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MODO INTERRUPTOR Fuentes de alimentación

Guía de Diseño Manual de referencia y

SMPSRM / D Rev. 3B, julio-2002

© SCILLC, 2007 Edición Anterior © 2002 “Todos los derechos reservados ''

SMPSRM

ON Semiconductor y

son marcas comerciales registradas de semiconductores Componentes Industries, LLC (SCILLC). SCILLC se reserva el derecho a realizar cambios sin previo aviso

a cualquiera de los productos del presente documento. SCILLC ofrece ninguna garantía, representación o garantía respecto a la idoneidad de sus productos para un fin concreto, ni tampoco asume SCILLC cualquier responsabilidad que surja de la aplicación o uso de cualquier producto o circuito, y rechaza específicamente cualquier y toda responsabilidad, incluyendo sin especial limitación , daños indirectos o incidentales. parámetros “típico” que se pueden proporcionar en hojas y / o especificaciones pueden datos SCILLC y varían en diferentes aplicaciones y el rendimiento real puede variar con el tiempo. Todos los parámetros operativos, incluyendo “Typicals” deben ser validados para cada aplicación cliente por los técnicos del cliente. SCILLC no concede licencia alguna sobre sus derechos de patente ni los derechos de los demás. SCILLC productos no están diseñados, concebidos, o está autorizado para su uso como componentes en sistemas destinados a implantes quirúrgicos en el cuerpo, o en otras aplicaciones destinadas a apoyar o sostener la vida, o para cualquier otra aplicación en la que el fallo del producto SCILLC podría crear una situación en la que se pueden producir lesiones personales o la muerte . Si el Comprador compra o uso de productos SCILLC para cualquier aplicación no deseada o no autorizada, el Comprador deberá indemnizar y mantener SCILLC y sus funcionarios, empleados, subsidiarias, filiales y distribuidores exento de reclamaciones, costos, daños y gastos y honorarios razonables de abogados que surjan de, directa o indirectamente, cualquier reclamación de daños personales o muerte asociada a dicho uso no intencionado o no autorizado, incluso si dicha reclamación alega que SCILLC fue negligente con respecto al diseño o fabricación de la pieza. SCILLC es un / acción afirmativa igualdad de oportunidades. Esta literatura está sujeto a todas las leyes de derechos de autor aplicables y no es para la reventa de cualquier manera.

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SMPSRM

Adelante Cada nuevo producto electrónico, excepto los que son pilas, requiere convertir fuera de línea 115 Vac o 230 Vac potencia en cierta tensión de corriente continua para la alimentación de la electrónica. La disponibilidad de información de diseño y aplicación y control de circuitos integrados de semiconductores altamente integrados para fuentes de alimentación conmutadas permite al diseñador para completar esta parte del diseño del sistema de forma rápida y sencilla. Si usted es un diseñador de fuente de alimentación con experiencia, el diseño de su primera fuente de alimentación conmutada o responsable de un hacer o comprar decisiones para fuentes de alimentación, la variedad de información en el ¿MODO

INTERRUPTOR? ™ Fuentes de alimentación Manual de Referencia y Guía de Diseño puede ser muy útil.

ON Semiconductor ha sido un proveedor clave de productos semiconductores de fuentes de alimentación conmutadas desde que presentamos transistores de potencia bipolares y rectificadores especialmente diseñados para fuentes de alimentación conmutadas a mediados de los años 70. Se identificaron estos como SWITCHMODE ™ productos. Una fuente de alimentación de conmutación diseñado utilizando en los componentes semiconductores con razón se puede llamar una fuente de alimentación SWITCHMODE o SMPS.

Este folleto contiene información útil sobre fuentes de alimentación conmutadas para aquellos que quieren tener discusiones más significativas y no son necesariamente expertos en fuentes de alimentación. También proporciona ejemplos reales SMPS, e identifica varias notas de aplicaciones y recursos de diseño adicionales disponibles de ON Semiconductor, así como libros útiles disponibles de varias editoriales y sitios web útiles para aquellos que son expertos y quieren aumentar sus conocimientos. También se proporcionan una lista extensa y breve descripción de circuitos integrados analógicos, transistores de potencia, rectificadores y otros componentes discretos disponibles de ON Semiconductor para el diseño de un SMPS. Esto incluye nuestro nuevo GreenLine ™, Fácil de Conmutación y circuitos integrados de muy alta tensión (VHVICs), así como HDTMOS alta eficiencia ® y HVTMOS ® FET de potencia, y una amplia selección de productos discretos en paquetes de montaje en superficie.

Para obtener las últimas actualizaciones e información adicional sobre los productos discretos para aplicaciones de suministro de energía y administración de energía analógica y, por favor, visite nuestro sitio web: ( www.onsemi.com).

MEGAHERTZ, POWERTAP, senseFET, SWITCHMODE y TMOS son marcas registradas de semiconductores Componentes Industries, LLC. HDTMOS y HVTMOS son marcas registradas de Elementos de semiconductor Industrias, LLC. GreenLine, SMARTMOS y Motorola son marcas registradas de Motorola Inc.

www.onsemi.com 3

SMPSRM

Tabla de contenido Página

Introducción

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

5

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

5

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

5

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

5

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

7

Lineal frente a la conmutación Fuentes de alimentación Cambio de fuente de los fundamentos de oferta

El Delantero-Mode convertidor El tiempo de retorno-Mode convertidor

Comunes de conmutación topologías de fuente de alimentación

Selección del método de control

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

13

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

14

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

La elección de Semiconductores

interruptores de alimentación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

El poder transistor bipolar El MOSFET

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

dieciséis dieciséis dieciséis

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

17

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

18

Conducir MOSFETs de conmutación en aplicaciones de fuente de alimentación

Bipolar de puerta aislada Transistor (IGBT) rectificadores

8

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

Intercalado de múltiples convertidores

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

19

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

19

Los componentes magnéticos

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

21

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

21

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

24

Fotomontaje de la placa de circuito impreso

Las pérdidas y las tensiones en el cambio de fuentes de alimentación

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

25

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

25

Los amortiguadores y abrazaderas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

27

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

28

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

29

Técnicas para mejorar la eficiencia en el cambio de fuentes de alimentación

El rectificador síncrono El tambor de frenaje Lossless

El Active Clamp

Cuasi-resonante topologías

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

30

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

32

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

35

Circuitos integrados para la conmutación de fuentes de alimentación

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

36

Componentes sugeridos para Aplicaciones Específicas

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

37

Corrección del factor de poder

Ejemplos SMPS

La literatura disponible de ON Semiconductor

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

56

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

56

Notas de aplicación, Folletos, Libros dispositivo de datos y modelos de dispositivos

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

58

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

58

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

59

Referencias para la conmutación de la fuente de alimentación Diseño

Libros

Sitios Web

www.onsemi.com 4

SMPSRM

Introducción

Un regulador de baja caída de salida (LDO) utiliza una etapa de salida mejorada que puede reducir Vdrop a considerablemente menor que 1,0 V. Esto

El accionamiento sin fin hacia productos más pequeños y ligeros plantea serios desafíos para el diseñador de la fuente de alimentación. En particular, la

aumenta la eficiencia y permite que el regulador lineal para ser utilizado en

eliminación del exceso de calor generado por los semiconductores de potencia se

aplicaciones de mayor potencia. Diseño con un regulador lineal es simple y barato,

está volviendo más y más difícil. En consecuencia, es importante que la fuente de

que requiere pocos componentes externos. Un diseño lineal es considerablemente

alimentación sea lo más pequeño y lo más eficiente posible, y con los años los

más silencioso que un conmutador ya que no hay ruido de conmutación de alta

ingenieros de suministro de energía han respondido a estos retos mediante la

frecuencia. Fuentes de alimentación conmutadas operan por la velocidad de

reducción de manera constante el tamaño y la mejora de la eficiencia de sus

conmutación de las unidades de paso entre dos estados de funcionamiento

diseños. Fuentes de alimentación conmutadas ofrecen una eficacia no sólo

eficientes:

superior, sino también una mayor flexibilidad al diseñador. Los recientes avances en tecnologías de semiconductores, las tecnologías magnéticas y pasivas hacen

cortar, donde hay un alto voltaje a través de la unidad pase pero hay flujo

que la fuente de alimentación de conmutación en una opción cada vez más

de corriente; y saturación, donde hay una corriente de alta a través de la

popular en el campo de la conversión de energía. Esta guía está diseñada para dar

unidad pase pero a una muy pequeña caída de tensión. En esencia, el

al diseñador prospectivo una visión general de los temas involucrados en el diseño

interruptor de semiconductores crea una tensión alterna de la tensión

de fuentes de alimentación conmutadas. En él se describe el funcionamiento

continua de entrada. Este voltaje de corriente alterna puede ser un paso

básico de las topologías más populares de fuentes de alimentación conmutadas,

arriba o hacia abajo por los transformadores y, finalmente, se filtra de

sus parámetros pertinentes, proporciona consejos de diseño de circuitos, e

nuevo a CC en su salida. Fuentes de alimentación conmutadas son mucho

información sobre cómo seleccionar el más

más eficientes, entre el 65 al 95 por ciento. La desventaja de un diseño de conmutación es que es considerablemente más complejo. Además, la tensión de salida contiene ruido de conmutación, que debe ser eliminado para muchas aplicaciones. Aunque hay claras diferencias entre lineal y

apropiado

semiconductor

reguladores de conmutación, muchas aplicaciones requieren ambos tipos a

y pasiva

componentes. La guía también se enumeran los componentes ON Semiconductor

utilizar. Por ejemplo, un regulador de conmutación puede proporcionar la

expresamente construidas para su uso en fuentes de alimentación conmutadas.

regulación inicial, a continuación, un regulador lineal puede proporcionar post-regulación para una parte sensible al ruido del diseño,

Lineal frente a la conmutación Fuentes de alimentación Conmutación y reguladores lineales utilizar fundamentalmente diferentes técnicas para producir una tensión de salida regulada de una entrada no regulada. Cada técnica tiene ventajas y desventajas, por lo

Cambio de fuente de los fundamentos

que la aplicación determinará la opción más adecuada.

de oferta Hay dos tipos básicos de ancho de pulso modulado (PWM) de conmutación

fuentes de alimentación lineales sólo pueden paso hacia abajo una tensión

de fuentes de alimentación, con visión de modo y

de entrada para producir una tensión de salida inferior. Esto se hace funcionar

modo de impulso. Se diferencian en la forma en se hacen funcionar los

una unidad de transistor MOSFET o pase bipolar en su lineal modo operativo; es

elementos magnéticos. Cada tipo básico tiene sus ventajas y desventajas.

decir, la unidad a la unidad de pase se cambia proporcionalmente para mantener el voltaje de salida requerido. Operando en este modo significa que

El Delantero-Mode convertidor

siempre hay una tensión de la altura libre, Vdrop, entre la entrada y la salida. En consecuencia, el regulador disipa una cantidad considerable de energía,

El convertidor en modo hacia delante se puede reconocer por la

dado por (Vdrop Icarga). Esta pérdida de espacio para la cabeza hace que el

presencia de un filtro LC en su salida. El filtro LC crea una tensión de

regulador lineal sólo para ser de 35 a 65 por ciento eficiente. Por ejemplo, si un

salida DC, que es esencialmente de la media en tiempo voltios de forma de

regulador de 5,0 V tiene una entrada de 12 V y está suministrando 100 mA, se

onda rectangular de entrada de CA del filtro LC. Esto se puede expresar

debe disipar 700 mW en el regulador a fin de entregar 500 mW a la carga, una

como:

eficiencia de sólo el 42 por ciento. El costo del disipador de calor realidad hace

Vout

que el regulador lineal antieconómico por encima de 10 vatios para pequeñas aplicaciones. Por debajo de ese punto, sin embargo,

Vin deber? ciclo

(Eq. 1)

El controlador de fuente de alimentación de conmutación varía el ciclo de trabajo de la forma de onda de voltaje rectangular de entrada y por lo tanto controla promedio en tiempo voltios de la señal. los dólar o el paso hacia abajo convertidor es

lineal

el convertidor más simple-modo de avance, que se muestra en la Figura 1.

reguladores son rentables en aplicaciones reductor.

www.onsemi.com 5

SMPSRM LO

SO

V en

re

yo en

R carga

yo apagado do fuera

voltaje del diodo (Voltios)

V Sab

Interrumpa

Interrumpa

el

Interruptor

suministro eléctrico

de encendido de

Interruptor de

el suministro eléctrico

encendido de

HORA

yo pk

(AMPS)

corriente del inductor

V fwd

yo carga yo min

Poder SW Diodo Diodo

Power SW

HORA

Figura 1. Una básica Forward-Mode Converter y formas de onda (Buck convertidor se muestra) sujetada cuando el diodo de captura D se convierte en polarización directa. La

Su funcionamiento se puede entender mejor cuando se divide en dos periodos de tiempo: cuando el interruptor de encendido se enciende y se apaga.

energía almacenada entonces continúa fluyendo a la salida a través del diodo

Cuando el interruptor de alimentación está encendido, la tensión de entrada está

de captura y el inductor. La corriente del inductor disminuye desde un valor

conectada directamente a la entrada del filtro LC. Suponiendo que el convertidor

inicial yo pk y viene dada por:

está en un estado estacionario, existe la tensión de salida en la salida del filtro. La corriente del inductor comienza una rampa lineal a partir de una corriente iL (off)

inicial dictada por el flujo que permanece en el inductor. La corriente del inductor está dada por:

iL (a)

IPK Voutt

L ??

0

t

petimetre

(Eq. 3)

El período de apagado continúa hasta que el controlador enciende el interruptor de

(Vin Vout) L

alimentación de nuevo y el ciclo se repite. El convertidor reductor es capaz de más t

iinit? 0

t

de un kilovatio de potencia de salida, pero se utiliza normalmente para

ton (eq. 2)

aplicaciones de regulador de a bordo cuyas potencias de salida se encuentran a

Durante este período, la energía se almacena como flujo magnético dentro del

menos de 100 vatios. En comparación con el convertidor en modo de retorno, el

núcleo del inductor. Cuando el interruptor de encendido está apagado, el núcleo

convertidor hacia adelante exhibe menor tensión de ondulación de pico a pico de

contiene suficiente energía para alimentar la carga durante el siguiente periodo de

salida. La desventaja es que sólo es una topología de paso hacia abajo. Dado que

más un poco de energía de reserva.

no es una topología de aislado, por razones de seguridad el convertidor hacia adelante no puede ser utilizado para tensiones de entrada mayor que 42,5 V de CC.

Cuando el interruptor de encendido se apaga, la tensión en el lado de entrada del inductor trata de volar por debajo del suelo, pero es

www.onsemi.com 6

SMPSRM diferente de la moda desde el convertidor de modo de avance. El

El tiempo de retorno-Mode convertidor

convertidor flyback modo más elemental, la aumentar o

El convertidor básico en modo flyback utiliza los mismos componentes que el

paso del convertidor, se muestra en la Figura 2.

convertidor básico en modo hacia adelante, pero en una configuración diferente. En consecuencia, éste opera en una

L re

do fuera

V en

R carga

SO yo en

yo apagado

yo carga

V en

V flbk

Interruptor

(V fuera)

de

(Voltios)

voltaje del conmutador

Interruptor

de

encendido de

encendido de

Interruptor

diodo

V Sab

de

EN

encendido de

diodo EN

yo pk

(AMPS)

corriente del inductor

HORA

yo carga

HORA

Figura 2. Un básico convertidor elevador-Mode y formas de onda (convertidor del alza se muestra)

Una vez más, su funcionamiento se entiende mejor considerando el “ON” y

el rectificador de salida cuando su tensión excede la tensión de salida. La

períodos “off” separado. Cuando el interruptor de alimentación está encendido, el

energía dentro del núcleo de la bobina se pasa entonces al condensador de

inductor está conectado directamente a través de la fuente de tensión de entrada.

salida. La corriente del inductor durante el período de apagado tiene una rampa

La corriente del inductor a continuación, se eleva desde cero y está dada por:

negativa cuya pendiente está dada por:

iL (a)

Vint L ???

t

0en

(Eq. 4)

iL (off)

La energía se almacena dentro del flujo en el núcleo del inductor. La corriente de

(Vin Vout)

L

(Eq. 6)

pico, yo pk, se produce en el instante en que el interruptor de encendido está

La energía es entonces completamente vaciada en el condensador de salida y el

apagado y está dada por:

terminal de conmutación de la bobina cae de nuevo al nivel de la tensión de IPK Vin? tonelada L

entrada. Algunos timbre es evidente durante este tiempo debido a la energía

(Eq. 5)

residual que fluye a través de elementos parásitos, tales como las inductancias parásitas y las capacitancias en el circuito.

