMA và M=4 đối với QPSK. Vì thế sau giải trải phổ tạp âm máy thu giảm: =10lg(BIF/BM) Đối với 12,2kbps độ giảm này bằng: =10lg(5MHz/7,5)=28,2dB Đối với 64kbps độ giảm này bằng: =10lg(5MHz/39)=21,1dB Đối với 128kbps độ giảm này bằng: =10lg(5MHz/1,25)=6dB Như vậy tạp âm hiệu dụng máy thu gây ra do tạp âm nhiệt đầu vào máy thu tại từng bộ giải điều chế số liệu như sau: Nguồn số liệu Tạp âm IF Tạp âm hiệu dụng máy thu 12,2kbps -107 dBm -107 dBm-28,2dB= -135,2dBm 64kbps -107 dBm -107 dBm-21,1dB=-128,1dBm 2Mbps -107 dBm -107 dBm-6dB= -113,0dBm b) Tạp âm hiệu dụng máy thu thực tế có hệ số tạp âm 5dB như sau: Nguồn số liệu 12,2kbps 64kbps 2Mbps

Tạp âm hiệu dụng máy thu thực tế -135,2dBm+5dB=-130,2dBm -128,1dBm+5dB=-123,1dBm - 113,0dBm+5dB=-108,0dBm

Bài 2 Sử dụng các số liệu trong bài 1, tính toán độ nhạy máy thu để đạt được chất lượng thu với BER=10-6 theo đường cong hiệu năng lỗi dưới đây:

552

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 1 -1

10

-2

10

-3

10

Pb, Xác suất lỗi bit

-4

10

-5

10

-6

10

-7

10

-8

10

-9

10

-10

10

-11

10

-12

10

0

2

4

6

8

10

12

14

Eb /N 0 ,dB

a) Khi không xét độ lợi mã hóa b) Khi độ lợi mã hóa bằng 6dB c) So sánh cự ly phủ sóng cho trường hợp tốc độ 12,2kbps và 2Mbps Giải Để đạt được chất lượng đầu ra đích (BER=10-6 chẳng hạn), cần đảm bảo chất lượng tín hiệu (hay sóng mang) quy định tại đầu vào của bộ giải điều chế số liệu. Chất lượng tín hiệu của bộ giải điều chế được xác định bằng giá trị Eb/N0, trong đó Eb năng lượng bit thông tin và N0 là mật độ phổ công suất tạp âm. Chất lượng đầu ra bộ giải điều chế được biểu diễn bằng BER như cho trến hình vẽ. Trên hình này ta thấy BER=10-6 đòi hỏi (Eb/N0)req =10,5dB. Do độ nhạy máy thu thường được đặc tả theo công suất tín hiệu đầu vào (dBm) đối với một giá trị BER cho trước và vì ta đã xác định công suất tạp âm tương đương trong băng thông của bô giải điều chế số liệu nên ta cần biểu diển Eb/N0 theo giá trị tỷ số tín hiệu trên tạp âm SNR (trong đó S là công suất tín hiệu còn N là công suất tạp âm). SNR được xác định như sau: SNR= (Eb/N0)(Rb/BM) Trong đó BM xác định theo phương trình sau: BM=Tốc độ số liệu(1+)/log2(M) với QPSK (M=4); =0,2; 553

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

BM=Rb.(1+0,22)/log24=0,61Rb Đối với BER=10-6, ta được: SNRreq [dB]=(Eb/N0) dB+ 10lg(1/0,61) = 10,5dB+2,1dB=12,6dB Do SNR máy thu phải đảm bảo điều kiện:SNR= (P/N0) SNRreq trong đó P là công suất thu, nên độ nhạy của máy thu được xác định như sau Pmin = SNRreq-N0 Kết quả tính toán độ nhạy được cho trong bảng dưới đây. Tốc độ số liệu 12,2kbps 64kbps 2Mbps

Tạp âm hiệu dụng máy Độ nhạy máy thu đối với BER=10-6 thu thực tế, N0 Pmin=SNRreq-N0 -130,2dBm -117,6dBm -123,1dBm -110,5dBm -108,0dBm -96,4dBm

b) Khi độ lợi mã hóa bằng 6dB, SNRreq=12,6dB-6=6,6dB, nên độ nhạy sẽ tăng 6dB so với trường hợp a) Kết quả tính toán độ nhạy được cho ở bảng dưới đây Tốc độ số liệu 12,2kbps 64kbps 2Mbps