Cuando el interruptor de encendido se apaga, el lado conmutado del inductor quiere volar arriba en el voltaje, pero es sujetado por

www.onsemi.com 7

SMPSRM Cuando hay una cierta energía residual se permite que permanezca

a un ciclo de trabajo del 50 por ciento. Tiene que haber un período de tiempo

dentro del núcleo del inductor, la operación se llama

en que se permite el inductor de vaciarse de su energía.

Modo continua-. Esto se puede ver en la Figura 3. La energía para la totalidad de

El convertidor de refuerzo se utiliza para el tablero de nivel (es decir, no

dentro y fuera de los períodos de tiempo deben ser almacenados dentro del

aislado) aplicaciones de STEP-up y se limita a menos de 100-150 vatios

inductor. La energía almacenada se define por:

debido a altas corrientes pico. Siendo un convertidor no aislado, que se limita a tensiones de entrada de menos de 42,5 V de CC. Sustitución del inductor

(Eq. 7)

EL 0.5L ipk2

con un transformador de resultados en un convertidor flyback, que pueden ser

El inductor de modo de impulso debe almacenar suficiente energía para

step-up o de bajada. El transformador también proporciona aislamiento

suministrar la carga de salida para todo el periodo de conmutación (t en

dieléctrico de entrada a salida.

+ limitadas t apagado). Además, los convertidores de modo de impulso están típicamente

(V fuera)

(Voltios)

voltaje del conmutador

V flbk en V en encendido de Interruptor

Interruptor

diodo

de

EN

encendido de

Diodo A TIEMPO

yo pk

(AMPS)

corriente del inductor

V Sab

HORA

Figura 3. Las formas de onda para un Boost Conversor de modo continuo

Comunes de conmutación topologías de

5. ¿Qué parte de la tensión de entrada se coloca a través del devanado

fuente de alimentación

primario del transformador o inductor? El factor 1 es un asunto relacionado con la seguridad. voltajes de entrada por encima

Una topología es la disposición de los dispositivos de potencia y sus

42,5 VCC son considerados peligrosos por las agencias reguladoras de seguridad

elementos magnéticos. Cada topología tiene sus propios méritos dentro de

en todo el mundo. Por lo tanto, sólo se topologías de transformadores aislados

ciertas aplicaciones. Hay cinco factores importantes a considerar al

deben utilizarse por encima de este voltaje. Estos son los desconectado aplicaciones

seleccionar una topología para una aplicación particular. Estos son:

en las que la fuente de alimentación está conectado a una fuente de corriente alterna, tal como un enchufe de pared.

1. ¿Es el aislamiento dieléctrico de entrada a salida necesaria para la aplicación? Esto normalmente dictada por los organismos reguladores

Varias salidas requieren una topología basada en el transformador.

de seguridad en vigor en la región.

Los motivos de entrada y salida pueden conectarse entre sí si el

2. Se requieren múltiples salidas?

voltaje de entrada está por debajo

3. ¿El lugar topología prospectivo un esfuerzo de tensión razonable a

42,5 VCC. De lo contrario se requiere aislamiento dieléctrico completa.

través de los semiconductores de potencia? 4. ¿El lugar topología prospectivo una tensión de corriente razonablemente en los semiconductores de potencia?

www.onsemi.com 8

SMPSRM El costo es un factor importante que entra en la decisión de

Factores de 3, 4 y 5 tienen un efecto directo sobre la fiabilidad del sistema. Fuentes de alimentación conmutadas ofrecen una potencia constante a la

topología. Hay grandes coincidencias en los límites de rendimiento

carga de salida. Esta potencia se refleja luego de vuelta a la entrada, así que a

entre las topologías. A veces la opción más rentable es diseñar una

tensiones de entrada bajas, la corriente de entrada debe ser alta para

topología propósito de operar en una región que por lo general se lleva

mantener la potencia de salida. A la inversa, cuanto mayor sea el voltaje de

a cabo por otro. Esto, sin embargo, puede afectar a la fiabilidad de la

entrada, menor será la corriente de entrada. El objetivo del diseño es colocar lo

topología deseada.

más posible de la tensión de entrada a través del transformador o inductor a fin

La figura 4 muestra donde se utilizan las topologías comunes para

de minimizar la corriente de entrada.

un nivel dado de tensión de entrada DC y potencia de salida requerida. Las figuras 5 a 12 muestran las topologías comunes. Hay más topologías de las que se muestran, como el Sepic y la Cuk, pero no son

topologías de impulsar de modo tienen picos de corriente que son

de uso común.

aproximadamente el doble de las que se encuentran en topologías de modo hacia adelante. Esto los hace inutilizables a potencias de salida superiores a 100-150 vatios.

1000

Tensión de entrada CC (V)

Medio puente

100

Volar de vuelta

Puente completo

42.5

Puente completo

No aislado 10

Corrientes de pico

Dólar

muy alto

10

100 Potencia de salida (W)

Figura 4. Cuando se usan las diversas topologías

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1,000

SMPSRM L

V FWD

Interruptor de alimentación

+

+

re V en

do en

V re 0

+

TIEMPO

V en yo PK

V fuera do fuera

Controlar

IL Realimentación

0

-

TIEMPO yo CARGA

-

yo MIN

Figura 5. El Buck (Paso-Down) Convertidor

V FLBK

V SAB

V SO

D EN

SW ON

DL

do en

V en

D EN

0

+ +

SO

Controlar

TIEMPO

V en

V fuera

do fuera

yo PK

IL

-

yo SO

yo re

0

TIEMPO

Figura 6. El Boost (Step-Up) Convertidor

+

V en

0

VL

Controlar

TIEMPO

SW

re

V en

-

do en

L -

- V fuera

+ V fuera

do fuera

+

Comentarios

IL yo SO

yo re

0

TIEMPO

yo PK

Figura 7. El Buck-Boost (inversora) del convertidor V FLBK

V SAB

SW ON

V SO

Tiempo

0

+

re

N2

N1

V en

do en

Controlar

-

V en

+ do fuera

+ V fuera

yo PRI

SO

Tiempo

0

-

yo PK

yo SEGUNDO Realimentación

0

Figura 8. El Flyback convertidor

www.onsemi.com 10

Tiempo

SMPSRM +

LO

re

+ +

T N2

N1

V fuera

do fuera

do en

V en

-

SO

Controlar

-

Realimentación

SW ON

V SO

HORA

0

2V en

V SAB

yo PRI

0

HORA yo MIN

yo PK

Figura 9. El One-Transistor Forward Converter (mitad delantera Converter)

SW1 T

D1

LO + +

+

D2

do fuera

SW2 V en do en

V fuera

-

Controlar

-

Realimentación

2V en

SO 2

V en

V SO

SO 1 0

HORA

V SAB yo PK yo PRI

0

HORA yo MIN

Figura 10. El push-pull convertidor

www.onsemi.com 11

SMPSRM

+

ds + do fuera

V fuera

-

+ N2

XFMR

SW1

T

do en

Controlar

V en

N1

SW2

do

CL O

Realimentación

V en

SO 1

V en

2 SO 2

V SW2

HORA

0 V SAB yo PK

yo PRI

0

HORA yo MIN

Figura 11. semipuente del convertidor LO ds

+ + do fuera

V fuera

-

+ XFMR

XFMR

SW1

T SW3

N1 N2

do en

V en

Controlar

C

SW2

SW4

-

V en

SO V en

1-4

2 V SW2

SO 2-3

0

HORA

V SAB yo PK

yo SW2

0

HORA yo MIN

Figura 12. El Puente completo convertidor

www.onsemi.com 12

SMPSRM

Intercalado de múltiples convertidores

Los condensadores de entrada y de salida son compartidos entre las fases. El condensador de entrada ve menos RMS ondulación de la corriente debido a que

Un método para aumentar la potencia de salida de cualquier topología y la reducción de las tensiones sobre los semiconductores, es una técnica

las corrientes de pico son menos y el ciclo de trabajo combinado de las fases es

llamada intercalación. Cualquier topología puede ser intercalada. Un de

mayor de lo que experimentaría con un solo convertidor de fase. El condensador

múltiples fases intercalado

de salida puede hacerse más pequeña porque la frecuencia de onda de corriente

convertidor tiene dos o más idénticos convertidores colocados en paralelo que

es norte- veces mayor y su ciclo de trabajo combinado es mayor. Los

comparten componentes clave. Por un norte- convertidor de fase, cada convertidor

semiconductores también ven menos tensión actual.

es accionado a una diferencia de fase de 360 ​/ norte Los títulos obtenidos en la siguiente. La corriente de salida de todas las fases importe sumado a la salida, lo

Un diagrama de bloques de un convertidor reductor de múltiples fases

que requiere sólo yo fuera/ norte amperios de cada fase.

intercalado se muestra en la Figura 13. Esta es una topología de 2 fases que es útil para proporcionar alimentación a un microprocesador de altas prestaciones.

+ + V EN

do EN

-

S A1

L UNA

S A2

V FDBK GATEA1

+

GATEA2

Controlar

+ C FUERA

GND C FA

V FUERA

GATEB2

S B1

GATEB1

L segundo

do pensión completa

CS5308

S B2

Una realimentación de corriente de realimentación de corriente B

Comentarios de voltaje

Figura 13. Ejemplo de una de dos fases Buck Converter con tensión y regeneración actual

www.onsemi.com 13

-

SMPSRM

Selección del método de control

seleccionar el que se desea. La Tabla 1 resume las características de cada uno de los métodos más populares de control. Ciertos métodos se adaptan mejor a

Existen tres métodos principales de control de una fuente de alimentación

ciertas topologías debido a razones de estabilidad o respuesta transitoria.

conmutada. También hay variaciones de estos métodos de control que proporcionan características de protección adicionales. Uno debe revisar estos métodos cuidadosamente y luego revisar cuidadosamente las hojas de datos controlador IC a Tabla 1. Métodos de control comunes utilizados en circuitos integrados Método de control

Tensión-Mode

Modo actual Tensión histérica

Protección OC

Tiempo de respuesta

Topologías preferidas

Lento

Forward-Mode

Lento

Forward-Mode

Intrínseco

Rápido

Modo de impulso

histéresis

Rápido

Impulsar y reenviar-Mode

Promedio

Lento

Impulsar y reenviar-Mode

OC promedio

Pulso por pulso OC

de control de modo de voltaje ( véase la Figura 14) se utiliza típicamente para

al instante cortar otras si se exceden sus límites. Esto ofrece una mejor protección al interruptor de encendido.

topologías en modo hacia adelante. En el control de modo de voltaje, se controla solamente la tensión de salida. Una señal de error de tensión se calcula mediante

el control en modo corriente ( véase la Figura 15) se utiliza típicamente con

la formación de la diferencia entre Vout (real) y Vout (desea). Esta señal de error

convertidores de modo de impulso. monitores de control en modo corriente no sólo

se alimenta entonces a un comparador que compara con la tensión de rampa

la tensión de salida, sino también la corriente de salida. Aquí la señal de error de tensión se utiliza para controlar la corriente de pico dentro de los elementos

generada por la sección oscilador interno del control IC. Así pues, el comparador

magnéticos durante cada interruptor de alimentación a tiempo. el control en modo

convierte la señal de error de tensión en la señal de accionamiento PWM para el

corriente tiene un tiempo de entrada y salida de respuesta muy rápida, y tiene una

interruptor de alimentación. Dado que el único parámetro de control es la tensión

protección contra la sobretensión inherente. No se utiliza comúnmente para

de salida, y no hay retraso inherente a través del circuito de potencia, control de

convertidores de modo de avance; sus formas de onda de corriente tienen

modo de voltaje tiende a responder lentamente a las variaciones de entrada. La

pendientes mucho más bajos en sus formas de onda de corriente que pueden

protección de sobrecorriente para un convertidor de tensión controlada en modo

crear fluctuación dentro de los comparadores.

puede basarse en la corriente de salida media o usar un método de pulso por pulso. En protección media de sobrecorriente, se controla la corriente de salida DC,

el control de histéresis es un método de control que intenta mantener un

y si se excede un umbral, se reduce la anchura de impulso del interruptor de

parámetro monitorizado entre dos límites. Hay métodos de control de

encendido. En pulso por pulso de protección contra sobrecorriente, la corriente de

corriente y tensión de histéresis, pero no son de uso común. El diseñador

pico de cada interruptor de alimentación “en” ciclo se controla y el interruptor de

debe ser muy cuidadoso al revisar un control prospectivo IC hoja de datos.

encendido está

El método de control y cualquier variación por lo general no se describen claramente en la primera página de la hoja de datos.

www.onsemi.com 14

SMPSRM V CC

Cargar

OSC

reloj de rampa

V error Descarga Connecticut

Supresión

V error Amperio.

voltios. V pensión completa

Comp

de salida

-

+

+

-

+

lógica

Comparador de

V árbitro

ancho de pulso

-

Gobierno

Comp. Protección contra sobrecorriente promedio

Canalla.

Amp actual. +

yo fuera ( lavOC)

R CS o yo SW ( P-POC)

+

Pulso por pulso de protección multifunción

V jefe

-

V SS

Figura 14. Control de Tensión-Mode

OSC

+

Connecticut

de descarga V CC Supresión de salida lógica

Comp

S

V error Amperio.

voltios.

-

V pensión completa

R

+ + -

Salida

Q

corriente V error V árbitro

Comparador de

R

S

+ yo SO

V error

R CS

V SS

yo pk yo SO

Figura 15. Turn-On con el reloj actual Modo de Control

www.onsemi.com 15

S

SMPSRM

La elección de Semiconductores

Uno debe generar un voltaje de excitación de puerta que está tan cerca de 0,7 voltios como sea posible. Esto es para minimizar cualquier pérdida creado por

interruptores de alimentación

La elección de qué tecnología de semiconductores a utilizar para la función de

dejar caer la tensión de excitación de base en la corriente de base necesaria para

interruptor de encendido está influenciada por muchos factores tales como el

el nivel exhibido por la base. Una segunda consideración es la tiempo de

coste, la tensión de pico y la corriente, la frecuencia de operación, y heatsinking.

almacenamiento exhibido por el colector durante su transición de apagado. Cuando

Cada tecnología tiene sus propias peculiaridades que deben ser abordados

la base es saturado, o donde la corriente de base es más de lo necesario para

durante la fase de diseño.

mantener la corriente de colector, el colector presenta un 0,3-2 s retraso en su desvío, que es proporcional a la sobremarcha base. A pesar de que el tiempo de

Hay tres opciones principales del interruptor de potencia: el transistor de unión bipolar (BJT), el MOSFET de potencia, y el transistor bipolar de puerta integrada

almacenamiento no es una fuente importante de pérdida, que lo limita de manera significativa

(IGBT). El BJT fue el primer interruptor de alimentación para ser utilizado en este

la frecuencia de conmutación máxima de una fuente de alimentación

campo y todavía ofrece muchas ventajas de costo sobre las otras. También todavía se utiliza para un costo muy bajo o en los convertidores de conmutación de alta

conmutada basado en bipolar. Hay dos métodos para reducir el tiempo de

potencia. La frecuencia máxima de funcionamiento de los transistores bipolares es

almacenamiento y el aumento de su tiempo de conmutación. El primero es el

menos de 80-100 kHz debido a algunas de sus características de conmutación. El

uso de un condensador de base de aceleración cuyo valor, típicamente

IGBT se utiliza para los convertidores de conmutación de alta potencia,

alrededor de 100 pF, se coloca en paralelo con la base resistencia limitadora

desplazando a muchas de las aplicaciones BJT. Ellos también, sin embargo, tienen

de corriente (Figura 16a). El segundo es el uso de excitación de base

una característica señal es más lento que limita su frecuencia de operación por

proporcional (Figura 16b). Aquí, sólo la cantidad de corriente de base

debajo de 30 kHz normalmente aunque algunos pueden llegar a 100 kHz. IGBTs

necesaria es proporcionada por el circuito de accionamiento por el sangrado

tienen áreas de matriz más pequeñas que los MOSFET de potencia de las mismas

del exceso de alrededor de la base en el colector. La última consideración con

calificaciones, que típicamente significa un menor costo. MOSFET de potencia se

los BJT es el riesgo de excesiva segunda avería. Este fenómeno es causado

utilizan en la mayoría de las aplicaciones debido a su facilidad de uso y sus

por la resistencia de la base a través de la matriz, permitiendo que las

capacidades de frecuencia más alta. Cada una de las tecnologías serán revisados.

porciones más alejados del colector para que se apague después. Esto obliga al ser corriente forzada a través del colector por una carga inductiva, para concentrarse en los extremos opuestos de la matriz, lo que provoca un calentamiento localizado excesivo en la matriz. Esto puede resultar en un fallo de cortocircuito de la BJT que puede suceder instantáneamente si la cantidad

El poder transistor bipolar

de concentración de corriente es grande, o puede ocurrir más tarde, si la

El BJT es un dispositivo accionado actual. Esto significa que la corriente de base es proporcional a la corriente extraída a través del colector. Así que uno debe

cantidad de calor es menor. la concentración de corriente está siempre presente cuando una carga inductiva está conectado al colector. Al cambiar el BJT más rápido, con los circuitos de la Figura 15, se puede reducir en gran

proporcionar: IB

(Eq. 8)

IC? HFE

medida los efectos de la segunda descomposición de la fiabilidad del dispositivo.