Tạp âm hiệu dụng máy Độ nhạy máy thu đối với BER=10-6 thu thực tế, N0 Pmin=SNRreqN0 -130,2dBm -123,6dBm -123,1dBm -116,5dBm -108,0dBm -102,4dBm

c) Ta thấy khác biệt 22,2dB về độ nhạy đối với truyền thọai 12,2kbps và số liệu 2Mbps. Nếu coi rằng suy hao đường truyền tỷ lệ với lũy thừa 4 khoảng cách (d4; d là khoảng cách phát thu). Điều này tương ứng với giảm cự ly phủ sóng vào khoảng 102,2/4=3,54 lần, tương đương với giảm diện tích phủ sóng .3,542= 39 lần.

Bài 3 Cho một máy thu ngoại sai WCDMA có băng thông 60 MHz như trên hình vẽ với giả thiết tín hiệu đầu vào máy thu là -114,2dBm.

554

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Khuếch đại = 12dB NF= 1,5dB

Khuếch đại = 8dB NF= 12dB

Khuếch đại = 0dB NF= 3dB

Tổn hao = 4dB B IF= 5MHz

LO Tổn hao = 1,0dB B RF= 60MHz

ADC

Tính:

a) Công suất tạp âm tại đầu vào ADC b) Tính tỷ số tín hiệu trên tạp âm tại đầu vào ADC c) Tính mức lượng tử tối thiểu của bộ biến đổi tương tự vào số ADC 8bit có giá trị đỉnh đến đinh là 1V d) Để đảm bảo ngưỡng tạp âm như đã tính trong mục a) cần đặt trước ADC một bộ khuếch đại với hệ số khuếch đại là bao nhiêu

Giải a) Trước tiên ta chuyển các giá trị dB đựơc biến đổi vảo các tỷ số như sau: Tổn hao bộ lọc đầu vào Hệ số tạp âm bộ lọc đầu vào Khuyếch đại tạp âm nhỏ (LNA) Hệ số tạp âm LNA Khuyếch đại bộ trộn Hệ số tạp âm bô trộn Khuếch đại bộ khuyếch đại tiền trung tần Hệ số tạp âm tiền trung tần Tổn hao lọc trung tần Hệ số tạp âm bộ lọc trung tần

1,0dB 1,0dB 12dB 1,5dB 8dB 12dB 0 dB

= 1,26 (khuyếch đại= 0,79) =1,26 = 15,85 = 1,41 = 6,31 = 15, 85 = 1,00

3dB 4dB 4dB

= 1,99 = 2,51 (khuếch đại= 0,4 =2,51

Để tính toán hế số tạp âm tổng của máy thu có n phần tử khuếch đại nối tầng quy đổi vào connectơ anten ta sử dụng phương trình sau: NFtol  NF1 

NFn1  1 NF2  1 NF3  1   ....  A1 A1 A2 A1 A2 ...An1

Trong đó NFi và Ai là hệ số tạp âm và hệ số khuếch đại của tầng khuếch i. Áp dụng phương trình trên cho thí dụ xét ta được: 555

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

NFtol  1, 26 

1, 41  1 15,85  1 1, 99  1 2,51  1    ... 0, 79 0, 79  15,85 0, 79  15,85  6,31 0, 79 15,85  6,31 1

= 1,26+ 0,52+ 1,19+ 0,01+0,02… =3  4,8 dB Công suất tạp âm đầu vào máy thu trong băng thông 5MHz đựơc xác định như sau: NIF= -174dBmHz-1+ 10lg(5.106)dBHz = -174dBmHz-1+ 67dB = -107dBm Công suất tạp âm tại đầu vào ADC quy đổi vào connectơ anten được xác định như sau: NInADC= -107dBm+ 4,7dB =-102,3 dBm Vì thế tạp âm đưa vào ADC được xác định như sau: NADC= -102,3 dBm + (-1dB+12dB+8dB-4dB)= -102,3dBm+ 15dB=-87,3 dBm