En los transistores de potencia, la ganancia media (h FE) exhibido en las corrientes de colector mayor se encuentra entre 5 y 20. Esto podría crear una pérdida de excitación de base grande, si el circuito de excitación de base no está diseñado adecuadamente.

V cama y desayuno

V cama y desayuno

+

100 pF control de IC

100 pF

control de IC

V SER

Planta de energía Planta de energía

(B) proporcional Base Drive Circuit (Baker Clamp)

(A) Base de accionamiento fijo Circuito

Figura 16. La conducción de un Transistor Bipolar Junction

www.onsemi.com dieciséis

V CE -

+ -

SMPSRM

El MOSFET

Desde el terminal de puerta, hay dos capacitancias los encuentros de diseño, la capacidad de entrada de puerta (C ISS) y la capacitancia de

MOSFET de potencia son las opciones populares usados ​como interruptores de alimentación y rectificadores síncronos. Son, en la superficie,

drenaje-gate inversa (C RSS). La capacitancia de entrada puerta es un valor fijo

fácil de usar que los BJT, pero tienen algunas complejidades ocultas.

causado por la capacitancia formada entre la metalización puerta y el sustrato. Su valor por lo general cae en el rango de 800 a 3.200 pF, dependiendo de la construcción física del MOSFET. La C rss es la

Un modelo simplificado para un MOSFET puede ser visto en la Figura 17. Las capacitancias visto en el modelo se precisan en las hojas de

capacitancia entre el drenaje y la puerta, y tiene valores en el intervalo de

datos de MOSFET, pero puede ser no lineal y varía con sus tensiones

60-150 pF. Aunque la C rss es más pequeño, tiene un efecto mucho más

aplicadas.

pronunciado en la impulsión de la puerta. Se acopla la tensión de drenaje a la puerta, el vertido de este modo su carga almacenada en la capacitancia de entrada de puerta. Las formas de onda de accionamiento de puerta típico se puede ver en la Figura 18. Tiempo de período t1 es sólo el C ISS siendo cargado o descargado por la impedancia del circuito de excitación de puerta externa. t2 Período muestra el efecto de la tensión de drenaje cambiar estando acoplado a la puerta a través de C rss. Se puede observar fácilmente

do DG

la “aplanamiento” de la tensión de accionamiento de puerta durante este do oss

período, tanto durante el encendido y gire-off del MOSFET. Período de tiempo t3 es la cantidad de voltaje sobremarcha proporcionada por el circuito

do GS

de excitación, pero en realidad no necesita el MOSFET.

Figura 17. El modelo de MOSFET

V DR

ENCENDER

T2

APAGAR t3

t3

t2

T1

V GS

V pl Vº 0

V DS

0

yo sol

+ 0

-

Figura 18. típicos MOSFET Drive formas de onda (Top: V GS, Medio: V DG, En resumen: SOL)

www.onsemi.com 17

t1

SMPSRM El tiempo necesario para conmutar el MOSFET entre estados activado y

Conducir MOSFETs de conmutación en aplicaciones de fuente de alimentación

desactivado depende de la impedancia del circuito de excitación de puerta. Es muy

Hay tres cosas que son muy importantes en la conducción de alta frecuencia

importante que el circuito de excitación de ser evitada con un condensador que mantendrá constante durante el periodo de control de la tensión de excitación. A

de MOSFETs: tiene que haber un conductor tótem; la fuente de voltaje de

0,1 F condensador es más que suficiente.

excitación debe estar bien por alto; y los dispositivos de accionamiento deben ser capaces de fuente de alto niveles de corriente en períodos de tiempo muy cortos (bajo cumplimiento). El circuito de accionamiento óptimo se muestra en la Figura 19.

V sol

V sol CARGA

CARGA

R en

R apagado

a. Pasiva de encendido

segundo. Pasiva de apagado

V sol

V sol CARGA

CARGA

do. Bipolar tótem

re. MOS tótem

Figura 19. Bipolar y circuitos de accionamiento basados ​en FET (a. Drivers bipolar, b. MOSFET Drivers)

www.onsemi.com 18

SMPSRM

A veces

eso

es necesario

circuito. Tanto de los condensadores en serie debe ser más de 10 veces el

para proporcionar una

unidad dieléctricamente aislado a un MOSFET. Esta es proporcionada por un

valor de la C ISS del MOSFET de modo que el divisor de tensión capacitivo

transformador de unidad. Transformadores expulsados ​de una fuente de CC

que está formado por los condensadores en serie no causa una atenuación

deben estar acoplados de manera capacitiva del circuito controlador tótem. El

excesiva. El circuito se puede ver en la Figura 20.

devanado secundario debe ser acoplado capacitivamente a la puerta con una restauración DC

T

V sol

CR sol

1k do

1: 1

C> 10 C ISS

Figura 20. Transformador-Aislado Gate Drive

Bipolar de puerta aislada Transistor (IGBT)

rectificadores Rectificadores representan alrededor del 60 por ciento de las pérdidas de fuentes de alimentación conmutadas no síncronos. Su elección tiene un efecto muy

El IGBT es un dispositivo híbrido con un MOSFET como el

grande sobre la eficiencia de la fuente de alimentación.

dispositivo de entrada, que entonces acciona un rectificador controlado de silicio (SCR) como un dispositivo de salida conmutada. El SCR se

Los parámetros significativos del rectificador que afectan el funcionamiento de

construye de tal manera que no presenta la característica de enganche

fuentes de alimentación conmutadas son:

de un SCR típica haciendo su retroalimentación ganancia menor que 1.

•

El área de boquilla de la IGBT típico es menos de la mitad que la de un

Caída de tensión directa ( V F), Cuál es el voltaje a través del diodo cuando una corriente directa está fluyendo

MOSFET de potencia idéntica puntuación, lo que hace menos costoso

•

para los convertidores de alta potencia. El único inconveniente es la

la tiempo de recuperación inversa ( t rr), el cual es el tiempo que requiere un

característica de apagado del IGBT. Al ser un dispositivo portador

diodo para eliminar las cargas minoritarios de su zona de unión y se

minoritario bipolar, las cargas deben ser retirados de las uniones PN

apagará cuando se aplica una tensión inversa

durante una condición de apagado. Esto provoca una “cola actual” al

•

final de la transición de desconexión de la forma de onda actual. Esto

la tiempo de recuperación hacia adelante ( t FRR) que es el tiempo que toma un

puede ser una pérdida significativa debido a que el voltaje a través del

diodo para comenzar a conducir corriente directa después de aplicar una tensión

IGBT es muy alta en ese momento.

directa. Hay cuatro opciones de tecnologías de rectificador: estándar, tipos de recuperación rápido y ultra-rápido, y los tipos de barrera Schottky. UNA diodo de recuperación estándar sólo es adecuado para 50-60 rectificación Hz debido a sus características de desconexión lentas. Estos incluyen las familias comunes,

Para conducir un IGBT uno utiliza los circuitos de control de MOSFET que

tales como los diodos en serie 1N4000. diodos de recuperación rápida fueron

se muestran en las figuras 18 y 19. Conducción de la puerta IGBT más rápido

utilizados por primera vez en fuentes de alimentación conmutadas, pero su tiempo

hace muy poca diferencia en el rendimiento de un IGBT, por lo que algunos

de apagado se considera demasiado lento para la mayoría de las aplicaciones

reducción de corrientes de excitación puede ser utilizado. La caída de tensión

modernas. Se puede encontrar aplicación que el bajo coste es de suma

de a través del colector-emisor (V CE) terminales es comparable a los

importancia, sin embargo. diodos de recuperación ultra rápida apague

encontrados en Darlington BJT y MOSFET operados a altas corrientes. El típico

rápidamente y tienen una caída de tensión de 0,8 a

V CE de un IGBT es un apartamento 1.5-2.2 voltios. MOSFET, actuando más resistente, pueden tener caídas de tensión de hasta 5 voltios al final de algunos altos rampas de corriente. Esto hace que el IGBT, en entornos de alta corriente, muy comparables a MOSFETs en aplicaciones de menos de 5-30 kHz.

1,3 V, junto con una capacidad de tensión inversa de alta de hasta 1000 V. A rectificador de Schottky apaga muy rápidamente y tiene una caída de tensión directa media de entre 0,35 y 0,8 V, pero tiene una baja tensión de ruptura inversa y

www.onsemi.com 19

SMPSRM una alta corriente de fuga inversa. Para una aplicación típica de suministro de

Las características de los rectificadores de potencia y sus aplicaciones en

energía de conmutación, la mejor opción es por lo general un rectificador de

fuentes de alimentación conmutadas se cubren en gran detalle en la referencia (5).

Schottky para tensiones de salida de menos de 12 V, y un diodo de recuperación

Las principales pérdidas dentro de rectificadores de salida son las pérdidas de

ultra-rápido para todas las otras tensiones de salida. Las principales pérdidas

conducción y las pérdidas de conmutación. La pérdida de conducción es los

dentro de rectificadores de salida son las pérdidas de conducción y las pérdidas de

tiempos de caída de tensión directa la corriente que fluye a través de ella durante

conmutación. La pérdida de conducción es los tiempos de caída de tensión directa

su periodo de conducción. Esto puede ser significativo si su caída de voltaje y

la corriente que fluye a través de ella durante su periodo de conducción. Esto

corriente son altos. Las pérdidas de conmutación son determinados por la rapidez

puede ser significativo si su caída de voltaje y corriente son altos. Las pérdidas de

con un diodo se apaga (t rr) veces la tensión inversa a través del rectificador. Esto

conmutación son determinados por la rapidez con un diodo se apaga (t rr) veces la

puede ser importante para altos voltajes y corrientes de salida.

tensión inversa a través del rectificador. Esto puede ser importante para altos voltajes y corrientes de salida.

Tabla 2. Tipos de Rectificador Tecnologías Tipo de rectificador

V media F

recuperación estándar

0,7-1,0 V

1.000 ns

Rectificación 50-60 Hz

Rápida recuperación

1,0-1,2 V

150-200 ns

Rectificación de salida

UltraFast recuperación

0,9-1,4 V

25-75 ns

Tiempo de recuperación inversa

0,3-0,8 V

Schottky

Aplicaciones Típicas

Rectificación de salida

(Vo> 12 V) Rectificación de salida

<10 ns

(Vo <12 V)

Tabla 3. Estimación de los parámetros significativos de los semiconductores de potencia

topología Dólar

Aumentar

Buck / Boost

Volar de vuelta

1 Transistor Forward

Empujar tirar

MOSFET Pwr Sw

Bipolar Pwr Sw

V CEO V en

V fuera

yo do

V DSS

yo fuera

V en

(2,0? Pout) Vin (min)

V fuera

1.7? Vin (max)

2,0 V en

2,0 V en

(min) (2,0? Pout) Vin (min) (1,5? Pout) Vin (min) (1,2? Pout) Vin

Vin Vout

1,5? Vin (max)

2,0 V en

2,0 V en

(min) Medio puente

V en

Puente completo

V en

(2,0? Pout) Vin (min)

(1,2? Pout) Vin (min)

yo re

VR

yo F

yo fuera

V en

yo fuera

V fuera

yo fuera

(2,0? Pout) Vin (min) (2,0? Pout) Vin

(2,0? Pout) Vin

Vin Vout

Rectificador

V en

V en

www.onsemi.com 20

(min) (2,0? Pout) Vin (min) (1,5? Pout) Vin (min) (1,2? Pout) Vin (min) (2,0? Pout) Vin (min) (2,0? Pout) Vin (min)

Vin Vout

yo fuera

5,0 V fuera

yo fuera

3,0 V fuera

yo fuera

2,0 V fuera

yo fuera

2,0 V fuera

yo fuera

2,0 V fuera

yo fuera

SMPSRM Coiltronics, División de Tecnología Electrónica

Los componentes magnéticos

Cooper

Los elementos magnéticos dentro de una fuente de alimentación de

6000 Park of Commerce Blvd. Boca Raton, FL

conmutación se utilizan ya sea para caminar-arriba o hacia abajo una tensión AC

(EE.UU.) 33487 sitio web:

conmutada, o para almacenamiento de energía. En las topologías de modo de

http://www.coiltronics.com Teléfono:

avance, el transformador se utiliza solamente para caminar-arriba o hacia abajo la

561-241-7876

tensión alterna generada por los interruptores de alimentación. El filtro de salida (el inductor de salida y el condensador) en topologías de modo hacia delante se utiliza

Cramer bobina, Inc.

para almacenamiento de energía.

401 Progreso Dr. Saukville, WI (EE.UU.) 53080

la

En las topologías de modo de impulso,

sitio web: http://www.cramerco.com correo

transformador se utiliza tanto para el almacenamiento de energía y para

electrónico: [email protected]

proporcionar un paso-up o función paso hacia abajo.

Teléfono: 262-268-2150

Muchos ingenieros de diseño consideran los elementos magnéticos de fuentes de alimentación conmutadas contrario a la intuición o demasiado complicado de diseñar. Afortunadamente, la ayuda está a la mano; los

Pulso, Inc.

proveedores de componentes magnéticos tienen los ingenieros de aplicaciones

San Diego, CA web:

que son muy capaces de llevar a cabo el diseño del transformador y discutir las

http://www.pulseeng.com Teléfono:

ventajas y desventajas necesarias para el éxito. Para aquellos que tienen más

858-674-8100

experiencia o más aventurero, consulte Referencia 2 en la bibliografía de guías

TDK

de diseño del transformador. El procedimiento general en el diseño de cualquier

1600 Feehanville Drive Mount Prospect, IL 60056

componente magnético es como sigue (Referencia 2, p 42):

sitio web: http://www.component.talk.com Teléfono: 847-803-6100 1. Seleccionar un material de núcleo apropiado para la aplicación y la frecuencia de operación. 2. Seleccionar un factor de forma de núcleo que sea apropiado para la aplicación y que satisfaga los requisitos reglamentarios aplicables.

Fotomontaje de la placa de circuito impreso 3. Determinar el área de sección transversal del núcleo

El diseño de la placa de circuito impreso (PCB) es la tercera porción crítica de

necesaria para manejar la potencia requerida

cada diseño de fuente de alimentación de conmutación, además del diseño

4. Determinar si se necesita un entrehierro y calcular el número de

básico y el diseño magnetismo. la disposición inadecuada puede afectar

vueltas necesarias para cada devanado. Entonces determinar

negativamente a la radiación RFI, fiabilidad de los componentes, la eficiencia y la

si la exactitud de las tensiones de salida cumple los requisitos

estabilidad. Cada diseño de PCB será diferente, pero si el diseñador valora los

y si los devanados encajarán en el tamaño del núcleo

factores comunes presentes en todas las fuentes de alimentación de

seleccionado.

conmutación, el proceso se simplifica. Todo PCB traza inductancia de exposiciones y resistencia. Estos pueden causar transiciones de alta tensión

5. Enrolle el componente magnético utilizando técnicas de bobinado

cada vez que hay una alta tasa de cambio en la corriente que fluye a través de la

apropiadas.

traza. Para amplificadores operacionales compartir un rastro con señales de

6. Durante la fase de prototipo, compruebe el funcionamiento del

potencia, esto significa que el suministro sería imposible estabilizar. En busca de

componente con respecto al nivel de los picos de voltaje, cruz de

rastros que son demasiado estrechas para que la corriente que fluye a través de

regulación, precisión de salida y la ondulación, RFI, etc., y hacer

ellos, que significa una caída de tensión de un extremo de la traza a la otra lo

correcciones eran necesarias.

que potencialmente puede ser una antena para RFI. Además, el acoplamiento capacitivo entre trazas adyacentes puede interferir con el funcionamiento del

El diseño de cualquier componente magnético es una “estimación

circuito apropiado.

calculada.” Hay métodos de “estiramiento” de los límites de diseño de tamaño más pequeño o pérdidas más bajas, pero éstos tienden a ser diametralmente opuestos entre sí. Hay que tener cuidado al hacer esto.

Existen dos reglas generales para diseños de PCB: “corto y grasa” para Algunas fuentes útiles para los componentes de magnetismo son:

todos los rastros de transporte de energía y “uno a tierra el punto” para los

Coilcraft, Inc.

diversos sistemas de tierra dentro de una fuente de alimentación conmutada.

1102 Silver Lake Rd. Cary, IL

Las huellas que son cortos y grasa minimizar los aspectos inductivos y

(EE.UU.) 60 013

resistivos de la traza, lo que reduce el ruido dentro de los circuitos y RFI. Un

página web: http://www.coilcraft.com/ correo

solo punto de conexión a tierra mantiene las fuentes de ruido separados de

electrónico: [email protected] Teléfono:

los circuitos de control sensibles.

847-639-6400

www.onsemi.com 21

SMPSRM rectificador para el condensador de filtro de salida y de vuelta al inductor o

Dentro de todas las fuentes de alimentación de conmutación, hay cuatro grandes bucles de corriente. Dos de los bucles de conducta Las corrientes alternas

devanado. Los condensadores de filtro son los únicos componentes que pueden

de alto nivel que necesita el suministro. Estos son el interruptor de alimentación de

fuente y sumidero los grandes niveles de corriente AC en el tiempo que necesita

CA de bucle de corriente y el rectificador de salida de CA de bucle de corriente. Las

la fuente de alimentación de conmutación. Las trazas de PCB deben hacerse lo

corrientes son los impulsos de corriente típicos trapezoidales con corrientes

ancho y lo más corto posible, para reducir al mínimo resistiva y efectos

máximas muy altas y muy rápidos di / DTS. Los otros dos bucles de corriente son

inductivos. Estas trazas será el primero en ser presentado. Volviendo a los

la fuente de entrada y los bucles de corriente de carga de salida, que llevan

bucles de corriente de fuente de entrada y de carga de salida, tanto de estos

corriente de baja frecuencia se suministra desde la fuente de tensión y a la carga,

bucles deben conectarse directamente a los terminales de su respectivo del

respectivamente.

condensador de filtro, de lo contrario ruido de conmutación podría eludir la acción de filtrado del condensador y escapar al medio ambiente. Este ruido se llama a cabo interferencia. Estos bucles se pueden ver en la Figura 21 para las

Para el conmutador de alimentación de CA de bucle de corriente, la corriente

dos formas principales de potencia de conmutación

fluye desde el condensador de filtro de entrada a través del inductor o devanado del transformador, a través del interruptor de alimentación y de vuelta a la clavija negativa del condensador de entrada. Del mismo modo, la corriente fluye del

suministros, no aislado (Figura 21a) y transformador

rectificador de salida del bucle de corriente desde el inductor o transformador

aislado (Figura 21b).

bobinado secundario, a través de la Interruptor de potencia

Rectificador de salida del

L

de bucle de corriente

bucle de corriente

V fuera

SW

De entrada de bucle de corriente

Carga de salida del bucle de corriente

+

V pensión completa

V en

Controlar

do en

-

do fuera

GND

analógico

do

UNA

segundo

Planta de entrada

Interruptor de

Fuente

Planta de carga de

Planta de salida del

alimentación de tierra

salida

rectificador

Unirse

Unirse

Unirse

(A) El convertidor DC / DC Sin Aislamiento

Corriente de entrada

Interruptor de potencia

Lazo

de bucle de corriente

Rectificador de salida del

Carga de salida del

bucle de corriente

bucle de corriente

V fuera

V pensión completa do fuera

SO

+ V en

do en

-

Controlar Planta de salida del

R CS

Término análogo

FB

UNA

Unirse

Interruptor de alimentación de tierra

Fuente Unirse

(B) El convertidor aislado-Transformador

Figura 21. Los bucles de corriente y los motivos de las principales topologías de convertidor

www.onsemi.com 22

Planta de carga de salida

Unirse

GND

do

Planta de entrada

segundo

rectificador

SMPSRM El último factor importante en el diseño de PCB es la disposición que rodea a

Los motivos son extremadamente importantes para el correcto funcionamiento de la fuente de alimentación de conmutación, ya que forman las conexiones de

los nodos de tensión alterna. Estos son el drenaje del MOSFET de potencia (o

referencia para todo el suministro; cada planta tiene su propio conjunto único de

colector de un BJT) y el ánodo del rectificador (s) de salida. Estos nodos pueden

señales que pueden afectar negativamente el funcionamiento de la alimentación si

capacitiva par en ninguna huella en diferentes capas de la PCB que corren por

está conectado de manera incorrecta.

debajo de la almohadilla de corriente alterna. En los diseños de montaje superficial, estos nodos también tienen que ser lo suficientemente grande como

Hay cinco razones distintas dentro de la fuente de alimentación conmutada

para proporcionar heatsinking para el interruptor principal o rectificador. Esto está

típico. Cuatro de ellas se agrupan en las vías de retorno para los bucles de

en contradicción con el deseo de mantener la plataforma lo más pequeño posible

corriente descritos anteriormente. La planta restante es la planta de control

para desalentar acoplamiento capacitivo a otros rastros. Un buen compromiso es

analógico de bajo nivel que es crítica para el correcto funcionamiento de la

hacer todas las capas por debajo del nodo AC idéntico al nodo de CA y

alimentación. Los motivos que forman parte de los principales bucles de corriente

conectarlos con muchas vías (orificios-a través de chapado). Esto aumenta en

deben estar conectados juntos exactamente como se muestra en la Figura 21. Aquí

gran medida la masa térmica de la almohadilla para mejorar la heatsinking y

de nuevo, el punto de conexión entre el recinto de corriente alterna de alto nivel y el

localiza cualquier rastro que rodean lateralmente donde la capacidad de

recinto de entrada o de salida es en el terminal negativo del condensador de filtro

acoplamiento es mucho menor. Un ejemplo de esto puede verse en la Figura 22.

apropiado (puntos a y B en las Figuras 21a y 21b). Ruido en los terrenos de CA

Muchas veces es necesario condensadores de filtro paralelas para reducir la

puede escapar muy fácilmente en el medio ambiente si los motivos no están

cantidad de rizado de corriente RMS cada uno experimenta condensadores.

conectados directamente al terminal negativo del condensador (s) de filtro. La

Cerca se debe prestar atención a esta disposición. Si los condensadores en

planta de control analógico debe estar conectada hasta el punto en el IC de control

paralelo están en una línea, el condensador cerca de la fuente de la corriente de

y circuitos asociados deben medir los parámetros de potencia clave, como

rizado funcionará más caliente que las otras, acortando su vida útil; los otros no

corriente AC o DC y la tensión de salida (punto C en las figuras 21a y 21b). Aquí

verán este nivel de corriente AC. Para asegurarse de que van a compartir de

cualquier ruido introducido por grandes señales de CA dentro de los terrenos de

manera uniforme la corriente de rizado, idealmente, todos los condensadores en

CA sumará directamente sobre los parámetros de control de bajo nivel y afectar en

paralelo deben estar dispuestos de manera simétrica radialmente alrededor de la

gran medida el funcionamiento de la alimentación. El propósito de la conexión de la

fuente de corriente, por lo general un rectificador o interruptor de alimentación. El

planta de control al lado inferior de la resistencia de detección de corriente o la

diseño de la PCB, si no se hace correctamente, puede arruinar un buen diseño de

salida de divisor de resistencia de tensión es para formar un “contacto Kelvin” donde cualquier ruido de modo común no es detectado por el circuito de control. En

papel. Es importante seguir estas pautas básicas y supervisar el diseño de cada

resumen, sigue el ejemplo dado en la figura 21 exactamente como se muestra para

paso del proceso.

los mejores resultados. Aquí cualquier ruido introducido por grandes señales de CA dentro de los terrenos de CA sumará directamente sobre los parámetros de control de bajo nivel y afectar en gran medida el funcionamiento de la alimentación. El propósito de la conexión de la planta de control al lado inferior de la resistencia de detección de corriente o la salida de divisor de resistencia de tensión es para

formar un “contacto Kelvin” donde cualquier ruido de modo común no es detectado por el circuito de control. En resumen, sigue el ejemplo dado en la figura 21 exactamente como se muestra para los mej dispositivo de alimentación

Top PCB

ee

ee

ee

ee

ÁÁÁÁÁÁÁÁÁÁÁ

ee

ee

ÁÁÁÁÁÁÁÁÁÁÁ

ee ee

Vía

Chapado a través del agujero

Figura 22. método para minimizar AC acoplamiento capacitivo y la mejora de heatsinking

www.onsemi.com 23

Parte inferior de PCB

SMPSRM Las pérdidas y las tensiones en el cambio de fuentes de

la circuitería, y algunos son controlados por simplemente seleccionando una parte

alimentación

diferente. La identificación de las principales fuentes de pérdida puede ser tan fácil como la colocación de un dedo en cada uno de los componentes en busca de

Gran parte del tiempo del diseñador durante un diseño de fuente de alimentación conmutada se gasta en identificar y minimizar las pérdidas dentro de

calor, o la medición de las corrientes y tensiones asociadas con cada componente

la oferta. La mayor parte de las pérdidas se producen en los componentes de

de potencia usando un osciloscopio, AC sonda de corriente y la sonda de tensión.

potencia dentro de la fuente de alimentación conmutada. Algunas de estas

pérdidas de semiconductores se dividen en dos categorías: las pérdidas de

pérdidas también pueden presentar tensiones a los semiconductores de potencia

conducción y las pérdidas de conmutación. los pérdida de conducción es el

que puede afectar a la fiabilidad a largo plazo de la fuente de alimentación, por lo

producto de la tensión en los terminales y la corriente durante el dispositivo de

que saber dónde proceden y cómo controlarlos es importante. Siempre que hay

potencia que está en período. Ejemplos de las pérdidas de conducción son la

una caída de tensión simultánea a través de un componente con una corriente que

tensión de saturación de un transistor de potencia bipolar y la pérdida “on” de un

fluye a través de, hay una pérdida. Algunas de estas pérdidas son controlables

MOSFET de potencia se muestra en la Figura 23 y la Figura 24, respectivamente.

mediante la modificación

V PICO

Tensión de

OTOÑO

saturación SATURACIÓN DINÁMICO tiempo de subida

DRENAJE-A-fuente de voltaje (Voltios)

Colector-emisor (Voltios)

V PICO

ALMACENAMIENTO

EN TENSIÓN OTOÑO

HORA

HORA

DE LEVANTARSE

RECTIFICADORES RECTIFICADORES

CORRIENTE DE

Intensidad de desconexión

(AMPS)

CORRIENTE DE DRENAJE

(AMPS)

La corriente de colector

de las CARACTERÍSTICAS TRANSFORMADOR inductivo pellizcando Saturación de corriente

ENCENDIDO

yo PICO

DE COMPENSACIÓN

yo PICO

DE COMPENSACIÓN

las TRANSFORMADOR

CARACTERÍSTICAS inductivo de En Current pellizcando

CORRIENTE COLA

CORRIENTE DE

Intensidad de

ENCENDIDO

desconexión

PERIODO concentración de

La segunda

corriente

avalancha

SATURACIÓN PÉRDIDA De encendido PÉRDIDA

Desvío pérdida de conmutación PÉRDIDA

PÉRDIDA (JOULES)

energía instantánea

PÉRDIDA (JOULES)

energía instantánea

PERÍODO

en la pérdida de

De encendido PÉRDIDA

Desvío pérdida de conmutación PÉRDIDA

Figura 24. Destaca y Pérdidas

Figura 23. Destaca y Pérdidas dentro de un

dentro de un MOSFET

transistor de potencia bipolar

www.onsemi.com 24

SMPSRM La pérdida de conducción directa de un rectificador se muestra en la Figura

crea un producto muy grande VI que es tan significativa como las pérdidas de

25. Durante el apagado, el rectificador exhibe una pérdida de recuperación

conducción. las pérdidas de conmutación son también la pérdida dependiente de la

inversa donde los portadores minoritarios atrapados dentro de la unión PN deben

frecuencia principal dentro de cada fuente de alimentación conmutada PWM.

invertir su dirección y salga de la unión después de aplicar una tensión inversa. Esto se traduce en lo que parece ser una corriente que fluye en sentido inverso a

La generación de calor pérdida inducida por causa estrés en el componente de

través del diodo con un terminal de alto voltaje inverso. los pérdida de

potencia. Esto puede ser minimizado por un diseño térmico eficaz. Para los

conmutación es el producto instantáneo de la tensión del terminal y la corriente

transistores de potencia bipolares, sin embargo, pérdidas de conmutación

de un dispositivo de alimentación cuando está en la transición entre estados de

excesivas pueden también proporcionar una tensión letal para el transistor en

funcionamiento (on-a-off y off-a-on). Aquí, los voltajes son de transición entre

forma de segunda ruptura y fallos de concentración de corriente. Se debe tener

estados lleno-en y de corte mientras que simultáneamente la corriente es de

cuidado en el análisis cuidadoso de polarización directa, Caja de seguridad Área de

transición entre estados lleno-en y de corte. Esta

funcionamiento de cada transistor (FBSOA) y la polarización inversa-Caja de seguridad Área de servicio Servicio (RBSOA).

voltaje del diodo (Voltios)

directa

Tensión inversa de tensión

corriente del diodo (AMPS)

yo PK

ADELANTE conducción de corriente GRADO DE DIODE RECUPERACIÓN BRUSQUEDAD

Tiempo de

para Adelante

recuperación

tiempo (t fr)

inversa (T rr)

PÉRDIDA (JOULES)

energía instantánea

Recuperación

PÉRDIDA conducción directa TRASPUESTA PÉRDIDA

Figura 25. Destaca y Pérdidas dentro de rectificadores

Técnicas para mejorar la eficiencia en el cambio de

rectificación es una técnica para reducir esta pérdida de conducción mediante el

fuentes de alimentación

uso de un interruptor en lugar del diodo. El interruptor de rectificador síncrono está abierta cuando el interruptor de alimentación está cerrado, y se cierra

La reducción de las pérdidas es importante para el funcionamiento eficiente de

cuando el interruptor de alimentación está abierto, y es típicamente un MOSFET

una fuente de alimentación conmutada, y una gran cantidad de tiempo que se

insertado en lugar del rectificador de salida. Para evitar que la corriente “pata de

gasta durante la fase de diseño para minimizar estas pérdidas. Algunas técnicas

cabra” que fluiría si ambos interruptores cerrados al mismo tiempo, el esquema de

comunes se describen a continuación.

conmutación debe ser break-before-make. Debido a esto, un diodo sigue siendo

El rectificador síncrono

necesaria para conducir la corriente inicial durante el intervalo entre la apertura del interruptor principal y el cierre del interruptor rectificador síncrono. Un

A medida que las tensiones de salida disminución, las pérdidas debidas a la

rectificador de Schottky con una corriente nominal de 30 por ciento de

salida del rectificador se vuelven cada vez más importante. Para V fuera = 3,3 V, un típico diodo Schottky tensión directa de

0,4 V conduce a una pérdida del 12% de eficiencia. Sincrónico

www.onsemi.com 25

SMPSRM el MOSFET debe ser colocado en paralelo con el MOSFET síncrono. El

fuente de alimentación típica de conmutación. El rectificador síncrono puede ser

MOSFET contiene un diodo de cuerpo parásito que podría conducir

impulsado ya sea de forma activa, que es controlado directamente desde el control

corriente, pero es con pérdidas, lento para apagar, y puede reducir la

IC, o pasivamente, impulsado de otras señales dentro del circuito de potencia. Es

eficiencia en un 1% a 2%. El encendido de tensión inferior de la Schottky

muy importante proporcionar una unidad que no se superponen entre el interruptor

impide que el diodo parásito de la realización de alguna vez y que muestran

de encendido (es) y el rectificador (s) síncrono para evitar cualquier tiro a través de

su mala característica de recuperación inversa.

las corrientes. Este tiempo muerto es por lo general entre 50 a 100 ns. Algunos circuitos típicos se pueden ver en la Figura 26.