b) Nếu tín hiệu đầu vào máy thu có công suất là -114,2dBm, thì mức tín hiệu tại đầu vào ADC: PADC= -114,2dBm-1,0dB+ 12dB+ 8dB- 4dB= -99,2dBm Vì thế SNR trong trung tần tương tự sẽ như sau: SNR=-99,2dBm- (-87,3 dBm)= -11,9 dBm c) Tính mức lượng tử tối thiểu của bộ biến đổi tương tự vào số ADC 8 bit có giá trị đỉnh đến đỉnh là 1V Đối với ADC 8 bit với đầu vào hết cỡ 1V đỉnh-đỉnh ta có thể biểu diễn mức một bit như sau: Ubit = 1V/2N trong đó N là số bit. Với N=8 ta có mức 1bit: Ubit = 1V/28= 3,9 mV đỉnh-đỉnh = 1,95 mv đỉnh = 1,95/ 2 mV rms (hiệu dụng) = 1,38 rms Giả sử đầu ra của tầng trứơc ADC có trở kháng 50 Ôm. Ta cần chuẩn hóa mức lượng tử tối thiểu của ADC theo 50 ÔM. Mức công suất 1 bit tính theo dBm được xác định như sau: Pbit [dBm] = 10lg(Ubit2/R) = 20lg(1,38/ 50 ) = -14,2dBm d) Sơ đồ máy thu có bộ khuếch đại đặt trước ADC như sau.

556

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Khuếch đại = 12dB NF= 1,5dB

Khuếch đại = 8dB NF= 12dB

Khuếch đại = 0dB NF= 3dB

Tổn hao = 4dB B IF= 5MHz

LO Tổn hao = 1,0dB B RF= 60MHz Khuếch đại G=?

ADC

Do tạp âm tại đầu vào ADC là là -87,3 dBm, nên để ADC có thể nhận biết được tín hiệu thấp nhất này, ta cần tăng đầu vào đến -14,2dBm. Có thể đạt đựơc điều này bằng một tầng khuếch đại trước ADC với hệ số khuếch đại như sau: G+NADC = -14,2dBm hay G= -NADC-14,2= 87,3 -14,2 = 75,1 dB Bài 4 4. Cho sơ đồ máy thu WCDMA lý tưởng như sau Luồng bit

G=0 in

50 W

NF

Bộ giải điều chế

BER= 10 -3

a) Tính tỷ số tín hiệu trên tạp âm tại đầu vào bộ giải điều chế để đảm bảo chuẩn TS25.101

với các thông số đo đựơc cho trong bảng 8.9 cho băng I sau: DPCH_Ec, N0 , dBm/3,84Mcps dBm/3,84Mcps -117 -97,4* * Giá trị thường được sử dụng đo kiểm b) Công suất tạp âm cực đại cho phép tại đầu vào bộ giải điều chế c) Tìm hệ số tạp âm cực đại của máy thu d) Dựng biểu đồ thể hiện quan hệ của các thông số được tính trong a) và b) Giải a) Hệ số tạp âm của toàn bộ máy thu được xác định bởi hệ số tạp âm của bộ khuếch đại đầu vào và có thể tính như sau: NF=10lg(SNRKĐ-vào/SNRKĐ-ra). Từ bảng chuẩn ta được: 557

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

SNR= DPCH_Ec/N0 tại đầu vào của bộ điều chế để đảm bảo BER đầu ra bằng 10-3 là 19,6dB (đây là giá trị điển hình đối với trường hợp đo kiểm độ nhạy máy thu của 3GPP). b) Công suất tạp âm cho phép cực đại tại đầu vào bộ giải điều chế: N0= -97,4 dBm c) Mức tạp âm nhiệt của hệ thống 50 Ôm đo trong bằng 3,84 MHz tại đầu vào bộ giải điều chế: Nin = 10lg(kT)+10lg(3,84.106)= -108dBm. Trong đó k=1,38.10-20 mW/(K.Hz), T=290K Vậy hệ số tạp âm cực đại là: NFmax =N0-Nin = -97,4dBm + 108dBm= 10,6dB d) Biểu đồ quan hệ Hệ số tạp âm yêu cầu 10,6 dB -108dBm