Uso de rectificación síncrona, el voltaje de conducción puede ser reducido de 400 mV a 100 mV o menos. Una mejora de 1-5 por ciento se puede esperar para el +

V en

- V fuera

SW Drive

GND Directo

SR

R sol

do

V sol

do

re

1k

1: 1

C> 10 C ISS Transformador aislado rectificadores síncronos

LO +

Primario

Driven rectificadores síncronos (a) activamente impulsado

Figura 26. circuitos síncronos rectificador (b) pasivamente

www.onsemi.com 26

- V fuera

SMPSRM

Por lo tanto, no es muy útil para reducir la RFI. Es útil para componentes que impiden como

Los amortiguadores y abrazaderas Los amortiguadores y las abrazaderas se utilizan para dos propósitos muy

semiconductores y condensadores de entrar ruptura por avalancha.

diferentes. Cuando mal aplicado, la fiabilidad de los semiconductores dentro de la fuente de alimentación se pone en peligro en gran medida.

transistores de potencia bipolares sufren de la concentración de corriente Un amortiguador se utiliza para reducir el nivel de un pico de voltaje y disminuir

que es un modo de fallo instantáneo. Si se produce un pico de voltaje durante la

la tasa de cambio de una forma de onda de voltaje. Esto entonces reduce la

transición de tensión desvío de más de un 75 por ciento de su calificación VCEO,

cantidad de superposición de la tensión y las formas de onda de corriente durante

puede tener demasiado estrés concentración de corriente. Aquí, tanto la tasa de

una transición, lo que reduce las pérdidas de conmutación. Esto tiene sus ventajas

variación de la tensión y la tensión de pico de la espiga deben ser controlados. Se

en el área de operación segura (SOA) de los semiconductores, y reduce las

necesita un amortiguador para llevar el transistor dentro de su calificación RBSOA

emisiones mediante la reducción del contenido espectral de cualquier RFI.

(polarización inversa de seguridad Área de funcionamiento). circuitos amortiguadores típica y de la abrazadera se muestran en la Figura 27. Los efectos que éstos tienen en una forma de onda de conmutación representativo se muestran

Una abrazadera sólo se utiliza para reducir el nivel de un pico de voltaje. No

en la Figura 28.

tiene ningún efecto sobre la dV / dt de la transición.

ZENER

PINZA

PINZA

snubber

snubber

SUAVE

PINZA SUAVE

Figura 27. Los métodos comunes para la activación de los picos y / o RFI Tensión

ABRAZADERA

VOLTAJE (voltios)

snubber

forma de onda original

t, el tiempo ( μ segundo)

Figura 28. Efectos de un amortiguador frente a una abrazadera

www.onsemi.com 27

ZENER PINZA

SMPSRM 2. Cuando el amortiguador sin pérdidas es “reset”, el

El tambor de frenaje Lossless

la energía debe ser devuelto al condensador de entrada o de nuevo

Un amortiguador sin pérdidas es un amortiguador cuya energía atrapada se recupera por el circuito de potencia. El amortiguador sin pérdidas está diseñado

en la trayectoria de potencia de salida.

para absorber una cantidad fija de energía a partir de la transición de un nodo de

Estudiar el suministro de cuidado. Volviendo la energía al

tensión de CA conmutada. Esta energía se almacena en un condensador cuyo

condensador de entrada permite que el suministro de usar la energía

tamaño determina la cantidad de energía que el amortiguador puede absorber.

de nuevo en el siguiente ciclo. Devolver la energía a tierra en un

Una implementación típica de un amortiguador sin pérdidas se puede ver en la

suministro boostmode no devuelve la energía para su reutilización,

Figura 29. El diseño para un amortiguador sin pérdidas varía de topología a la

sino que actúa como un camino de corriente de derivación alrededor

topología y para cada transición deseada. Algunos adaptación puede ser necesario

del interruptor de encendido. A veces se utilizan bobinas del

para cada circuito. Los factores importantes en el diseño de un amortiguador sin

transformador adicionales.

pérdidas son: 3. La forma de onda de corriente de restablecimiento debe ser banda

1. El amortiguador debe tener condiciones iniciales que

limitado con un inductor en serie para evitar EMI adicional de ser

le permiten operar durante la transición deseada y en los voltajes

generado. El uso de un inductor PCB espiral 2 a 3 a su vez es

deseados. amortiguadores Lossless deben ser vaciados de su energía

suficiente para disminuir considerablemente el di / dt de la energía que

antes de la transición deseada. La tensión a la que está dictados de

sale del amortiguador sin pérdidas.

reposición en el que el amortiguador comenzará a operar. Así que si el amortiguador se restablece a la tensión de entrada, a continuación, que actuará como una abrazadera sin pérdidas, lo que eliminará cualquier pico por encima de la tensión de entrada.

Unsnubbed V SO

+

desairado V SO yo re

- V SO

Consumo de corriente (I RE)

Figura 29. Lossless de supresor de un transistor Forward o Flyback convertidor

www.onsemi.com 28

SMPSRM

El Active Clamp

energía almacenada) justo antes de la transición de apagado. Se desactiva a continuación, durante la transición negativa. Obviamente, la aplicación de

Una abrazadera activo es un circuito MOSFET cerrada que permite que el controlador IC para activar una abrazadera o un circuito de protección en un

una pinza activa es más caro que otros enfoques, y por lo general se reserva

momento particular en el ciclo de una fuente de alimentación de conmutación de

para las fuentes de alimentación muy compactas donde el calor es un tema

operación. Una abrazadera activo para un convertidor flyback se muestra en la

crítico.

Figura 30. En la Figura 30, se restablece la abrazadera activa (o vaciado de su

Interruptor de tensión Desblocado

(V SO)

Sujeta Interruptor de tensión (V SO) V en Interruptor de corriente (I SO)

+ V DR

yo CL

+

yo SO V SO

Variador

-

GND

de voltaje (V DR)

descargue la carga

Pinza de corriente (I CL)

Figura 30. Una abrazadera activo utilizado en un un transistor adelante o un convertidor flyback

www.onsemi.com 29

SMPSRM Cuasi-resonante topologías

frecuencias de conmutación están en los 100 de los kHz. Esquemáticamente, topologías cuasi-resonante son modificaciones menores de las topologías de

Una topología cuasi-resonante está diseñado para reducir o eliminar las pérdidas de conmutación dependientes de la frecuencia dentro de los interruptores

PWM estándar. Un circuito tanque resonante se añade a la sección de interruptor

de alimentación y rectificadores. pérdidas de conmutación representan

de alimentación para hacer ya sea la corriente o el “anillo” de tensión a través de un medio una forma de onda sinusoidal. Desde la sinusoide comienza en cero y

aproximadamente el 40% de la pérdida total dentro de una fuente de alimentación

termina en cero, el producto de la tensión y la corriente en el puntos inicial y final

PWM y son proporcionales a la frecuencia de conmutación. La eliminación de estas

es cero, por lo que no tiene pérdida de conmutación.

pérdidas permite al diseñador para aumentar la frecuencia de funcionamiento de la fuente de alimentación conmutada y así utilizar inductores y condensadores más pequeños, reduciendo el tamaño y el peso. Además, los niveles de RFI se reducen

Hay dos métodos cuasi-resonante: cero de conmutación de corriente (ZCS) o

debido a la velocidad controlada de cambio de corriente o tensión.

de conmutación de tensión cero (ZVS). ZCS es A, la variable método de tiempo de apagado del tiempo de funcionamiento de control fijo. ZCS comienza a partir de un estado inicial en el que el interruptor de encendido está apagado y no fluye

La desventaja de los diseños cuasi-resonantes es que son más complejas

corriente a través del inductor resonante. El convertidor reductor cuasi-resonante

que las topologías no resonantes RF debido a los efectos parásitos que

ZCS se muestra en la Figura 31.

deben ser considerados cuando se yo LR

LO

do R

re

V SO

V en do en

CONTROLAR

V fuera do fuera

TURN-OFF L R REALIMENTACIÓN

Un cuasi-resonante ZCS Buck convertidor INTERRUPTOR

VSW

V en INTERRUPTOR DE ALIMENTACIÓN

EN

enfermedad venérea

yo LR

yo PK

Figura 31. Representación esquemática y formas de onda para una ZCS cuasi-resonante Buck convertidor

www.onsemi.com 30

SMPSRM potencia entregada a la carga, la cantidad de “resonante de tiempos” son

En este diseño, tanto el interruptor de encendido y el diodo de captura funcionan en un modo de conmutación de corriente cero. El poder se pasa a la

variados. Para cargas ligeras, la frecuencia es alta. Cuando la carga es pesada,

salida durante los períodos de resonancia. Así que para aumentar la potencia

la frecuencia cae. En una fuente de alimentación típica ZVS, la frecuencia varía

entregada a la carga, la frecuencia aumentará, y viceversa para la disminución de

típicamente 4: 1 en todo el intervalo de funcionamiento de la alimentación. Hay

las cargas. En diseños típicos de la frecuencia puede cambiar 10: 1 sobre el rango

otras variaciones sobre el tema resonante que promueven pérdidas cero de

de operación del suministro ZCS.

conmutación, tales como PWM completamente resonante, topologías completo y de medio puente para mayor potencia y topologías de transición de resonancia. Para un tratamiento más detallado, véase el capítulo 4 en el “Suministro de

El ZVS se fija fuera de tiempo, variable de control método del tiempo de

energía Cookbook” (Bibliografía de referencia 2).

funcionamiento. Aquí la condición inicial se produce cuando el interruptor de alimentación está encendido, y la rampa de corriente familiarizado está fluyendo a través del inductor de filtro. El convertidor reductor cuasi-resonante ZVS se muestra en la Figura 32. Aquí, para controlar el

LR

LO

do R

V en

VI/P

REACCIÓN D

CONTROL DE C en

Un cuasi-resonante ZVS Buck convertidor

VIP

V en

INTERRUPTOR DE ALIMENTACIÓN

ENCENDER

0

Vin Vout Vin LR LO LR

me SW

yo PK

yo CARGA

CARNÉ DE IDENTIDAD

0

Figura 32. Representación esquemática y formas de onda para una

ZVS cuasi-resonante del convertidor Buck

www.onsemi.com 31

do fuera

V fuera

SMPSRM Corrección del factor de poder

requiriendo todo el equipo eléctrico conectado a un sistema de distribución de baja tensión para minimizar armónicos de corriente y

Factor de potencia (PF) se define como la relación entre la potencia real a la

maximizar el factor de potencia.

potencia aparente. En una aplicación de la fuente de alimentación típica AC

2. La potencia reflejada no se desperdicia en la resistencia del cable de

donde tanto el voltaje y la corriente son sinusoidales, el PF está dado por el

alimentación puede generar calor innecesario en la fuente (el

coseno del ángulo de fase entre la corriente de entrada y la tensión de entrada y

transformador reductor local), lo que contribuye a un fallo prematuro

es una medida de la cantidad de la corriente contribuye a la potencia real en la

y que constituyen un peligro de incendio.

carga. Un factor de potencia de la unidad indica que el 100% de la corriente está contribuyendo a la energía en la carga, mientras que un factor de potencia de

3. Desde la red de CA se limitan a una corriente finita por sus interruptores

cero indica que ninguna de la corriente contribuye a la energía en la carga.

de circuito, es deseable para obtener el máximo de energía posible de la

Puramente cargas resistivas tienen un factor de potencia de la unidad; la

corriente dada disponible. Esto sólo puede ocurrir cuando el factor de potencia

corriente a través de ellos es directamente proporcional a la tensión aplicada.

es cercana o igual a la unidad. El circuito de rectificación de entrada típica de CA es un puente de diodos seguido por un gran condensador de filtro de entrada. Durante el tiempo en que los diodos de puente conducta, la línea de CA está impulsando un condensador electrolítico, una carga casi reactiva. Este circuito

La corriente en una línea de CA se puede considerar como que consta de

sólo dibujar actual desde las líneas de entrada cuando el voltaje de la entrada

dos componentes: reales e imaginarios. La parte real resultados de potencia

supera la tensión del condensador de filtro. Esto conduce a corrientes muy altas

absorbida por la carga, mientras que la parte imaginaria es la energía que es

cerca de los picos de la forma de onda de voltaje de CA de entrada como se ve

reflejada de vuelta a la fuente, tal como es el caso cuando la corriente y la

en la Figura 33. Dado que los períodos de conducción de los rectificadores son

tensión son de polaridad opuesta y su producto, el poder, es negativo. Es

pequeñas, el valor pico de la corriente puede ser 3-5 veces la corriente de

importante tener un factor de potencia lo más cerca posible a la unidad para

entrada media necesaria por el equipo. Un interruptor automático sólo se detecta

que ninguno de la potencia entregada es reflejada de vuelta a la fuente.

la corriente promedio, por lo que no se disparará cuando la corriente de pico se

Potencia reflejada no es deseable por tres razones:

vuelve insegura, tal como se encuentra en muchas zonas de oficinas. Esto puede presentar un peligro de incendio. En los sistemas de distribución trifásicos, estos picos de corriente suma a la línea neutra, no sirve para realizar

1. Las líneas de transmisión o cable de alimentación generarán calor

este tipo de corriente, que a su vez presenta un peligro de incendio.

de acuerdo con el, la parte real actual que está siendo llevado a total más la parte reflejada. Esto causa problemas para los servicios de electricidad y ha llevado a diversas regulaciones

El poder no

VOLTAJE

utilizado

energía utilizada yo 110/220

+

voltios en corriente alterna do grande

DC fuente de alimentación Para

CORRIENTE

-

yo AV

Figura 33. Las formas de onda de un filtro de entrada capacitivo

www.onsemi.com 32

SMPSRM Un circuito de corrección de factor de potencia (PFC) es un convertidor

pulsos generan más calor que una carga puramente resistiva de la misma

de potencia de conmutación, esencialmente un convertidor elevador con una

potencia. El circuito de corrección de factor de potencia activa se coloca justo

muy amplia gama de entrada, que controla con precisión su corriente de

después del puente rectificador de corriente alterna. Un ejemplo puede verse

entrada sobre una base instantánea para que coincida con la forma de onda

en la Figura 34. Dependiendo de la cantidad de energía se obtiene por la

y la fase de la tensión de entrada. Esto representa un cero grados o 100 por

unidad, hay una selección de tres modos de control común diferentes. Todos

ciento del factor de potencia e imita una carga puramente resistiva. La

los esquemas de las secciones de potencia son los mismos, pero el valor del

amplitud de la forma de onda de corriente de entrada se varía sobre los

inductor PFC y el método de control son diferentes. Para corrientes de entrada

marcos de tiempo más largos para mantener una tensión constante en el

de menos de 150 vatios, una discontinua-mode esquema de control se usa

condensador de filtro de salida del convertidor. Esto imita una resistencia

típicamente, en el que el núcleo PFC se vacía completamente antes del

que cambia lentamente valor para absorber la cantidad correcta de energía

siguiente ciclo de conducción interruptor de alimentación. Para potencias entre

para satisfacer la demanda de la carga. excesos y déficits causados ​por

150 y 250 vatios, el modo de conducción crítica es recomendado. Este es un

cambios bruscos en la carga de energía a corto plazo de se complementan

método de control donde el IC de control detecta justo cuando el núcleo PFC

con un “condensador de almacenamiento de energía a granel”, el dispositivo

se vacía de su energía y el ciclo de conducción siguiente interruptor de

de filtro de salida del convertidor elevador.

encendido se inicia inmediatamente; esto elimina cualquier tiempo muerto exhibido en el discontinua en modo de control. Para una potencia de entrada superior a 250 vatios, el

El convertidor de PFC impulsar puede operar por debajo de aproximadamente 30 V antes de que haya tensión insuficiente para dibujar cualquier potencia más importante de su entrada. El convertidor puede entonces comenzar de nuevo

-Modo continuo del control se recomienda. Aquí las corrientes de pico se

cuando el haversine de entrada alcanza 30 V en la siguiente haversine de media

pueden reducir mediante el uso de un inductor más grande, pero una recuperación inversa problemático

onda. Esto aumenta en gran medida el ángulo de conducción de los rectificadores de entrada. se filtra entonces la región de abandono del convertidor de PFC

característica del rectificador de salida se encontró, que puede agregar un

(suavizada) por el filtro EMI de entrada.