N0 =-97,4dBm SNR = -19,6dB Yêu cầu đối với băng I: DPCH_E c =-117dBm/3,84MHz

10lg(B), B=3,84MHz -174dBm/Hz

Bài 5 Tính công suất tạp âm cho tầng vô tuyến của máy thu WCDMA điển hình trên hình vẽ theo các thành phần tạp âm sau:  Tạp âm nhiệt  Tạp âm do từ máy phát vào máy thu tại khoảng cách song công  Tạp âm pha của bộ dao động nội Tạp âm pha dao động nội thu –85dBc

Công suất phát 24dBm Tổn hao 2,5dB NF=3dB

Duplexer

LNA Cách ly dò TX đến LNA 50dB

00 0 90

LO

Tạp âm từ máy phát –80dBc

Máy phát

Giải 558

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Kết quả tính toán được cho trong bảng dưới đây Tính toán tạp âm cho tầng vô tuyến của máy thu điển hình Thông số Giá trị Tổn hao từ anten đến đầu vào máy thu 2,5dB Hệ số tạp âm tại đầu vào LNA 3dB Công suất phát 24dBm Cách ly từ máy phát đến đầu vào LNA 50dB của máy thu Tạp âm pha máy thu tại khoảng dịch -85dBc trong băng thông 3,84MHz song công Tạp âm từ máy phát tại khoảng dịch -80dBc trong băng thông 3,84MHz song công Tạp âm nhiệt trong băng thông -108dBm (tại 50 Ôm) 3,84MHz Tạp âm nhiệt (bao gồm cả NF) tại anten -102,5dBm Tạp âm băng rộng từ Tx Dò TX tại LNA= -26dBm Tạp âm tại LNA=-106dBm Tạp âm quy đổi tại anten= -103,5dBm Tạp âm pha của RxLO Tổng tạp âm quy đổi tại connectơ anten

Dò TX tại LNA= -26dBm Tạp âm tại LNA=-111dBm Tạp âm quy đổi tại anten= -108,5dBm 10lg(10-10,25+10-10,35+10-10,85)= -99,4dBm

Bài 6 Kết quả tính toán đựơc cho trong bảng sau. Tính toán tạp âm cho tầng vô tuyến của máy thu điển hình Thông số máy thu Giá trị Tổn hao từ anten đến đầu vào máy thu 2,5dB Hệ số tạp âm tại đầu vào LNA 3dB Công suất phát 24dBm Các ly từ máy phát đến đầu vào LNA 50dB của máy thu Tạp âm pha máy thu tại khoảng dịch -85dBc* trong băng thông 3,84MHz song công Tạp âm từ máy phát tại khoảng dịch -80dBc trong băng thông 3,84MHz song công Tạp âm nhiệt trong băng thông -108dBm (tại 50 Ôm) 3,84MHz Tạp âm nhiệt (bao gồm cả NF) tại anten -102,5dBm Dò TX tại LNA = -26dBm 559

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Tạp âm do méo IP2

Tạp âm băng rộng từ Tx Tạp âm pha của RxLO Tổng tạp âm quy đổi tại connectơ anten

Méo WCDMA P2 tại LNA=-104 dBm Méo WCDMA P2 quy đổi tại anten = -101,5dBm Dò phát tại LNA=-26dBm Tạp âm tại LNA=-106dBm Tạp âm quy đổi tại anten= -103,5 dBm Dò phát tại LNA=-26dBm Tạp âm tại LNA=-111dBm Tạp âm quy đổi tại anten= -108,5dBm 10lg(10-10,25+10-10,15+10-10,35+10-10,85 ) = -97,3dBm

Bài 7 Độ giảm tỷ số tín hiệu trên tạp âm chính là hệ số tạp âm tổng và được tính như sau: NFtol = No – Nin = -99,4dBm – (-108) = 8,6dB Bài 8 Trong trường hợp không có tạp âm dò từ máy phát và tạp âm bộ trộn máy thu ta chỉ có tạp âm bản năng của máy thu: Nintrinsic = -102,5dBm Vì thế độ giảm tỷ số tín hiệu trên tạp âm sẽ là: No-Nintrinsic = -99,4dBm- (-102,5dBm) = 3,1dB Bài 9 Từ phương trình (8.2) ta có: NBB intrinsic + NTX noise = NBB intrinsic.DTX noise Hay : DTx noise [dB] = 10lg(NBB intrinsic+ NTx noise) - NBbintrinsic[dB] Sử dụng giá trị trong bảng ở bài 5 ta có : DTx noise [dB] = 10lg(10-10,25+10-10,35) + 102,5dBm = -99,96 dBm+102,5dBm= 2,54dB

560

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bài 10 . Giải thích ý nghĩa cuả méo hài bậc 2 IIP2 hai tần số và tính toán IIP2 theo thông số sau: (1) hai sóng liên tục (CW) đầu vào có tần số là 2140 MHz và 2141 MHz, hai tín hiệu này có mức công suất đầu vào bằng 0dBm, mức tín hiệu là -45dBm. Trả lời và giải bài tập Méo bậc chẵn là điểm khác biệt giữa các máy thu ngoại sai sử dụng trung tần thực và máy thu biến đổi trực tiếp sử dụng trung tần không. Đây là vấn đề mà các nhà thiết kế máy thu biến đổi trực tiếp cần xem xét kỹ. Tuy nhiên khi thiết kế cẩn thận, có thể giải quyết được vấn đền này. Phân tích IIP2 một tần số Ta xét một tín hiệu vào Vin(t) bao gồm hai tín hiệu hàm sin có biên độ bằng nhau A và có các tần số góc là 1, 2: Vin(t)= A.sin(1t)+ A.sin(2t) Tín hiệu này được đưa đến một phần tử xử lý có méo phi tuyến bậc hai. Thiết bị xử lý này đựơc mô hình hóa bằng một phương trình đơn giản trong đó k xác định biên độ của thành phần bậc hai Vin2 (t ) như sau: Vout(t)= Vin(t) + k Vin2 (t ) Ta có thể triển khai thành phần k Vin2 (t ) như sau: V2(t)= kA2[sin2(1t)+ sin2(2t)+2sin(1t)sin(2t)] Sau một vài biến đổi lượng giác đơn giản ta được: V2(t)= kA2[1+0,5cos(21t)+0,5cos(22t) + cos(1t-2t)- cos(1t+2t) (*) Từ phương trình (*) ta thấy đầu ra bao gồm thành phần DC, các thành phần tần số gấp đôi tần số đầu vào và các thành phần có tần số là tổng hoặc hiệu các tần số đầu vào. Trong trường hợp các tần số đầu vào là 2140 MHz và 2141 MHz, đầu ra sẽ chứa các thành phần có các tần số 4280MHz, 4282MHz, 4281 MHz, 1MHz và DC. Quá trình này tương đương với giải điều chế AM (điều biên) cho tín hiệu đầu vào trong đó trong đó dẫn đến xuất hiện tín hiệu nhiễu trong băng kênh của máy thu trung tần không. Các tín hiệu được điều chế của WCDMA có thành phần điều biên rất lớn và vì thế méo bậc hai sẽ dẫn đến giảm độ nhạy máy thu nếu các phần tử xử lý tín hiệu có điểm cắt đầu vào bậc 2 (IIP2) không phù hợp. Vấn đề này hoàn toàn tránh đựơc trong máy thu ngoại sai vì các thành phần này sẽ bị bộ lọc trung tần loại bỏ. Tuy nhiên các nhà thiết kế máy thu biến đổi trực tiếp có thể khắc phục vấn đề này bằng các sử dụng nguyên lý cân bằng (nguyên lý bộ khuếch đại vi sai) và tất cả các máy thu trung tần không đều được thiết kế với các mạch được cân bằng. Việc sự dụng mạch được cân bằng giảm méo bậc hai và cho phép đáp ứng yêu cầu độ nhạy mà không cần sử dụng các ohần tử xử lý khác hoặc các yêu cầu về dòng định thiên. Nói chung các yêu cầu đối với các phần tử xử lý tín hiệu vô tuyến trong một máy thu biến đổi trực tiếp được quy định theo IIP2. Từ phương trình (*) ta thấy rằng mức các 561