20-40 por ciento adicional en pérdidas para el circuito PFC.

Muchos países cooperan en la coordinación de sus requisitos de

Un circuito PFC no sólo asegura que ningún poder se refleja de vuelta a la fuente, sino que también elimina los altos pulsos de corriente asociados a

factor de potencia. El documento más apropiado es IEC61000-3-2, que

los circuitos de entrada rectificador de filtro convencionales. Debido a

abarca el rendimiento de los productos electrónicos generalizadas. Hay

pérdida de calor en los circuitos de línea de transmisión y adyacentes es

especificaciones más detalladas para determinados productos hechos

proporcional al cuadrado de la corriente en la línea, corriente fuerte corto

para mercados especiales.

corriente de conmutación Voltaje de entrada

yo

V fuera

V sentido

+

do pequeña Controlar

Para la fuente

do grande

ángulo de conducción

voltaje

Figura 34. Circuito de alimentación Factor de Corrección

Corriente

yo AVG

Figura 35. Forma de onda de entrada corregido

www.onsemi.com 33

de alimentación

SMPSRM

Bibliografía 1. Ben-Yaakov Sam, Gregory Ivensky, “pasivo sin pérdidas amortiguadores para los convertidores PWM de alta frecuencia,” Seminario 12, 99 APEC.

2. Brown, Marty, Fuente de alimentación Cookbook, Butterworth-Heinemann, 1994, 2001. 3. Brown, Marty, “Tendido de Tarjetas de Circuito Impreso de alimentación conmutadas Embedded” Diseño Electrónico, De diciembre de 1999.

4. Martin, Robert F., “Corrientes armónicas” Ingeniería cumplimiento - 1999 Guía Anual de Recursos, Cañón

Communications, LLC, pp. 103-107. 5. ON Semiconductor, Rectificador de Aplicaciones Manual, HB214 / D, Rev. 2, noviembre de 2001.

www.onsemi.com 34

SMPSRM

Ejemplos SWITCHMODE fuente de alimentación Esta sección proporciona información inicial y detallado para simplificar la selección y el diseño de una variedad de fuentes de alimentación conmutadas. Los ICs para la conmutación de fuentes de alimentación de la figura de control identifica, tensión de referencia, de protección de salida y de conmutación de circuitos integrados regulador para varias topologías.

Página

Circuitos integrados para la conmutación de fuentes de . . alimentación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

36

Los circuitos integrados identificados por varias secciones de una fuente de alimentación conmutada.

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

Componentes sugeridos para Aplicaciones Específicas

Una lista de los circuitos integrados de control sugeridas, transistores de potencia y rectificadores para fuentes de alimentación conmutadas por aplicación.

•

Sistema de pantalla CRT

•

Alimentación AC / DC potencia de las pantallas CRT

•

Alimentación AC / DC motor para el almacenaje, Imaging y entretenimiento

• Conversión CC-CC

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

• PC típica Forward-Mode SMPS

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

SMPS reales Aplicaciones

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

42

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

43

Monitorear Pulsada-Modo SMPS

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

44

70 w Gran red de televisión SMPS

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

46

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

48

Controlador de corrección del factor de potencia de 80 W Corrección del Factor de Potencia compacta

100 w Gran red de televisión SMPS con 1,3 W Stand-by

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

50

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

51

Bajo costo fuera de línea IGBT cargador de batería

110 W de salida de Flyback SMPS

Circuito de seguridad eficiente para lastre electrónico

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

53

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

55

AC-DC cargador de batería - corriente constante con el límite de voltaje

Algunos de estos circuitos pueden tener una aplicación de notas, información sobre el modelo más completo de especias o incluso una placa de evaluación disponibles. Consultar en la página web de semiconductores ( www.onsemi.com) o en la oficina local de ventas para obtener más información.

www.onsemi.com 35

www.onsemi.com

36

REGULADORES

CONMUTACIÓN HV

NCP105x

NCP100x

MC33365

MC33363

MC33362

CORRECCIÓN

FACTOR DE POTENCIA

PUESTA EN MARCHA

MMSZ46xx

MMSZ52xx

MMBZ52xx

PUESTA EN MARCHA

CAMBIAR

PODER

TRANSFORMERS

Los filtros de

VOLTAJE

MAX809

MAX708

MAX707

PWM

MC44605 MC44608 NCP1200 NCP1205

UC384x

MC33023 MC33025 MC33065 MC33067 MC33364 MC44603A

CS51022 CS51023 CS51024 CS5106 CS51220 CS51221

VOLTAJE

SALIDA PROTECCION

REACCIÓN DE

TLV431A

CS5101 TL431 /A/B

NCP100

REALIMENTACIÓN

Figura 30. Circuitos integrados para la conmutación de fuentes de alimentación

CONTROLAR

MC44604

CS51227 CS5124

CS3843 CS51021

CONTROLAR

OSC

REF

salida

NCP803

NCP30x

MC3423

MC33164

MC33161

PROTECCIÓN DE SALIDA

MC33064

Snubber / PINZA

MURS360

MURHF860CT

NCP1651

MC34262

MBRS1100

MBRD360

MBR360

MBRS240L MBRS360

MBR1100 MBR3100

MAX810

POTENCIA MOS

MC33368

P6SMB1xxA

P6KExxxA

MURS260

MURS160

MUR260

MUR160

Los filtros de salida

NCP1650

CONTROLADORES DE

MC33262

MC33260

CORRECCIÓN

FACTOR DE POTENCIA

potencia MOS MC33153 de MC33151 MC33152 CONTROLADORES

1N63xxA

1N62xxA

ABRAZADERA

snubber /

NCP1400A NCP1402 NCP1410 NCP1411

CS51413 CS51414 CS5171 CS5172

VOLTAJE

MC78Lxx MC78Mxx MC78PCxx MC78Txx

LM317L LM317M LP2950 LP2951

NCP1117

MC79Mxx

MC7924

MC7908A

MC7918

MC7915

REGULACION DE VOLTAJE

NCP51x

MC78Fxx

LM350

MC7912

NCP50x

MC78Bxx

LM337

MC7908

MC7905.2

MC78xx

LM317

MC7906

MC7905

MC34268

LM2935

MC7905A

MC33269

MC33761

MC33263

MC33275

L4949

Vref

REGULACIÓN

LM2931

CONVERSIÓN DC-DC

CS5173 NCP1417 NCP1450A CS5174 NCP1550 MC33463 MC33466

MC34167

CS51412

MC34166

MC34163

CS51411

MC34063A

CS51031 CS51033

CONVERSIÓN DC-DC

SMPSRM

Figura 36.. Ciruits integrada para Switching Power Supplies

x 1024

37

www.onsemi.com

Línea

SMPS

Controlador

MC44603 / 5 Señalsync MC44608 NCP1200 NCP1205

UC384x

C.A.

Dispositivos de PFC

NCP1650 NCP1651 MC34262 MC33368 MC33260

AC / DC fuente

de alimentación

del monitor

overlayed RGB

H-Output TR

conductor de línea

H-Driver

Conductor

Vertical

RGB

N-Ch

UC3842 / 3

CONTROLADOR

CC a CC

segundo

sol

R

Vídeo Conductor

MTP6P20E

Figura 31. 15” Suministros de energía del monitor

De base de tiempo del procesador

IRF630 / 640/730/740/830/840

de energía

600V 8A

MUR420 MUR440 MUR460

sol

corrección de la geometría

segundo

R

RGB

Generador

Visualización en pantalla

Suministros

MOSFET

H_Sync

V_Sync

RGB

I 2 do

PWM o

H_Sync

MC33363A / B NCP100x NCP105x NCP1200

MEMORIA

HUB USB

la CPU

núcleo de

HC05

USB y auxiliar de espera

ARRIBA

ABAJO

H_Sync

1280

V_Sync

yo 2 C BUS

. 15”

V_Sync

10101100101

RWM

La Figura 37.

PROCESADOR DE SINCRONIZACIÓN

MCU

monitor de

H-Driver TR MTD6N10 / 15

MUR8100E MUR4100E MUR460

amortiguador de diodo

CRT

SMPSRM

SMPSRM

ultrarrápida

Interruptor de

Rectificador

+

Rectificador

puesta en marcha

Carga

+ Condensador de Abultar almacenamiento

control PWM IC

línea

MOSFET n-salidas

de CA

Prog. Prec.

PWM Switcher

Árbitro

Figura 38. AC / DC fuente de alimentación para pantallas CRT

Tabla 1. Parte #

Descripción

Los parámetros clave

Las muestras / Prod.

MC33262

PFC de control IC

Controlador PFC conducción crítica

Ahora ahora

MC33368

PFC de control IC

La conducción crítica controlador PFC + interna de puesta en marcha

Ahora ahora

MC33260

PFC de control IC

Sistema de bajo coste, con PFC sincronización capacidad, el modo

Ahora ahora

de refuerzo Seguidor o Modo Normal

MC33365

PWM de control IC

Frecuencia fija Controller + 700 V Puesta en marcha, un interruptor de

Ahora ahora

alimentación 1

MC33364

PWM de control IC

Controlador de frecuencia variable + 700 V Interruptor de puesta en marcha

Ahora ahora

MC44603A / 604

PWM de control IC

GreenLine, Sync. Instalación con el modo de espera baja

Ahora ahora

MC44605

PWM de control IC

GreenLine, Sync. Instalación, Current-mode

Ahora ahora

MC44608

PWM de control IC

GreenLine, de frecuencia fija (40 kHz, 75 kHz y 100 kHz opciones), Controller

Ahora ahora

+ interna de puesta en marcha, de 8 pines

MSR860

ultrasoft rectificador

600 V, 8 A, trr = 55 ns, IR max = 1 uA

Ahora ahora

rectificador ultrarrápido

400 V, 4 A, trr = 50 ns, IR max = 10 uA

Ahora ahora

MRA4006T3

Rectificador rápido de la recuperación

800 V, 1 A, Vf = 1,1 V @ 1,0 A

Ahora ahora

MR856

Rectificador rápido de la recuperación

600 V, 3 A, Vf = 1,25 V @ 3,0 A

Ahora ahora

MUR440

NCP1200

Controlador PWM de modo corriente

110 mA de fuente / sumidero, O / P Protección, 40/60/110 kHz

Ahora ahora

NCP1205

Controlador PWM de terminación única

Operación cuasi-resonante, 250 mA de fuente / sumidero, 8-36 V

Ahora ahora

Operación

UC3842 / 3/4/5

Alto Rendimiento actual-Mode controladores

500 kHz Freq., Tótem O / P, ciclo a ciclo actual limitación, UV Lockout

www.onsemi.com 38

Ahora ahora

SMPSRM

ultrarrápida

Interruptor de

Rectificador

+

Rectificador

puesta en marcha

Carga

+ Condensador de Abultar almacenamiento

control PWM IC

línea

MOSFET n-salidas

de CA

Prog. Prec.

PWM Switcher

Árbitro

Figura 39. AC / DC fuente de alimentación para el almacenamiento,

Imaging y entretenimiento

Tabla 2. Parte # MC33363A / B / 65

MC33364 TL431B

MSRD620CT MR856

Descripción

Los parámetros clave

Las muestras / Prod.

PWM de control IC

Controller + 700 V Puesta en marcha y del interruptor de alimentación, <15 W

Ahora ahora

PWM de control IC

Modo de Conducción crítico, SMPS Controlador

Ahora ahora

0,4% Tolerancia, Prog. De salida de hasta 36 V, Compensación de temperatura

Ahora ahora

200 V, 6 A, trr = 55 ns, IR max = 1 uA

Ahora ahora

600 V, 3 A, Vf = 1,25 V @ 3,0 A

Ahora ahora

Programa de precisión de referencia

ultrasoft rectificador Rectificador rápido de la recuperación

NCP1200

Controlador PWM de modo corriente

110 mA de fuente / sumidero, O / P Protección, 40/60/110 kHz

Ahora ahora

NCP1205

Controlador PWM de terminación única

Operación cuasi-resonante, 250 mA de fuente / sumidero, 8-36 V

Ahora ahora

Operación

UC3842 / 3/4/5

Alto Rendimiento actual-Mode controladores

500 kHz Freq., Tótem O / P, ciclo a ciclo actual limitación, UV Lockout

www.onsemi.com 39

Ahora ahora

SMPSRM co

Regulacion de voltaje

+ Vin de control IC

Lo

Lo +

+

Vout

-

+

Vin

Carga

control de IC

-

-

Vout Co

Carga

-

Sincrónica regulador reductor

Regulador Buck Figura 40. DC - Conversión DC

Tabla 3. Parte #

MC33263

Descripción

Los parámetros clave

Bajo ruido, baja caída

150 mA; 8 salidas 2.8 V - 5 V; SOT 23L Paquete 6 Plomo

Las muestras / Prod.

Ahora ahora

regulador IC MC33269 MC33275 / 375 LP2950 / 51

MC78PC

Medio Dropout Regulador IC 0,8 A; 3.3; 5, 12 V a cabo; 1 V diff; 1% Tolerancia Regulador de baja caída

300 mA; 2,5, 3, 3,3, 5 V a cabo

De baja caída, de tensión fija IC 0,1 A; 3, 3,3, 5 V a cabo; 0,38 V diff; 0,5% Tolerancia CMOS de tensión lineal LDO

yo fuera = 150 mA, disponible en 2,8 V, 3 V, 3,3 V, 5 V; SOT 23 - 5 Leads

Ahora ahora Ahora ahora Ahora ahora Ahora ahora

Regulador

MC33470

Controlado Synchronous Buck regulador IC digital; V CC = 7 V; Respuesta rapida

Ahora ahora

NTMSD2P102LR2 P-Ch FET w / Schottky en SO-8

20 V, 2 A, 160 m FET / 1 A, Vf = 0,46 V Schottky

Ahora ahora

NTMSD3P102R2

P-Ch FET w / Schottky en SO-8

20 V, 3 A, 160 m FET / 1 A, Vf = 0,46 V Schottky

Ahora ahora

MMDFS6N303R2

N-Ch FET w / Schottky en SO-8 30 V, 6 A, 35 m FET / 3 A, Vf = 0,42 V Schottky

Ahora ahora

NTMSD3P303R2

P-Ch FET w / Schottky en SO-8

30 V, 3 A, 100 m FET / 3 A, Vf = 0,42 V Schottky

Ahora ahora

MBRM140T3

Schottky 1A en POWERMITE ®

40 V, 1 A, Vf = 0,43 @ 1 A; IR = 0,4 mA @ 40 V

Ahora ahora

Paquete MBRA130LT3

Schottky 1A en el paquete de SMA

40 V, 1 A, Vf = 0,395 @ 1 A; Ir = 1 mA @ 40 V

Ahora ahora

MBRS2040LT3

Schottky 2A en SMB Paquete

40 V, 2 A, Vf = 0,43 @ 2 A; IR = 0,8 mA @ 40 V

Ahora ahora

MMSF3300

Individual MOSFET N-Ch en SO-8 30 V, 11,5 A ( 1), 12,5 m @ 10 V

Ahora ahora

NTD4302

Individual MOSFET N-Ch en DPAK 30 V, 18,3 A ( 1), 10 m @ 10 V

Ahora ahora

NTTS2P03R2

Individual MOSFET P-Ch en

30 V, 2,7 A, 90 m @ 10 V

Ahora ahora

30 V, 4,2 A, 65 m @ 10 V

Ahora ahora

20 V, 3,3 A, 100 m @ 4,5 V

Ahora ahora

Prog. Voltaje 1,0, 1,3, 1,5, 1,8 V O / P

Ahora ahora

Bloqueo UV, 200 kHz oscilador. Frec., 200 ns Respuesta

Ahora ahora

Bloqueo UV, 200 kHz oscilador. Frec., 200 ns Respuesta

Ahora ahora

150 kHz-600 kHz Prog. Frec., UV bloqueo, 150 ns Respuesta

Ahora ahora

Micro8 ™ Paquete MGSF3454X / V

Individual MOSFET N-Ch en

TSOP-6 NTGS3441T1

Individual MOSFET P-Ch en

TSOP-6 NCP1500

Dual Mode PWM Buck Lineal Convertidor

NCP1570

Baja Tensión Synchronous Buck Convertidor

NCP1571

Baja Tensión Synchronous Buck Convertidor

CS5422

Dual Synchronous Buck

transitoria

Convertidor

(1) continua en T A = 25 ° C, montado en 1” cuadrado FR-4 o G10, V GS = 10 V t

10 segundos

www.onsemi.com 40

41

www.onsemi.com

DIP16 / SO-16

MUR480E, MUR4100E

600

1000

(V)