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

phần tử bậc hai tỷ lệ với bình phương biên độ đầu vào. Vì thế mỗi thay đổi mức tín hiệu vào 10dB sẽ dẫn đến thay đổi mức các thành phần đầu ra là 20dB. Tại một điểm lý thuyết nào đó mức của các sản phẩm méo bậc hai sẽ bằng mức tín hiệu vào và điểm này đựơc gọi là điểm cắt đầu vào bậc hai (IIP2). Phân tích IIP2 hai tần số Trong phân tích IIP2 hai tần số, hai tần số có công suất như nhau đựơc đưa vào thiết bị. Đầu ra sẽ có các thành phần tần số cơ bản, các sản phẩn bậc hai tại DC, các thành phần tần số gấp đôi tần số đầu vào và các thành phần tần số bằng tổng và hiệu các tần số đầu vào. Quá trính trình biến đổi này như sau : Vin(t)=A1cos1t+A2cos2t V2(t)= k[A1cos1t+A2cos2t]  A12  A22 A12 cos(21t ) A22 cos(22 t )     A1 A2 cos(1  2 )t  A1 A2 cos(1  2 )t  2 2  2 

= k2 

IIP2 được tính như sau : IIP2=P1,dBm-P2,dBm ; trong đó các công suất P1,dBm, P2,dBm là công suất tần số cơ bản và công suất các thành phần bậc hai có thể được tính tại đầu ra hoặc quy đổi vào đầu vào. Giải IIP2 được tính bằng hiệu số giữa công suất thành phần cơ bản với công suất thành phần bậc hai tại tần số 1MHz như sau (xem hình vẽ): IIP2= 0dBm-45dBm=+45dBm Mức theo dB

IIP2= Mức đầu vào - mức méo (P 2) Mức vào bằng 0dBm

Thành phần DC

Mức méo bằng 40dBm (P2 )

Thành phần trong băng 2 tần số

fCW2- f CW1= 1MHz

CW1

CW2

f

CW: sóng liên tục

562

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bài 11 Trình bày ảnh hưởng của điều chế giao thoa và méo bậc ba lên máy thu WCDMA khi có nhiễu chặn CW (sóng liên tục) Giải Do tính phi tuyến của LNA trong máy thu xẩy ra điều chế giao thoa giữa tín hiệu dò từ máy phát và nhiễu chặn từ bên ngoài dẫn đến các hài bậc ba. Dưới đây ta xét ảnh hưởng của các hài này. Ta xét một tín hiệu vào Vin(t) bao gồm hai tín hiệu hàm sin có biên độ bằng nhau A và có các tần số góc là 1, 2: Vin(t)= A.sin(1t)+ A.sin(2t) với 2>1 Tín hiệu này được đưa đến một phần tử xử lý có méo phi tuyến bậc hai. Thiết bị xử lý này đựơc mô hình hóa bằng một phương trình đơn giản trong đó k xác định biên độ của thành phần bậc hai Vin3 (t ) như sau: Vout(t)= Vin(t) + k Vin3 (t ) Ta có thể triển khai thành phần k Vin3 (t ) như sau: V2(t)= kA3[sin3(1t)+ sin3(2t)+3sin2(1t)sin(2t)+ 3sin(1t)sin2(2t) ] Sử dụng các đẳng thức lượng giac sau: 3 1 cos3 x  cos(x)+ cos(3x) 4 4 1 sin 2 x  1  cos2x  2

Ta được: 1 3 1 3 4 4 4 4 3 3 1  cos21t  sin 2t + 1  cos22t  sin 1t  2 2 

V2(1)=kA3  cos(1t)+ cos(31t)+ cos(2 t)+ cos(32 t)+

Sử dụng đẳng thức lượng giác: sinacosb=

1 sin(a  b)  sin(a  b) 2

Ta được các sản phẩm méo bậc ba như sau: V2(t)= ….+

3kA3 3kA3 sin  21  2   sin  21  2  + 4 4 3kA3 3kA3 sin  22  1   sin  22  1  4 4

Trong các máy thu xẩy ra dò phát và nhiễu chặn CW như ở hình dưới đây:

563

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Tín hiệu CW

LNA Dò phát

Công suất phát

Bộ Lọc Song công

PA

Thành phần nhiễu điều chế giao thoa:

3kA3 3kA3 sin  22  1   rx sẽ lọt vào băng tần thu 4 4

của UE (xem hình vẽ).

Mức công suất

Nhiễu chặn CW tại LNA có tần số bằng f2=(ftx+frx)/2

5MHz

Dò phát tại LNA

f duplex /2

f duplex là khoảng dịch song công

f duplex /2

Tín hiệu mong muốn

Nhiễu đồng kênh Băng phát tần số trung tâm f1=ftx

Băng thu tần số trung tâm frx

f

Bài 12. Trong băng I các tần số tạo ra nhiễu đồng kênh do điều chế giao thoa xẩy ra trong băng:  Tần số thấp: (fRxmin + fTxmin)/2= (2110MHz +1920MHz)/2=2015 MHz  Tàn số cao: (fRxmaz + fTxmax)/2= (2170MHz +1980MHz)/2= 2075MHz

564

Thuật ngữ và viết tắt 3G Second generation Thế hệ hai 3G Third generation Thế hệ ba 4G Forth generation Thế hệ bốn 3GPP Third Generation Partnership Project Đề án đối tác thế hệ ba 3GPP2 Third Generation Partnership Project Đề án đối tác thế hệ 3 thứ hai ADC Analogue-to-digital converter Bộ biến đổi tương thự thành số AGC Automatic gain control Tự điều khuếch ASIC Application-specific integrated circuit Mach tíchhợp đặc thù ứng dụng BER Bit-error rate Tỷ số lỗi bit BTS Base-station transceiver station Trạm thu phát gốc C/I Carrier-to-interference (ratio) Tỷ số tín hiệu trên nhiễu CFR Crest-factor reduction Giảm dệ số nhấp nhô CPRITM Common public radio interface Giao diện chung công cộng CW Continuous-wave Sóng liên tục DAC Digital-to-analogue converter Bộ biến đổi số thành tương tự DCR Direct-conversion receiver Máy thu biến đổi trực tiếp DDS Direct-digital synthesis Tổng hợp số trực tiếp DPD Digital predistortion Làm méo trước số DSP Digital signal processor Bộ xử lý tín hiệu số ENOB Effective number of bits Số bit hiệu dụng EVM Error vector magnitude Độ lớn vectơ lỗi FAR Flexible architecture radio Vô tuyến kiến trúc linh hoạt FDD Frequency division duplex Song công phân chia theo tần số FET Field-effect transistor Transistor trường FFT Fast Fourier transform Biến đổi Fourier nhanh FIR Finite impulse response Đáp ứng xung hữu hạn FPGA Field programmable gate array Mảng cổng khả lập trình theo ứng dụng IC Integrated circuit Vi mạch ICI Intercarrier interference Nhiễu giữa các sóng mang IF Intermediate frequency Trung tần IM Intermodulation Điều chế giao thoa IMD Intermodulation distortion Méo điều chế giao thoa IP2 Second-order intercept point Điểm cắt bậc hai IP3 Third-order intercept point Điểm cát bậc ba I-Q (or I/Q) In-phase and quadrature Đồng pha và pha vuông góc IR Image-reject Loại bỏ ảnh LNA Low-noise amplifier Bộ khuếch đại tạp âm bhỏ MCPA Multi-carrier power amplifier Bộ khuếch đại công suất đa sóng mang MST Multi-standard terminal Đầu cuối đa chuẩn NCO Numerically controlled oscillator Bộ dao động điều khiẻn số OBSAI Open base-station architecture initiative Sáng kiến kiến trúc trạm gốc mở OEM Original equipment manufacturer Nhà sản xuất thiết bị gốc OFDM Orthogonal frequency division multiplexing Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao PA Power amplifier Bộ khuếch đại công suất PAR Peak-to-average ratio Tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình PIN Positive-intrinsic-negative Diod Pin PLL Phase-locked loop Vòng khóa pha QAM Quadrature amplitude modulation Điều chế biên độ vuông góc QPSK Quadrature phase-shift keying Khóa chuyển pha vuông góc RF Radio frequency Tần số vô tuyến