MR756RL, 1N4937 MR760RL

RRM

600 1000 600 1000 600

V

MUR180E, MUR1100E

Nº de pieza

DIP16 / SO-16

MC44603A

DIP8 DIP8 /

MC44603

MC44608

DIP16 / SO-16

DIP16 / SO-16

DIP16 / SO-16

TL594

MC34023

DIP14 / SO-14

SO-8 / SO-14

Paquete

MC34060 TL494

Serie U384X

Nº de pieza

voltaje Stand-by 5 V 0,1 A

Mains 230 Vac

I (A) o Paquete

Axial

(V)

1N5408RL 400 1000 3

RRM

Axial Axial

V

1N5404RL 400 1000 3 1N5406RL 400 1000 3

Nº de pieza

Axial

axial

axial

Axial

Paquete

V 60

RRM

(V)

1

I (A) o Axial

Paquete

+

+

MATRIZ

+

+

+

Figura 35. Modo típica 200 W ATX Forward SMPS

1 1 6 4

I (A) o

PWM IC

+

MBR160

Nº de pieza

- 12 V 0,8 A

- 5 V 0,5 A

+ 12 V 6 A

+ 5 V 22 A

+ 3,3 V 14 A

Nº de pieza

RRM

V

(V)

MBR3100

Nº de pieza

MBR340

TL431

Nº de pieza

100

3

I (A) o

(V)

(V)

(V)

(V)

A-92

Paquete

40 40 1N5822

V

40 30 MBRD340 1N5821

40 MBRS340T3

Nº de pieza

MURF1620CT

RRM

200 200 MUR1620CTR

MUR1620CT

200 200

60 100

MBR20200CT

MBR20100CT

MBR2060CT

RRM

45

MBR3045WT

V

45 45

MBR3045PT

MBR3045ST

MBR2545CT

MBRF2545CT

RRM

35

RRM

35 45 45

V

V

MBR2535CTL

Nº de pieza

MBR2535CTL

Nº de pieza

SMC Axial Axial Axial DPAK

Paquete

A-220 A-220 A-220 A-220 A-220 TO-220

Paquete

Axial

Paquete

3 3 3 3 3

I (A) o

20 16 16 16 20 20

I (A) o

A-220 A-247 A-218 A-220 A-220 TO-220

Paquete

I (A) o 25 30 30 25 30 25

TO-220

Paquete

25

I (A) o

SMPSRM

Forward Modo SMPS

Figura 41.. Típica 200 W ATX

SMPSRM

Aplicación: 80 W Controlador de Factor de Potencia 1

re 2

100 k R 6

do 5

1N4934

Vac

Filtro RFI

corriente cero 92 a 138

1,2 V

DETECTOR re 1

re 6

8

re 4

re 3

+

+

+

36 V

100 C4

6,7 V

1,6 V /

5

T

22 k R4

1,4 V UVLO

2,5 V

+ 13 V / 8,0 V

REFERENCIA

MINUTERO

OUTPUT10

R

N-Ch MOSFET

UNIDAD

cerrojo

VO

re 5

230 V /

500 V / 8 A

16 V 10

RETRASAR

MUR130

7

0,35 A

+

Q1

C3

RS

2.2 MR 5

20 k

1,5 V COMPARATOR COMPARATOR SENTIDO

+

ACTUAL

1.0 MR 2

4

0.1

10 pF

R7

SOBRETENSION

1,08 V árbitro

ERROR AMP + V árbitro

0,01

7,5 k R 3

MULTIPLICADOR

1

3

11 k

C2

RÁPIDO 10 A 2

6

0.68 C1 Figura 42. 80 controlador de factor de potencia W MC33262

caracteristicas: Reducido número de piezas, solución de bajo costo.

En las ventajas de semiconductores:

Solución completa de semiconductores en torno MC33262 altamente integrado. dispositivos: Número de pieza

Descripción

MC33262

Controlador del Factor de Potencia

MUR130

Plomo Axial ultrarápido Rectificador de recuperación (300 V)

Transformador

Coilcraft N2881-A primario: 62 vueltas de # 22 AWG secundario: 5 vueltas de # 22 AWG Core: PT2510 Coilcraft Gap: 0.072” total para una inductancia primaria (Lp) de 320 H

www.onsemi.com 42

220

R1

SMPSRM

Aplicación: Corrección del Factor de Potencia compacta

Vcc

0.33 μ F

FUSIBLE

1N5404 AC LÍNEA

100 nF

L1

+

10 μ F /

Filtro de

16 V

red

Vout

MUR460

+

100 μ F / 450 V

8

2

7

3

MC33260

100 nF

1

4

500 V / 8 A N-Ch MOSFET

10

6 5

12 k

1M

120 pF

45 k

0,5 / 3 W

1M

Figura 43. La corrección del factor de potencia compacto

Caracteristicas : solución de sistema de bajo costo para seguidora modo de refuerzo. Cumple con la norma IEC1000-3-2. conducción crítica, el modo de tensión.

Modo seguidor impulso para la reducción de los costes del sistema - el inductor más pequeño y el MOSFET se pueden utilizar. Irrupción de detección de corriente.

Protección contra sobrecorriente, sobretensión y baja tensión.

EN ventajas semiconductor: Muy bajo el número de componentes. No se requiere devanado auxiliar. Alta fiabilidad.

solución semiconductor completa. Reducción significativa el costo del sistema.

dispositivos: Número de pieza

Descripción

MC33260

Controlador del Factor de Potencia

MUR460

Ultrarápido Rectificador de recuperación (600 V)

1N5404

Rectificador de propósito general (400 V)

www.onsemi.com 43

SMPSRM

Aplicación: Monitor de Pulsada-Modo SMPS 90 Vac a 270 Vac

22 μ H

nF / 1 kV

FILTRO

90 V / 0,1 A

RFI

MR856 1 nF / 500 V

4,7 M

1

47 μ F

1N5404

150 μ F

3,9 k / 6 W

400 V

1 nF / 500 V

47 μ F

4,7 k 120 pF

1N4148

2W

1N4934 MCR22-6

100 nF

1N4934

22 k

MR856

+

47 μ F 25 V

3.3 k

MR856

1μH

1,2 k

+

V en

D1 - D4

SINC

+

9

8

10

7

47 k

10 pF

45 V / 1

+

A

1,000 μ F

SMT31

2,2 nF

2,2 k

+ 8,2 k 22

470 k

nF

11

6

12

5

1N4148 13 2,2 nF

56 k

MR852

470 pF

MC44605P

4.7 μ F

4.7 μ F +

3

15

2

dieciséis

1

0.8 A

1,000 μ F

L pag

10 V 4.7 μ F +

150 k

10 V

4

14

15 V /

+

MR852 Nota 1

10 560 k

- 10 V /

+

0.3 A

220 μ F 1k

270

1N4934

MBR360

470

56 k

V/

+

0.1 470 pF

1.5 A

4700 μ F 100

MOC8107 1

1,8 M 10 k

96,8 k 8

10 k V en

100 nF TL431

1N4742A 2,7 k

2,7 k

12 V

Nota 1: 500 V / 8 A N-Channel MOSFET

1k BC237B

100 nF V PAG

DE P 0: STAND-BY 1: MODO NORMAL

Figura 44. Monitor de Pulsada-Mode SMPS

www.onsemi.com 44

SMPSRM caracteristicas:

Apagado Consumo de energía: 40 mA extrae de la salida 8 V en el modo de ráfaga.

Vac (110 V)

aproximadamente 1 watt

Vac (240 V)

alrededor de 3 vatios

Eficiencia (faneca = 85 vatios) Alrededor de 77% @ Vac (110 V) Alrededor de 80% @ Vac (240 V) limitación de potencia máxima. detección de exceso de temperatura. Winding detección de cortocircuito.

En las ventajas de semiconductores: Diseñado alrededor de controlador de modo de corriente de alto rendimiento. Una función de modo de trabado incapacitante. solución semiconductor completa.

dispositivos: Número de pieza

Descripción

MC44605P

Alta seguridad con bloqueo modo de controlador Para GreenLine (Multi)

TL431

Programable de precisión de referencia

MR856

Rectificador rápido de la recuperación (600 V)

MR852

Rectificador rápido de la recuperación (200 V)

MBR360

Plomo Axial Schottky rectificador (60 V)

Aplicaciones sincronizadas

BC237B

NPN Transistor bipolar

1N5404

Rectificador de propósito general (400 V)

1N4742A

Zener Regulador (12 V, 1 W)

Transformador

G6351-00 (SMT31M) de Thomson Orega inductancia primaria = 207 H Área = 190 nH / turns2 espiras del primario = 33 vueltas (90 V) = 31

www.onsemi.com 45

SMPSRM

Aplicación: 70 W Amplia red de televisión SMPS

95 Vac a 265 Vac

F1 Fusible 1,6 A

C30 100 nF 250 Vac FILTRO

LF1

RFI C19 1 nF / 1 kV

R21 4,7 M

1N4007 D1-D4

C1 220 F

R16

3,8 M

L3 22 μ H115 V / 0,45 A

68 k / 2 W

C4-C5 1 nF / 1 kV

1N4148

R7 68 k /

1N4148

100 μ F

8

9

7

10 C10 1 μ F

6

12

5

5,6 k R15 1 M

C7 10 nF

13 14

MC44603AP

R18

11

4

C12 1

15

3,9 k

dieciséis

47 k

F

nF

15 k

11 V / 0,5 A

180 k

D8 MR854

Q1 600 V / 4 A N-Ch

R8 1 OREGA TRANSFORMADOR

k

2

C22 1000 μ F

MOSFET

3

Componentes del televisor G6191-00 THOMSON

1 R33

2,2 k R14

C21 1000 μ

MR854

R9 150

R5

15 V / 1,5 A

1k

R20 47 R4

D5

R19 27 k R22

pF

D23 47 μ F

C15 220 pF

C11 de 100

C8 560 pF

C20 47 μ F

D7

1μH

k

MR856

1N4937

L1

C9 100 nF

D12

4,7 nF

C16

D15

R3 22

C26

D13

1W

0.31 R13 10 k

Figura 45. 70 W ancha Mains TV SMPS

www.onsemi.com 46

C14 220 pF

SMPSRM caracteristicas: potencia de salida de 70 W a partir 95 a 265 VCA. Eficiencia

@ 230 Vac = 86% @ 110 Vac = 84% Regulación de la carga (115 Vac) = 0.8 regulación V. Cross (115 Vac) = 0,2 V. Frecuencia 20 kHz completamente estable.

En las ventajas de semiconductores: DIP16 o opciones de embalaje SO16 para el controlador. Cumple con las normas IEC radiación EMI. Un diseño de tensión de alimentación estrecho (80 W) también está disponible.

dispositivos: Número de pieza

Descripción

MC44603AP

Enhanced Mixta Frecuencia Modo

MR856

Rectificador rápido de la recuperación (600 V)

GreenLine controlador PWM MR854

Rectificador rápido de la recuperación (400 V)

1N4007

Rectificador de uso general (1000 V)

1N4937

Rectificador de propósito general (600 V)

Transformador

Thomson Orega SMT18

www.onsemi.com 47

SMPSRM

Aplicación: Amplia red 100 W TV SMPS con 1,3 W de TV Stand-by

F1 C31 100 nF

C19

FILTRO

47283900 R F6

2N2F-Y

RFI

C3 1

R16 4,7 M / 4 kV

nF

C11 220 pF

1N5404

/ 500 V

D1-D4

+

C5 220 F 400 V

112 V / 0,45 A

R1

C4 1

1

14

22 k

nF

D5

12

16 V / 1,5 A

R7 47 k Ω C17 120 pF

7

100 nF 7 R5

3

MC44608P75

2

4

2

11

D9 MR852

+ C7 22 F 16 V

2

MCR22-6

D12

D7

8

DZ1

1N4934

1N4148

1

8V/1A 3

C14 +

1000 μ F / 35 V

10

6

C16

C9

R19

100 pF

470 pF

Vcc

1N4148

18 k

D13

630 V

5

R2 10

600 V / 6 A N-CH

C8

3 1

1

6

MOSFET

8

D14 MR856

D10

+

MR852

9

R17

R12 1

C15

C18 100 nF

k

1000 μ F / 16 V

2,2 k 5 W

R4 3,9 k

R3 0.27 EN

APAGADO

R9 100 k

nF R21 47

OPT1

R10

C19 33 R11

DZ3 10 V

47 k

1N4740A

DZ2 TL431CLP

Figura 46. anchas Mains 100 W TV SMPS con Secondary

Reconfiguración de 1,3 W TV Stand-by

www.onsemi.com 48

J3

nF

47 μ F / 250 V

100 k

Presiento

2

C13 100

C12

C6 47 nF 630 V D6 MR856

1N4007

+

D18 MR856

5W

EN normal Modo OFF = = modo pulsado

10 k

R8 2,4 k

J4

SMPSRM caracteristicas:

Apagado Consumo de energía: 300 mW extraída de la salida 8V en modo pulsado. PAG en = 1.3W independiente de la red eléctrica. Eficiencia: 83%

limitación de potencia máxima. detección de exceso de temperatura. detección de desmagnetización. Protección contra circuito abierto.

En las ventajas de semiconductores: controlador de muy bajo número de componentes. Fallar bucle de retroalimentación abrir la caja fuerte. Programable de transferencia de potencia en modo de impulsos para el sistema de modo de stand-by eficiente. Las pérdidas en modo independiente del valor de la red. solución semiconductor completa.

dispositivos: Número de pieza

Descripción

MC44608P75

Línea verde Controlador PWM Muy Alta Tensión

TL431

Programable de precisión de referencia

MR856

Rectificador rápido de la recuperación (600 V)

MR852

Rectificador rápido de la recuperación (200 V)

1N5404

Rectificador de propósito general (400 V)

1N4740A

Zener Regulador (10 V, 1 W)

Transformador

SMT19 40346-29 (9 ranuras de bobina) inductancia primaria: 181 mH Nprimary: 40 espiras N 112 V: 40 espiras N 16 V: 6 vueltas N 8 V: 3 vueltas

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SMPSRM

Aplicación: Bajo Costo Desconectado IGBT cargador de batería

+

130-350 V DC D1

C3

R1

+

220 F /

150

C2 220 F /

10 V

1N4148

R3

C10 1

R13

nF

100 k

MBRS240LT3

D4

D5

1N4937

R2 150

1N4148

M1

R1

+

-

10 V

D3

220 k

8 V a 400 mA

+

R11

MMG05N60D

113 k

120 k R5

IC1 MOC8103

1k

MC14093

R5 1,2 k

F / 350 V 10 F C3 10

R9

6

5

1

2

3

4

C4 MC33341 47 nF

470 12 V

7

+

C7

D2

8

R2

C5 1 nF

Q1 MBT3946DW

C9 1

3.9

nF

0V

Figura 47. Bajo Costo Desconectado IGBT cargador de batería

caracteristicas: entrada de corriente alterna universal.

3 capacidad Watt para cargar equipos portátiles. El peso ligero. diseño de montaje en superficie ahorro de espacio.