565

RRC Root-raised cosine Bộ lọc cos tăng căn hai RRH Remote RF head Đầu vô tuyến đặt xa Rx Receiver Máy thu SAW Surface acoustic wave Bộ lọc sóng âm thanh bề mặt SDR Software defined radio Vô tuyến được định nghĩa bằng phần mềm SFDR Spurious-free dynamic range Dải động không bi nhiễu giả SINAD Signal to interference, noise, and distortion Tỷ số tín hiệu trên nhiễu, tạp âm và méo SNR Signal-to-noise ratio Tỷ số tín hiệu trên tạp âm SSB Single-sideband Đơn biên TRx Transceiver Máy thu phát Tx Transmitter Máy phát U/C Upconverter Bộ biến đổi nâng tần VCO Voltage-controlled oscillator Bộ dao động điều khiển bằng điện áp ZIF Zero intermediate frequency Trung tần không

- Delta-sigma

bộ ADC (hoặc DAC) delta-sigma

566

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

TÀI LIỆU THAM KHẢO THU PHÁT VÔ TUYẾN 1. Peter B. Kenington. RF and Baseband Techniques for Software Defined Radio,

Artech House, 2005 2. William F. Egan, Ph.D. Practical RF System design, Willey Interscience, John

Willey and Son, 2003 3. J.A. Wepman J.R. Hoffman. RF and IF Digitization in Radio Receivers: Theory, Concepts, and Examples, NTIA Report 96-328. 1996 4. Receiver Design, EE144/EE245 H. Miranda, 2007 5. Xiaoning Wang. Linear Zero-IF Direct Conversion Receiver, Master Thesis 2006 6. Zhongping Zhang and Others. Advanced Baseband Technology in Third Generation Radio Base Station, Ericssion Review No.1, 2003 7. Chris W. Liu, Morten Damgaard. IP2 and IP3 Nonlinearity Specifications for 3G/WCDMA Receivers, Broadcom Corporation, 2006 8. 3GPP TS 34.121 V6.0.0 (2005-03). 3rd Generation Partnership Project;Technical Specification Group Terminals;Terminal conformance specification; transmission and reception (FDD)(Release 6) 9. Geoff Varall, Roger Belcher. 3G Handset and Network Design, Willey 2003 10. Harri Holma and Antti Toskala.WCDMA for UMTS – HSPA Evolution and LTE. Willey 2007 11. 3GPP TS 25.101 V9.1.0 (2009-09). 3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; User Equipment (UE) radio transmission and reception (FDD) (Release 9) 12. 3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Base Station (BS) radio transmission and reception (FDD) (Release 9) 13. Harry Holma and Antti Toscalla. LTE for UMTS OFDMA and SC-FDMA Based Radio Access, Willey 2009 14. 3GPP TS 35.101 v9.4.0 (2010-06). 3rd Generation Partnership Project;Technical Specification Group Radio Access Network;Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA);User Equipment (UE) radio transmission and reception 15. 3GPP TS 36.104 v8.3.0 (2008-09). 3rd Generation Partnership Project;Technical Specification Group Radio Access Network;Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA);Base Station (BS) radio transmission and reception (Release 8) 16. Stefania Sesia, Issam Toufik and Matthew Baker. LTE – The UMTS Long Term Evolution: From Theory to Practice. Willey 2009 17. Ludwigsburg. UMTS Radio Network Planning Guideline. Alcatel, 2001 18. Seminar on Antenna in Vietnam by Kathrein Company 19. Igor S. Smic, 2007. Evolution of Mobile Base Station Architecture, Microwave Review 20. Wolfgang Koenig and others. Implemetation of Multiband Frontend for a medium range base Station within the RMS Project, SDR Forum 2004. 21. B. Haberland and Others. Sofware Defined Radio: a Promising Technology for Multi Standard Base Station, Alcatel Telecommunications Review – 2nd Quarter 2005

537

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

22. M.Y. Cheng, Software Reconfigurable Radio, 2006 23. A. Pizzinat and others. Infrastructure Convergence for Fixed and Mobile Access

Network, Workshop “Migration Scenarios Toward Future Access Network”, San Diego, 22/3/2009 24. Cấu trúc phần cứng WCDMA BTS3900. Huawei 25. Cấu trúc eNodeB DBS3900, Huawei

538