En las ventajas de semiconductores:

IGBT-proceso especial (IGBT normales no funcionarán correctamente en esta solicitud). Componentes estándar. modelo SPICE disponible para MC33341. dispositivos: Número de pieza

Descripción

MMG05N60D

El transistor bipolar de puerta aislada en SOT-223 Paquete

MC33341

Fuente de alimentación del cargador de batería del regulador del circuito de control

MBT3946DW

De doble propósito general (transistores bipolares)

MBRS240LT3

Surface Mount Schottky rectificador de potencia

MC14093

“NAND” Quad 2-Input Schmitt Trigger

1N4937

Rectificador de propósito general (600 V)

www.onsemi.com 50

1F V C8 D4 12

R12 20 k

R9 100

+

Q5 R10

SMPSRM

Aplicación: 110 W de salida de Flyback SMPS 180 VAC a 280 VAC

C3 1 nF / 1 KV

FILTRO

R1

RFI

1

/5W

4,7 k

C1 100

1N4007

F

D1-D4

120 V / 0,5 A

C32 220 pF

R20 22 k 5

D8 MR856

W

C17 47 nF D7 MR856 D5

220 F

R2 68 k /

27 k C2

2W

C30

C31

100 F

0.1 F

Laux R3

1N4934

L1 1 H

R4

28 V / 1 A

220 pF 9

C9 820 pF

C16 100 pF

10

R9 1k

1N4148

D9 MR852 C29

D6

11

10 k 13

C11 1

MC44603P

12

C15 1 R8 15

4,7 nF

R6 180

180k k nF / 1000 V

14

R16

Nota 1

R10

10 k

D10 MR852

R26 1

7 8 C4-C7 1 15

16

R19 10 k R18 27 k

15 V / 1 A

C26 220 pF

k C14

10 R7

nF

C28 0.1 F

LP

nF

R15

C27 1000 F

R5 1,2 k

C10 1 F

C25

C24

1000 F

0.1 F

123456

C13 100 nF

R14 2

8V/1A

220 pF

X 0,56 //

D11 MR852 C23 C21

C22

1000 F

0.1 F

R17

R24

10 k

270

R23 117,5 K

R21 10 k

C19 100 nF

1N4733 D14

C20 R25 1

C12

k

6,8 nF

TL431 Nota 1: 600 V / 6 A N-Channel MOSFET

33 nF

R22 2,5 k

Figura 48. 110 W de salida de Flyback SMPS

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SMPSRM caracteristicas:

operación fuera de línea de 180 V a 280 Vca. frquency fija y el modo stand-by. Cambia automáticamente el modo de funcionamiento basado en los requisitos de carga. Precise limitación de la potencia máxima en el modo de frecuencia fija.

En las ventajas de semiconductores: El trazado de circuito de protección para la limitación de corriente, de detección de sobretensión, foldback, desmagnetización y de arranque suave. frecuencia reducida en modo stand-by.

dispositivos: Número de pieza

Descripción

MC44603P

Mejorado Modo de frecuencia PWM Mixta GreenLine

MR856

Rectificador rápido de la recuperación (600 V)

MR852

Rectificador rápido de la recuperación (200 V)

TL431

Programable de precisión de referencia

1N4733A

Zener Regulador de voltaje de diodo (5,1 V)

1N4007

Rectificador de uso general (1000 V)

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SMPSRM

Aplicación: Circuito de seguridad eficiente para el lastre electrónico

C13 100 nF

C14 100 nF

AGND 250 V R18 PTC

250 V

C12 22 nF C11 4,7 nF

1200 V PTUBE = 55 W

Q3 T1A FT063

L1 1,6 mH Q2

MJE18004D2

MJE18004D2

R13

R14

2.2 R

2.2 R

C9

C8

2,2 nF R11 4.7 R

2,2 nF R12 4.7 R DIAC

C6 10 nF

C7 10 nF

NOTAS: * Todas las resistencias son del 5%, ± 0,25 W

D4

salvo indicación en contrario

R10

T1B

T1C

10 R

1N4007 D3

*

Todos los condensadores son de policarbonato, 63 V, 10%, a

±

menos que se indique lo contrario

C5 0,22 F

R9 330 k

C4 47 M

+

450 V

R7 1,8 M

P1 20 k C15 100 nF

Q1 500 V / 4

1N5407

1N5407

A N-Ch

D2 MUR180E

MOSFET 3

R6 1.0 R D8

1 2

D9

C16 47 nF

R5 1.0 R

T2

630 V

1N5407

D7

D6

1N5407 1 3 8 5 7 AGND R4 F 224 k2 6 C3 1,0

C2 330

D1

F 25 V

MUR120 R3 100 k / 1,0 W

FILTRAR

U1 MC34262

+

47 nF 630 V C17

C1 10 nF

R2 1,2 M

220 V FUSIBLE LÍNEA

R1 12 k

Figura 49. eficiente Circuito de seguridad para lastre electrónico

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SMPSRM caracteristicas:

Fácil de implementar el circuito para evitar la fuga térmica cuando la lámpara fluorescente no golpea.

En las ventajas de semiconductores: Los dispositivos de potencia no tienen que ser de gran tamaño - solución de menor coste. Incluye la corrección del factor de potencia.

dispositivos: Número de pieza

Descripción

MC34262

Controlador del Factor de Potencia

MUR120

Ultrarápido rectificador (200 V)

MJE18004D2

Alta Tensión planar Bipolar Transistor de potencia (100 V)

1N4007

Diodo de uso general (1000 V)

1N5240B

Zener Regulador de voltaje de diodo (10 V)

1N5407

Rectificador (3 A, 800 V)

* Otras opciones de electrónica de alta potencia: 1, 2 Lámparas

3, 4 lámparas

825 V

BUL642D2

BUL642D2

100 V

MJD18002D2

MJB18004D2

1200 V

MJD18202D2

MJB18204D2 MJE18204D2

En cuanto al proceso de H2BIP Semiconductor integra un diodo y el transistor bipolar de una solución solo paquete.

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SMPSRM

Aplicación: AC-DC cargador de batería - corriente constante con el límite de voltaje

T0.2x

D1

F1

250R 1N4140

+

2

C1

10 F / 350 V

R1

10 V

1N4140

220

C2

100 F

4k

R5

CIE V CC 178

V árbitro

C3

4

R14 22 k

C4 1 nF

U2 2

MC33341

Q1 600 V / 1 A N-Ch MOSFET

330

2

R7

Florida

6 5

MURS160T3

R4

6

C3

2

1 2

2.7

R13 12 k

4

C7

3 5

100 nF

378

GND

1N4140 D5 MC33364

1

C5

CMP

k

D6

22 k

U1

GND

D7

J2

+

HACER

1N4140 R3

5

D9 BZX84 / 5 V 4 k

MURS320T3

47 k

D4

+

R6 47

BZX84 / 18V

Línea

7

3

C5 1F

6

4

R2

20 F

T1

5

D3

+ D2

D8

R8 100

CSI

LÍNEA

5V

R4

CC V VSI CSI

1

CTA

J1

1SO1

2

MOC0102 4

R10 100 R

1

Figura 50. AC-DC cargador de batería - corriente constante con el límite de voltaje

caracteristicas: entrada de corriente alterna universal.

9.5 vatios capacidad para cargar equipos portátiles. El peso ligero. diseño de montaje en superficie ahorro de espacio.

En las ventajas de semiconductores:

Componentes estándar modelo SPICE disponible para MC33341 dispositivos: Número de pieza

Descripción

MC33341

Fuente de alimentación del cargador de batería del regulador del circuito de control

MC33364

Controlador SMPS conducción crítica

MURS160T3

Surface Mount ultrarápido rectificador (600 V)

MURS320T3

Surface Mount ultrarápido rectificador (200 V)

BZX84C5V1LT1

Zener Regulador de voltaje de diodo (5,1 V)

BZX84 / 18V

Zener Regulador de voltaje de diodo (MMSZ18T1)

Transformador

Para más detalles consultar AN1600

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33 nF

R12

R11

10 k

0.25

SMPSRM

La literatura disponible de ON Semiconductor notas de aplicación Estas notas de aplicación antiguos pueden contener números de pieza que ya no están disponibles, pero la información de las aplicaciones todavía pueden ser útiles en el diseño de un SMPS. Están disponibles a través de la página web en ON Semiconductor

www.onsemi.com. AN873 - Comprensión de transistor de potencia comportamiento dinámico: dv / dt de conmutación Efectos sobre RBSOA AN875 - Transistor de potencia de seguridad Área de funcionamiento: una consideración especial para Switching Power Supplies AN913 - Diseño con MOSFETs de potencia TMOS

AN915 - Caracterización de colector-emisor y el drenaje-a-Fuente diodos para aplicaciones Switchmode AN918 - En paralelo con MOSFET de potencia de conmutación Aplicaciones AN920 - Teoría y Aplicaciones de la MC34063 y A78S40 conmutación control del regulador Circuitos AN929 - Asegurar un rendimiento seguro de potencia MOSFET AN952 - ultrarrápida recuperación rectificadores extender el poder de transistor SOA AN1040 - Consideraciones para el montaje de semiconductores de potencia AN1043 - SPICE Modelo de TMOS de potencia MOSFET

AN1080 - Externa-Sync fuente de alimentación con rango universal de voltaje de entrada para los monitores AN1083 - Gestión térmica básica del poder Semiconductores AN1090 - Comprensión y predicción de MOSFET de potencia de conmutación AN1320 Comportamiento - 300 vatios, 100 kHz Convertidor Utiliza económica bipolares Planar Transistores de potencia AN1327 - Muy Amplia entrada Rango de voltaje, línea fuera del tiempo de retorno Fuente de alimentación conmutada AN1520 - HDTMOS potencia MOSFET de Excel en rectificador síncrono Aplicaciones AN1541 - Introducción a la bipolar de puerta aislada transistor AN1542 - Limitación de corriente de irrupción activa Usando MOSFET AN1543 - Electronic Design lámpara de lastre

AN1547 - Un convertidor de CC a CC para ordenadores portátiles Uso HDTMOS y síncrona Rectificación AN1570 - Básico Semiconductor medición térmica AN1576 - Reducir el Costo fluorescente compacta con Motorola (ON Semiconductor) IGBT para AN1577 Iluminación - Motorola (ON Semiconductor) D2 Transistores de la serie de convertidores fluorescente AN1593 - Low Cost 1.0 Una fuente de corriente para cargadores de baterías

AN1594 - Modo de Conducción crítico, Retorno Unidad de potencia Utilizando el MC33364 AN1600 - AC-DC cargador de batería - Corriente constante con el límite de voltaje

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SMPSRM

La literatura disponible de ON Semiconductor (continuación)

AN1601 - Circuito de seguridad eficiente para el lastre electrónico AN1628 - transistores de energía Comprensión Parámetros Breakdown AN1631 - Uso de PSPICE para analizar el rendimiento de los MOSFET de potencia en el Paso-Down, Reguladores de conmutación

El empleo de rectificación síncrona AN1669 - MC44603 en un 110 W de salida SMPS Aplicación AN1679 - Cómo hacer frente a fugas en los elementos convertidores Flyback AN1680 - Consideraciones de diseño para la sujeción de las redes de muy alta tensión monolítico fuera de línea PWM controladores AN1681 - Cómo mantener a un interruptor de tiempo de retorno Modo de suministro estable con un controlador crítico-Mode

Folletos y Guías Selector La siguiente bibliografía está disponible para su descarga desde el sitio web en ON Semiconductor www.onsemi.com. SG388 / D

Maestro Guía componentes de selector

SGD510 / D

Guía de selección de soluciones de conversión de energía

BRD8063 / D

Fuente de alimentación y de alimentación Adaptador de Soluciones

Modelos de dispositivos Los modelos de dispositivos para circuitos SMPS (MC33363 y MC33365), transistores de potencia, rectificadores y otros productos discretos están disponibles a través de la página web de ON Semiconductor o poniéndose en contacto con su oficina local de ventas.

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SMPSRM

Libros de referencia relativos a la conmutación de fuente de alimentación Diseño

Baliga, B. Jayant, Dispositivos semiconductores de potencia , PWS Publishing Co., Boston, 1996. 624 páginas. Brown, Marty,

Diseño práctico de fuente de alimentación de conmutación , Academic Press, Harcourt Brace Jovanovich, 1990. 240 páginas. Brown, Marty

Libro de cocina de fuente de alimentación , Serie EDN para los ingenieros de diseño, en la serie de semiconductores en electrónica de estado sólido, Butterworth-Heinmann, MA, 1994. 238 páginas Chrysiss, GC,

High Frequency fuentes de alimentación conmutadas: Teoría y diseño, segunda edición , McGraw-Hill, 1989. 287 páginas Gottlieb, Irving M.,

Fuentes de alimentación, Reguladores de conmutación de frecuencia, inversores y convertidores, 2ª edición , TAB Books, 1994. 479 páginas. Kassakian, John G., Martin F. Schlect, y George C. Verghese,

Principios de Electrónica de Potencia , Addison-Wesley, 1991. 738 páginas. Lee, Yim-Shu,

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Pequeña señal Mathcad Diseño SIDA , E / j Bloom Associates, 115 Duran Drive, San Rafael, CA 94.903 a 2.317, 415-492-8443, 1992. Disco de computadora incluido. Mohan, Ned, Tore M. Undeland, William P. Robbins,

Electrónica de Potencia: Converter, Aplicaciones y Diseño, 2ª edición , Wiley, 1995. 802 páginas Paice, Derek A.,

Electrónicos de potencia del convertidor de armónicos, Métodos de múltiples impulsos para la energía limpia , IEEE Press, 1995. 224 páginas. Whittington, HW,

Cambia el modo de Fuentes de alimentación: Diseño y construcción, 2ª edición , Wiley, 1996 224 páginas. Basso, Christophe,

Switch-Mode Power Supply SPICE Cookbook , McGraw-Hill, 2001. CD-ROM incluido. 255 páginas.

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SMPSRM

Ubicaciones web de cambio del modo de información de fuente de alimentación Ardem Associates (Dr. David R. Middlebrook)

http://www.ardem.com/ Conferencia de Electrónica de Potencia Aplicada (APEC) La conferencia electrónica de potencia para los aspectos prácticos de las fuentes de alimentación.

http://www.apec-conf.org/ Página de inicio del Dr. Vicente G. Bello simulación SPICE para fuentes de alimentación de modo de conmutación.

http://www.SpiceSim.com/ e / j BLOOM Associates (Ed Bloom) Materiales y servicios para el Power Electronics educativos.

http://www.ejbloom.com/

El Grupo Darnell (Jeff Shepard) Contiene una excelente lista de sitios web de electrónica de potencia, una extensa lista de información de contacto del fabricante y más.

http://www.darnell.com/ Conmutación-modo de diseño de fuente de alimentación de Jerrold Foutz

Una excelente ubicación para cambiar el modo de poder suministrar información y enlaces a otras fuentes.

http://www.smpstech.com/ Instituto de Ingenieros Eléctricos y Electrónicos (IEEE)

http://www.ieee.org/ Sociedad de Electrónica de Potencia del IEEE

http://www.pels.org/pels.html Control de Potencia y Movimiento Inteligente (PCIM) Artículos de problemas presentes y pasados.

http://www.pcim.com/ esquina de energía Esquina de alimentación de Frank Greenhalgh en EDTN

http://fgl.com/power1.htm Los diseñadores de poder

http://www.powerdesigners.com/ Garantía de calidad Power Magazine Artículos de problemas presentes y pasados.

http://powerquality.com/ Las fuentes de energía Asociación de Fabricantes de una organización comercial para la industria de fuentes de energía.

http://www.psma.com/ Quantum laboratorios de energía

Una excelente glosario de hipertexto ligado términos de electrónica de potencia.

http://www.quantumpower.com/ Ridley Engineering, Inc. El Dr. Ray Ridley

http://www.ridleyengineering.com/

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SMPSRM

Ubicaciones web de cambio del modo de información de fuente de alimentación (continuación)

Primavera Enterprises - Rudy Severns Rudy Severns tiene más de 40 años de experiencia en el diseño de la fuente de alimentación de modo de conmutación y conversión de energía estática para los ingenieros de diseño.

http://www.rudyseverns.com/

TESLAco El Dr. Slobodan Cuk es a la vez presidente de TESLAco y la cabeza del Poder Electronics Group Caltech.

http://www.teslaco.com/ Venable Industrias

http://www.venableind.com/

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